JP2001217802A - Ｏｆｄｍ信号復調用シンボルタイミング検出回路 - Google Patents
Ｏｆｄｍ信号復調用シンボルタイミング検出回路Info
- Publication number
- JP2001217802A JP2001217802A JP2000022459A JP2000022459A JP2001217802A JP 2001217802 A JP2001217802 A JP 2001217802A JP 2000022459 A JP2000022459 A JP 2000022459A JP 2000022459 A JP2000022459 A JP 2000022459A JP 2001217802 A JP2001217802 A JP 2001217802A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- correlation
- symbol timing
- timing
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Abstract
(57)【要約】
【課題】 受信ＯＦＤＭ信号を復調するために行われる
ＦＦＴ演算用の時間窓を設定するために必要なシンボル
タイミングの検出精度を向上させることである。 【解決手段】 シンボルタイミングを検出するために利
用していた従来の第１の相関信号Ｓ１を遅延回路２２で
遅延し、第２の相関信号Ｓ２を得る。第１の相関信号Ｓ
１と第２の相関信号Ｓ２は加算回路２３で加算され、第
３の相関信号Ｓ３を出力する。第３の相関信号Ｓ３のピ
ークはＳ１よりも強化されているので、Ｓ３の最大ピー
クを検出回路２４で検出することによりピーク位置検出
の誤差率を大幅に改善できる。
ＦＦＴ演算用の時間窓を設定するために必要なシンボル
タイミングの検出精度を向上させることである。 【解決手段】 シンボルタイミングを検出するために利
用していた従来の第１の相関信号Ｓ１を遅延回路２２で
遅延し、第２の相関信号Ｓ２を得る。第１の相関信号Ｓ
１と第２の相関信号Ｓ２は加算回路２３で加算され、第
３の相関信号Ｓ３を出力する。第３の相関信号Ｓ３のピ
ークはＳ１よりも強化されているので、Ｓ３の最大ピー
クを検出回路２４で検出することによりピーク位置検出
の誤差率を大幅に改善できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はディジタル無線通信
システムに用いるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重、Orth
ogonal Frequency Division Multiplexing ）信号の復
調のために必要なシンボルタイミングを検出する検出回
路の改良に関する。
システムに用いるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重、Orth
ogonal Frequency Division Multiplexing ）信号の復
調のために必要なシンボルタイミングを検出する検出回
路の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＯＦＤＭ変調方式は送信側でサブキャリ
ア毎に、入力信号をＱＰＳＫ（Quadarature Phase Shif
t Keying）等で変調を行い、それにより得られた信号に
対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行うことでＯ
ＦＤＭ変調波信号を生成する。一方、受信側では受信し
たＯＦＤＭ変調波信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）を行った後、復調を行う。従って、受信側ではＦＦ
Ｔ用の時間窓を設定するための受信信号のシンボルタイ
ミングを得る必要がある。ＯＦＤＭ伝送方式では通常ガ
ードインターバル（ＧＩ）と呼ばれるＩＦＦＴ出力の繰
り返し信号や、信号系列の先頭部分にプリアンブルと呼
ばれる既知信号を付加して送信し、受信側ではこの信号
区間での相関を利用しタイミングを検出する手法が一般
的である。
ア毎に、入力信号をＱＰＳＫ（Quadarature Phase Shif
t Keying）等で変調を行い、それにより得られた信号に
対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行うことでＯ
ＦＤＭ変調波信号を生成する。一方、受信側では受信し
たＯＦＤＭ変調波信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）を行った後、復調を行う。従って、受信側ではＦＦ
Ｔ用の時間窓を設定するための受信信号のシンボルタイ
ミングを得る必要がある。ＯＦＤＭ伝送方式では通常ガ
ードインターバル（ＧＩ）と呼ばれるＩＦＦＴ出力の繰
り返し信号や、信号系列の先頭部分にプリアンブルと呼
ばれる既知信号を付加して送信し、受信側ではこの信号
区間での相関を利用しタイミングを検出する手法が一般
的である。
【０００３】図３にＯＦＤＭ復調器で相関信号のピーク
を検出することによりシンボルタイミングを検出する従
来の手法の構成例を示す。図３において、ＯＦＤＭ受信
信号ａ１は遅延回路ａ２に入力される。遅延回路ａ２で
