CN1754308A - 用于干扰抑制的、使用加权lsb/usb总和的相干am解调器 - Google Patents

Abstract

一种处理AM无线电信号的方法，包括以下步骤：接收包括上边带部分和下边带部分的AM无线电信号，解调上边带部分和下边带部分以便产生解调的上边带信号和解调的下边带信号，响应于噪声功率加权解调的上边带信号和解调的下边带信号以便产生被加权的解调上边带信号和被加权的解调下边带信号，以及组合该被加权的解调上边带信号和被加权的解调下边带信号以便产生输出信号。还包括根据本方法的用来处理AM无线电信号的解调器，以及结合了解调器的接收器。

Description

用于干扰抑制的、使用加权 LSB/USB总和的相干AM解调器

技术领域

本发明涉及AM无线电信号处理，更具体而言本发明涉及解调AM无线电信号的方法和装置。

背景技术

广播频带中AM信号的接收经常由于相邻信道干扰(ACI)被恶化。许多这种干扰是20kHz(±10kHz)带宽模拟信号的10kHz间隔的结果，其中第一相邻模拟信号的几乎一半带宽与所研究信号(SOI)重叠。

正在实现带内同频(IBOC：In-Band On-Channel)数字音频广播(DAB)系统以提供从当前模拟振幅调制(AM)无线电到完全数字带内同频系统的平滑演变。因为每个IBOC DAB信号在现有AM信道分配的频谱