はＴｗ時間だけ上記受信信号が遅延される。ここで、Ｔ
ｗはＯＦＤＭ信号の変調及び復調に用いるＩＦＦＴ及び
ＦＦＴの時間窓の時間幅である。遅延回路ａ２の出力信
号は複素共役信号生成回路ａ３に入力される。該回路ａ
３からの複素共役信号は、乗算回路ａ４で上記受信信号
ａ１と乗算される。乗算回路ａ４の出力信号は移動平均
フィルタａ６に入力される。移動平均フィルタａ６では
上記出力信号のＴｗ時間の平均化が行われる。移動平均
フィルタａ６の出力信号は自乗演算回路ａ８に入力さ
れ、自乗演算出力信号に変換される。一方、ＯＦＤＭ受
信信号ａ１は自乗演算回路ａ５に入力され、自乗演算出
力信号に変換され、その自乗演算出力信号は移動平均フ
ィルタａ７に入力される。移動平均フィルタａ７では該
自乗演算出力信号のＴｗ時間の平均化が行われる。移動
平均フィルタａ７の出力信号は、自乗演算回路ａ９に入
力され、自乗演算出力信号に変換される。除算回路ａ１
０では、自乗演算回路ａ８の出力信号を自乗演算回路ａ
９の出力信号で除算する。除算回路ａ１０の出力信号
（相関ピーク）はあるしきい値と比較され、しきい値よ
り大きい値が検出されたら、その時刻から一定の時間内
での最大値をバッファａ１１に蓄える。ピーク位置検出
回路ａ１２ではバッファ内の値から除算回路ａ１０の出
力信号のピーク位置を検出し、そのピーク位置からタイ
ミング信号生成回路ａ１３でシンボルタイミングをとる
ための信号を生成する。
を検出することによりシンボルタイミングを検出する従
来の手法の構成例を示す。図３において、ＯＦＤＭ受信
信号ａ１は遅延回路ａ２に入力される。遅延回路ａ２で
はＴｗ時間だけ上記受信信号が遅延される。ここで、Ｔ
ｗはＯＦＤＭ信号の変調及び復調に用いるＩＦＦＴ及び
ＦＦＴの時間窓の時間幅である。遅延回路ａ２の出力信
号は複素共役信号生成回路ａ３に入力される。該回路ａ
３からの複素共役信号は、乗算回路ａ４で上記受信信号
ａ１と乗算される。乗算回路ａ４の出力信号は移動平均
フィルタａ６に入力される。移動平均フィルタａ６では
上記出力信号のＴｗ時間の平均化が行われる。移動平均
フィルタａ６の出力信号は自乗演算回路ａ８に入力さ
れ、自乗演算出力信号に変換される。一方、ＯＦＤＭ受
信信号ａ１は自乗演算回路ａ５に入力され、自乗演算出
力信号に変換され、その自乗演算出力信号は移動平均フ
ィルタａ７に入力される。移動平均フィルタａ７では該
自乗演算出力信号のＴｗ時間の平均化が行われる。移動
平均フィルタａ７の出力信号は、自乗演算回路ａ９に入
力され、自乗演算出力信号に変換される。除算回路ａ１
０では、自乗演算回路ａ８の出力信号を自乗演算回路ａ
９の出力信号で除算する。除算回路ａ１０の出力信号
（相関ピーク）はあるしきい値と比較され、しきい値よ
り大きい値が検出されたら、その時刻から一定の時間内
での最大値をバッファａ１１に蓄える。ピーク位置検出
回路ａ１２ではバッファ内の値から除算回路ａ１０の出
力信号のピーク位置を検出し、そのピーク位置からタイ
ミング信号生成回路ａ１３でシンボルタイミングをとる
ための信号を生成する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ＯＦＤＭ変調方式は、
フェージングやゴースト等の妨害に強い変調方式であ
り、移動体通信向けに応用が検討されてきている。ＯＦ
ＤＭ受信装置では、受信信号に対してＦＦＴ演算を行う
ため、ＦＦＴ演算用の時間窓を設定する必要があり、そ
のためにシンボルタイミングの検出精度の向上が求めら
れる。
フェージングやゴースト等の妨害に強い変調方式であ
り、移動体通信向けに応用が検討されてきている。ＯＦ
ＤＭ受信装置では、受信信号に対してＦＦＴ演算を行う
ため、ＦＦＴ演算用の時間窓を設定する必要があり、そ
のためにシンボルタイミングの検出精度の向上が求めら
れる。
【０００５】従来の構成では、図３に示されるようにＯ
ＦＤＭ受信信号の相関性が高い系列部分を利用するため
に受信信号に対し遅延信号を生成し、ＯＦＤＭ受信信号
と遅延信号の相関のピークからタイミングを検出してい
た。しかし、この手法だけでは受信信号電力に対する雑
音電力の割合が高くなると、相関のピークが鈍り、タイ
ミング検出の精度が劣化する。
ＦＤＭ受信信号の相関性が高い系列部分を利用するため
に受信信号に対し遅延信号を生成し、ＯＦＤＭ受信信号
と遅延信号の相関のピークからタイミングを検出してい
た。しかし、この手法だけでは受信信号電力に対する雑
音電力の割合が高くなると、相関のピークが鈍り、タイ
ミング検出の精度が劣化する。
【０００６】本発明はこの問題を解決し、受信信号電力
に対する雑音電力の割合が高くなっても相関のピークの
鈍りが少ない、ＯＦＤＭ復調用シンボルタイミング検出
回路を提供することを目的とする。
に対する雑音電力の割合が高くなっても相関のピークの
鈍りが少ない、ＯＦＤＭ復調用シンボルタイミング検出
回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明のＯＦＤＭ信号復調用シンボルタイミング検
出回路は、受信ＯＦＤＭ信号と、その所定時間遅延信号
とから第１の相関信号を演算する相関演算手段と、上記
第１の相関信号を所定時間遅延させて第２の相関信号を
得る遅延手段と、上記第１の相関信号と第２の相関信号
とを加算して第３の相関信号を得る加算手段と、上記第
３の相関信号の所定時間内のピーク値から受信ＯＦＤＭ
信号の復調用シンボルタイミングを検出する検出手段
と、を備えたことを要旨とする。
め、本発明のＯＦＤＭ信号復調用シンボルタイミング検
出回路は、受信ＯＦＤＭ信号と、その所定時間遅延信号
とから第１の相関信号を演算する相関演算手段と、上記
第１の相関信号を所定時間遅延させて第２の相関信号を
得る遅延手段と、上記第１の相関信号と第２の相関信号
とを加算して第３の相関信号を得る加算手段と、上記第
３の相関信号の所定時間内のピーク値から受信ＯＦＤＭ
信号の復調用シンボルタイミングを検出する検出手段
と、を備えたことを要旨とする。
【０００８】本発明において、前記第１の演算手段は、
受信ＯＦＤＭ信号を所定時間遅延させる第１の遅延回路
と、第１の遅延回路の出力信号の共役複素信号を得るた
めの第１の演算回路と、上記共役複素信号と受信ＯＦＤ
Ｍ信号とを乗算する乗算回路と、上記乗算回路の出力信
号を移動平均する第１の移動平均回路と、受信ＯＦＤＭ
信号の自乗演算を行う第１の自乗演算回路と、上記第１
の自乗演算回路の出力信号を移動平均する第２の移動平
均回路と、上記第１の移動平均回路の出力信号の自乗演
算を行う第２の自乗演算回路と、上記第２の移動平均回
路の出力信号の自乗演算を行う第３の自乗演算回路と、
上記第２の自乗演算回路の出力信号を、第３の自乗演算
回路の出力信号で除算する除算回路と、で構成してもよ
い。
受信ＯＦＤＭ信号を所定時間遅延させる第１の遅延回路
と、第１の遅延回路の出力信号の共役複素信号を得るた
めの第１の演算回路と、上記共役複素信号と受信ＯＦＤ
Ｍ信号とを乗算する乗算回路と、上記乗算回路の出力信
号を移動平均する第１の移動平均回路と、受信ＯＦＤＭ
信号の自乗演算を行う第１の自乗演算回路と、上記第１
の自乗演算回路の出力信号を移動平均する第２の移動平
均回路と、上記第１の移動平均回路の出力信号の自乗演
算を行う第２の自乗演算回路と、上記第２の移動平均回
路の出力信号の自乗演算を行う第３の自乗演算回路と、
上記第２の自乗演算回路の出力信号を、第３の自乗演算
回路の出力信号で除算する除算回路と、で構成してもよ
い。
【０００９】更に、本発明において、前記検出回路は、
前記加算手段からの第３の相関信号のピーク値を検出す
る検出回路と、上記ピーク値を保持する保持回路と、上
記ピーク値検出から所定時間内に上記ピーク値より高い
ピーク値を検出されない時にピークタイミングを出力す
るタイミング制御回路と、上記ピークタイミングに応答
してシンボルタイミング信号を生成するタイミング信号
生成回路と、から成るように構成してもよい。
前記加算手段からの第３の相関信号のピーク値を検出す
る検出回路と、上記ピーク値を保持する保持回路と、上
記ピーク値検出から所定時間内に上記ピーク値より高い
ピーク値を検出されない時にピークタイミングを出力す
るタイミング制御回路と、上記ピークタイミングに応答
してシンボルタイミング信号を生成するタイミング信号
生成回路と、から成るように構成してもよい。
【００１０】
【発明の実施の形態】図３に示す従来の構成では、受信
信号と受信信号をＴｗ時間遅延させた遅延信号から受信
信号と遅延信号との相関を表す相関信号を生成し、相関
信号のピーク位置からのみシンボルタイミングを検出し
ていたため、ピーク位置が変動しやすいということが問
題であった。
信号と受信信号をＴｗ時間遅延させた遅延信号から受信
信号と遅延信号との相関を表す相関信号を生成し、相関
信号のピーク位置からのみシンボルタイミングを検出し
ていたため、ピーク位置が変動しやすいということが問
題であった。
【００１１】本発明はかかる問題を解決するため、図２
に示すように、受信ＯＦＤＭ信号とその所定時間遅延信
号との相関を表す第１の相関信号Ｓ１と、該第１の相関
信号Ｓ１を所定時間遅延させた第２の相関信号Ｓ２と、
を加算した第３の相関信号Ｓ３のピークから前記シンボ
ルタイミングの検出を行う方法を実施する。
に示すように、受信ＯＦＤＭ信号とその所定時間遅延信
号との相関を表す第１の相関信号Ｓ１と、該第１の相関
信号Ｓ１を所定時間遅延させた第２の相関信号Ｓ２と、
を加算した第３の相関信号Ｓ３のピークから前記シンボ
ルタイミングの検出を行う方法を実施する。
【００１２】図１は上記本発明の方法を実施するための
原理的構成を示す。同図において、２１は相関演算回路
で、受信ＯＦＤＭ信号とその所定時間遅延信号との相関
を表す第１の相関信号Ｓ１を生成する。第１の相関信号
Ｓ１は所定時間Ｔ３毎にピークＰ１を示す。
原理的構成を示す。同図において、２１は相関演算回路
で、受信ＯＦＤＭ信号とその所定時間遅延信号との相関
を表す第１の相関信号Ｓ１を生成する。第１の相関信号
Ｓ１は所定時間Ｔ３毎にピークＰ１を示す。
【００１３】２２は遅延回路で、第１の相関信号Ｓ１を
上記時間Ｔ３だけ遅延させて第２の相関信号Ｓ２を生成
する。
上記時間Ｔ３だけ遅延させて第２の相関信号Ｓ２を生成
する。
【００１４】２３は加算回路で、第１の相関信号Ｓ１と
第２の相関信号Ｓ２を加算して第３の相関信号Ｓ３を生
成する。
第２の相関信号Ｓ２を加算して第３の相関信号Ｓ３を生
成する。
【００１５】第２の相関信号Ｓ２は第１の相関信号Ｓ１
を時間Ｔ３だけ遅延させているので、第２の相関信号Ｓ
２のピークＰ２は第１の相関信号Ｓ１の対応するピーク
Ｐ１の時間Ｔ３だけ遅れて表れる。従って第１及び第２
の相関信号Ｓ１，Ｓ２の和で表される第３の相関信号Ｓ
３はＳ１とＳ２のピーク位置が重なる時刻に大きな値の
ピークＰ３を有することになる。
を時間Ｔ３だけ遅延させているので、第２の相関信号Ｓ
２のピークＰ２は第１の相関信号Ｓ１の対応するピーク
Ｐ１の時間Ｔ３だけ遅れて表れる。従って第１及び第２
の相関信号Ｓ１，Ｓ２の和で表される第３の相関信号Ｓ
３はＳ１とＳ２のピーク位置が重なる時刻に大きな値の
ピークＰ３を有することになる。
【００１６】２４は検出回路で、第３の相関信号Ｓ３の
所定時間内の上記ピークＰ３から受信ＯＦＤＭ信号の復
調用シンボルタイミングを検出する。
所定時間内の上記ピークＰ３から受信ＯＦＤＭ信号の復
調用シンボルタイミングを検出する。
【００１７】このように本発明では、従来のシンボルの
タイミングを検出するために利用していた第１の相関信
号Ｓ１のピークＰ１を、第３の相関信号Ｓ３のピークＰ
３を得ることによってより強化することにより、ピーク
位置検出の誤差を大幅に削減してシンボルタイミングの
検出精度を向上させている。
タイミングを検出するために利用していた第１の相関信
号Ｓ１のピークＰ１を、第３の相関信号Ｓ３のピークＰ
３を得ることによってより強化することにより、ピーク
位置検出の誤差を大幅に削減してシンボルタイミングの
検出精度を向上させている。
【００１８】
【実施例】以下、上述した本発明の実施の形態に基づ
く、本発明のＯＦＤＭ信号復調用シンボルタイミング検
出回路の一実施例を図４を参照して説明する。図４にお
いて、１は入力信号（受信ＯＦＤＭ信号）、２は遅延回
路、３は共役複素信号生成回路、４は乗算回路、５は自
乗回路、６及び７は移動平均フィルタ、８及び９は自乗
回路、１０は除算回路であり、これら回路２〜１０は前
記相関演算回路２１を構成する。１１は遅延回路で、前
記遅延回路２２に相当し、１２は加算器で、前記加算回
路２３に相当する。
く、本発明のＯＦＤＭ信号復調用シンボルタイミング検
出回路の一実施例を図４を参照して説明する。図４にお
いて、１は入力信号（受信ＯＦＤＭ信号）、２は遅延回
路、３は共役複素信号生成回路、４は乗算回路、５は自
乗回路、６及び７は移動平均フィルタ、８及び９は自乗
回路、１０は除算回路であり、これら回路２〜１０は前
記相関演算回路２１を構成する。１１は遅延回路で、前
記遅延回路２２に相当し、１２は加算器で、前記加算回
路２３に相当する。
【００１９】また、１３及び１４は比較回路、１５はバ
ッファ、１６はタイミング制御部、１７はタイミング信
号生成回路で、これら回路１３〜１７により、前記検出
回路２４が構成されている。
ッファ、１６はタイミング制御部、１７はタイミング信
号生成回路で、これら回路１３〜１７により、前記検出
回路２４が構成されている。
【００２０】図２の実施例において、受信ＯＦＤＭ信号
１は遅延回路２に入力される。遅延回路２では時間Ｔ１
だけ受信ＯＦＤＭ信号１が遅延される。ここでＴ１は、
例えば、受信ＯＦＤＭ信号１のプリアンブルにおける短
いＯＦＤＭシンボルの時間である。遅延回路２の出力信
号は共役複素信号生成回路３に入力される。該回路３か
らの共役複素出力信号は受信ＯＦＤＭ信号１と乗算回路
４で複素乗算される。乗算回路４の出力信号は移動平均
フィルタ６に入力される。該フィルタ６では時間Ｔ２の
平均化が行われる。ここでＴ２は、例えば、受信ＯＦＤ
Ｍ信号１のプリアンブルにおける短いＯＦＤＭシンボル
時間の３倍の時間である。フィルタ６の出力信号は自乗
回路８に入力される。また、受信ＯＦＤＭ信号１は自乗
回路５で自乗される。自乗回路５の出力信号は移動平均
フィルタ７で時間Ｔ２の平均が求められる。該フィルタ
７の出力信号は自乗回路９に入力される。除算回路１０
では、自乗回路８の出力信号を自乗回路９の出力信号で
除算する正規化演算が行われ、第１の相関信号Ｓ１が出
力される。Ｓ１は、例えば、下記のように定義される。
１は遅延回路２に入力される。遅延回路２では時間Ｔ１
だけ受信ＯＦＤＭ信号１が遅延される。ここでＴ１は、
例えば、受信ＯＦＤＭ信号１のプリアンブルにおける短
いＯＦＤＭシンボルの時間である。遅延回路２の出力信
号は共役複素信号生成回路３に入力される。該回路３か
らの共役複素出力信号は受信ＯＦＤＭ信号１と乗算回路
４で複素乗算される。乗算回路４の出力信号は移動平均
フィルタ６に入力される。該フィルタ６では時間Ｔ２の
平均化が行われる。ここでＴ２は、例えば、受信ＯＦＤ
Ｍ信号１のプリアンブルにおける短いＯＦＤＭシンボル
時間の３倍の時間である。フィルタ６の出力信号は自乗
回路８に入力される。また、受信ＯＦＤＭ信号１は自乗
回路５で自乗される。自乗回路５の出力信号は移動平均
フィルタ７で時間Ｔ２の平均が求められる。該フィルタ
７の出力信号は自乗回路９に入力される。除算回路１０
では、自乗回路８の出力信号を自乗回路９の出力信号で
除算する正規化演算が行われ、第１の相関信号Ｓ１が出
力される。Ｓ１は、例えば、下記のように定義される。
【００２１】
【数１】
【００２２】第１の相関信号Ｓ１は遅延回路１１に入力
され、所定時間Ｔ３遅延され、第２の相関信号Ｓ２に変
換される。第２の相関信号Ｓ２は第１の相関信号Ｓ１と
加算器１２で加算され、第３の相関信号Ｓ３を生成す
る。
され、所定時間Ｔ３遅延され、第２の相関信号Ｓ２に変
換される。第２の相関信号Ｓ２は第１の相関信号Ｓ１と
加算器１２で加算され、第３の相関信号Ｓ３を生成す
る。
【００２３】ここで、例えば、 Ｓ２＝ＰＰ（ｎ−８０） （４） Ｓ３＝ＰＰ（ｎ）＋ＰＰ（ｎ−８０） （５） であり、第３の相関信号Ｓ３は前述のように検出回路２
４に入力され、前記ピークＰ３よりシンボルタイミング
を検出する。
４に入力され、前記ピークＰ３よりシンボルタイミング
を検出する。
【００２４】検出回路２４において、第３の相関信号Ｓ
３は比較器１３であるしきい値と比較され、しきい値Ｓ
を越えた値の信号はバッファ１５の値と比較器１４で比
較され、バッファ１５の値より大きい値であればバッフ
ァ１５に新しい値の信号として保持される。タイミング
制御部１６では、新たな値の信号がバッファ１５に蓄え
られた時点から、ある一定時間Ｔのタイミングをカウン
トし、その間に新たにバッファ１５に新たな値の信号が
保持されなければ、カウントしたタイミング数からシン
ボルのタイミングを検出し、タイミング信号生成回路１
７で、タイミング制御のための信号を生成する。
３は比較器１３であるしきい値と比較され、しきい値Ｓ
を越えた値の信号はバッファ１５の値と比較器１４で比
較され、バッファ１５の値より大きい値であればバッフ
ァ１５に新しい値の信号として保持される。タイミング
制御部１６では、新たな値の信号がバッファ１５に蓄え
られた時点から、ある一定時間Ｔのタイミングをカウン
トし、その間に新たにバッファ１５に新たな値の信号が
保持されなければ、カウントしたタイミング数からシン
ボルのタイミングを検出し、タイミング信号生成回路１
７で、タイミング制御のための信号を生成する。
【００２５】図５は、一例として、ＥＴＳＩ／ＢＲＡＮ
のＨＹＰＥＲＬＡＮ Type２規格案によるＯＦＤＭ信号
のプリアンブル部の信号形式を示す。このプリアンブル
部（例えば１６μsec）は、Ａ，Ｂ，Ｃフィールドから
構成され、本発明では、Ｂ又はＡ及びＢフィールドの信
号区間Ａ１での規格信号（受信ＯＦＤＭ信号）と遅延信
号との相関を利用し、上述したようにして得たピークＰ
ａ，Ｐｂからシンボルタイミングを検出するが、図６に
そのシンボルタイミング検出率ＱとＣＮＲとの関係を示
す。同図より、ＣＮＲが１０ｄＢ以上であれば十分良好
な検出率Ｑが得られることが分かり、またＢフィールド
だけを利用する場合Ｑ１より、Ａ及びＢフィールドを利
用する場合Ｑ２の方が改善度が良好となる。
のＨＹＰＥＲＬＡＮ Type２規格案によるＯＦＤＭ信号
のプリアンブル部の信号形式を示す。このプリアンブル
部（例えば１６μsec）は、Ａ，Ｂ，Ｃフィールドから
構成され、本発明では、Ｂ又はＡ及びＢフィールドの信
号区間Ａ１での規格信号（受信ＯＦＤＭ信号）と遅延信
号との相関を利用し、上述したようにして得たピークＰ
ａ，Ｐｂからシンボルタイミングを検出するが、図６に
そのシンボルタイミング検出率ＱとＣＮＲとの関係を示
す。同図より、ＣＮＲが１０ｄＢ以上であれば十分良好
な検出率Ｑが得られることが分かり、またＢフィールド
だけを利用する場合Ｑ１より、Ａ及びＢフィールドを利
用する場合Ｑ２の方が改善度が良好となる。
【００２６】図７は第３の相関信号Ｓ３に関連する特徴
量ＭＭ（ｎ）によりシンボルタイミングを検出する場合
のタイミング（サンプリング数）とＭＭ（ｎ）の関係を
示す一例で、これは前述した検出回路２４の動作を示し
ており、MaxpotＭＭはバッファ１５に蓄えられた最大ピ
ーク値に相当し、またピーク検出幅は前記一定時間Ｔの
タイミングカウントに相当する。
量ＭＭ（ｎ）によりシンボルタイミングを検出する場合
のタイミング（サンプリング数）とＭＭ（ｎ）の関係を
示す一例で、これは前述した検出回路２４の動作を示し
ており、MaxpotＭＭはバッファ１５に蓄えられた最大ピ
ーク値に相当し、またピーク検出幅は前記一定時間Ｔの
タイミングカウントに相当する。
【００２７】なお、前記相関演算回路２１は図４の構成
に限定されないこと勿論である。また相関をとるために
利用されるプリアンブル部の構成についても同様であ
る。
に限定されないこと勿論である。また相関をとるために
利用されるプリアンブル部の構成についても同様であ
る。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、従
来のＯＦＤＭ信号復調用シンボルタイミング検出回路に
対し簡易な回路の追加のみで、シンボルタイミングの検
出精度を大幅に改善することができる。
来のＯＦＤＭ信号復調用シンボルタイミング検出回路に
対し簡易な回路の追加のみで、シンボルタイミングの検
出精度を大幅に改善することができる。
【図１】本発明の基本的構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の基本的動作原理の説明図である。
【図３】従来のＯＦＤＭ信号復調用シンボルタイミング
検出回路の一例を示すブロック図である。
検出回路の一例を示すブロック図である。
【図４】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図５】ＯＦＤＭ信号のプリアンブル部の信号形式の一
例を示す図である。
例を示す図である。
【図６】本発明におけるシンボルタイミング検出率とＣ
ＮＲとの関係を示す図である。
ＮＲとの関係を示す図である。
【図７】特徴量ＭＭ（ｎ）とタイミングの関係を示す図
である。
である。
１ 受信ＯＦＤＭ信号 ２ 遅延回路 ３ 共役複素信号生成回路 ４ 乗算回路 ５ 自乗回路 ６ 移動平均フィルタ ７ 移動平均フィルタ ８ 自乗回路 ９ 自乗回路 １０ 除算回路 １１ 遅延回路 １２ 加算器 １３ 比較回路 １４ 比較回路 １５ バッファ １６ タイミング制御部 １７ シンボルタイミング信号生成回路 ２１ 相関演算回路 ２２ 遅延回路 ２３ 加算回路 ２４ 検出回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 袁 浩 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 (72)発明者 大関 武雄 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 (72)発明者 盧 鋒 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 (72)発明者 濱井 龍明 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD17 DD19 DD33 DD42 5K047 AA03 BB01 CC01 HH03 HH15 HH53 MM36
Claims (3)
- 【請求項１】 受信ＯＦＤＭ信号と、その所定時間遅延
信号とから第１の相関信号を演算する相関演算手段と、 上記第１の相関信号を所定時間遅延させて第２の相関信
号を得る遅延手段と、 上記第１の相関信号と第２の相関信号とを加算して第３
の相関信号を得る加算手段と、 上記第３の相関信号の所定時間内のピーク値から受信Ｏ
ＦＤＭ信号の復調用シンボルタイミングを検出する検出
手段と、 を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号復調用シンボル
タイミング検出回路。 - 【請求項２】 前記第１の演算手段は、 受信ＯＦＤＭ信号を所定時間遅延させる第１の遅延回路
と、 第１の遅延回路の出力信号の共役複素信号を得るための
第１の演算回路と、 上記共役複素信号と受信ＯＦＤＭ信号とを乗算する乗算
回路と、 上記乗算回路の出力信号を移動平均する第１の移動平均
回路と、 受信ＯＦＤＭ信号の自乗演算を行う第１の自乗演算回路
と、 上記第１の自乗演算回路の出力信号を移動平均する第２
の移動平均回路と、 上記第１の移動平均回路の出力信号の自乗演算を行う第
２の自乗演算回路と、 上記第２の移動平均回路の出力信号の自乗演算を行う第
３の自乗演算回路と、 上記第２の自乗演算回路の出力信号を、第３の自乗演算
回路の出力信号で除算する除算回路と、で構成されたこ
とを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号復調用シン
ボルタイミング検出回路。 - 【請求項３】 前記検出回路は、 前記加算手段からの第３の相関信号のピーク値を検出す
る検出回路と、 上記ピーク値を保持する保持回路と、 上記ピーク値検出から所定時間内に上記ピーク値より高
いピーク値を検出されない時にピークタイミングを出力
するタイミング制御回路と、 上記ピークタイミングに応答してシンボルタイミング信
号を生成するタイミング信号生成回路と、から成ること
を特徴とする請求項１又は２記載のＯＦＤＭ信号復調用
シンボルタイミング検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000022459A JP2001217802A (ja) | 2000-01-31 | 2000-01-31 | Ｏｆｄｍ信号復調用シンボルタイミング検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000022459A JP2001217802A (ja) | 2000-01-31 | 2000-01-31 | Ｏｆｄｍ信号復調用シンボルタイミング検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001217802A true JP2001217802A (ja) | 2001-08-10 |
Family
ID=18548761
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000022459A Pending JP2001217802A (ja) | 2000-01-31 | 2000-01-31 | Ｏｆｄｍ信号復調用シンボルタイミング検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001217802A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002103947A1 (fr) * | 2001-06-15 | 2002-12-27 | Sony Corporation | Circuit de generation de positionnement temporel de demodulation et appareil de demodulation |
| WO2003071724A1 (fr) * | 2002-02-20 | 2003-08-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Recepteur, circuit et procede de correction de rythme de symboles, et procede de traitement de demodulation |
| JP2008271539A (ja) * | 2007-04-18 | 2008-11-06 | Fujitsu Ltd | ブロードバンド無線通信システムにおけるフレーム同期装置及び方法 |
| US8218427B2 (en) | 2003-12-27 | 2012-07-10 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Preamble configuring method in the wireless LAN system, and a method for a frame synchronization |
| JP2013521729A (ja) * | 2010-03-29 | 2013-06-10 | 株式会社村田製作所 | 無線通信システムにおける正確な時間同期用の方法および装置 |
| JP2013521730A (ja) * | 2010-03-29 | 2013-06-10 | 株式会社村田製作所 | 無線通信システムにおける整数周波数オフセット推定のための方法および装置 |
| WO2014171341A1 (ja) * | 2013-04-15 | 2014-10-23 | ソニー株式会社 | 受信装置、受信方法、及び、プログラム |
-
2000
- 2000-01-31 JP JP2000022459A patent/JP2001217802A/ja active Pending
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002103947A1 (fr) * | 2001-06-15 | 2002-12-27 | Sony Corporation | Circuit de generation de positionnement temporel de demodulation et appareil de demodulation |
| US7336738B2 (en) | 2001-06-15 | 2008-02-26 | Sony Corporation | Demodulation timing generation circuit and demodulation apparatus |
| WO2003071724A1 (fr) * | 2002-02-20 | 2003-08-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Recepteur, circuit et procede de correction de rythme de symboles, et procede de traitement de demodulation |
| US8218427B2 (en) | 2003-12-27 | 2012-07-10 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Preamble configuring method in the wireless LAN system, and a method for a frame synchronization |
| US9769002B2 (en) | 2003-12-27 | 2017-09-19 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Preamble configuring method in the wireless LAN system, and a method for a frame synchronization |
| US10257011B2 (en) | 2003-12-27 | 2019-04-09 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Preamble configuring method in the wireless LAN system, and a method for a frame synchronization |
| US10567207B2 (en) | 2003-12-27 | 2020-02-18 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Preamble configuring method in the wireless LAN system, and a method for a frame synchronization |
| JP2008271539A (ja) * | 2007-04-18 | 2008-11-06 | Fujitsu Ltd | ブロードバンド無線通信システムにおけるフレーム同期装置及び方法 |
| JP2013521729A (ja) * | 2010-03-29 | 2013-06-10 | 株式会社村田製作所 | 無線通信システムにおける正確な時間同期用の方法および装置 |
| JP2013521730A (ja) * | 2010-03-29 | 2013-06-10 | 株式会社村田製作所 | 無線通信システムにおける整数周波数オフセット推定のための方法および装置 |
| WO2014171341A1 (ja) * | 2013-04-15 | 2014-10-23 | ソニー株式会社 | 受信装置、受信方法、及び、プログラム |
| US9838735B2 (en) | 2013-04-15 | 2017-12-05 | Sony Corporation | Prevention of erroneous detection of signal |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7570684B2 (en) | Method for joint time synchronization and frequency offset estimation in OFDM system and apparatus of the same | |
| JP4419957B2 (ja) | マルチキャリヤ伝送を行なう無線通信システム、受信装置及び受信方法 | |
| US20040160987A1 (en) | Method and apparatus for setting a guard interval in an OFDM communication | |
| KR100371725B1 (ko) | 오 에프 디 엠 통신 장치 | |
| JP3935120B2 (ja) | 受信装置 | |
| EP1128586A2 (en) | Digital radio communication system and method with adaptive modulation | |
| JP3596442B2 (ja) | 無線パケット通信用ｏｆｄｍ受信装置 | |
| KR20000043086A (ko) | 직교주파수분할다중화수신기초기주파수동기장치및그방법 | |
| US7616723B2 (en) | Method for symbol timing synchronization and apparatus thereof | |
| JP4644978B2 (ja) | Ｏｆｄｍ通信システム、ｏｆｄｍ通信方法およびｏｆｄｍ通信装置 | |
| JP2000151546A (ja) | Ｏｆｄｍ通信装置及び方法 | |
| US7924801B2 (en) | Apparatus and method for detecting packet in wireless LAN based on orthogonal frequency division multiplexing | |
| JP2001217802A (ja) | Ｏｆｄｍ信号復調用シンボルタイミング検出回路 | |
| JP4272309B2 (ja) | Ｏｆｄｍ通信装置 | |
| EP2720426A1 (en) | Method and a device for correcting a frequency shift on received symbols | |
| JP3796076B2 (ja) | Ｏｆｄｍ通信装置 | |
| CN100574305C (zh) | 多载波系统中基于星座图映射的信噪比估计方法及装置 | |
| JP2003023410A (ja) | ガード区間設定方法およびｏｆｄｍ通信装置 | |
| US10212679B1 (en) | Method and apparatus for delay spread estimation | |
| JP3795885B2 (ja) | 受信装置および受信制御方法 | |
| JP2002232389A (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置 | |
| JP3581324B2 (ja) | Ｏｆｄｍ通信装置 | |
| JP2000165338A (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置 | |
| US8144818B2 (en) | Apparatus and methods for determining timing in a communication system | |
| KR100391565B1 (ko) | 수정된 싱크보간법을 이용한 레일리페이딩 보상방법 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 Effective date: 20040908 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20040908 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070124 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20070125 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20070906 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090424 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090526 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090724 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20091104 |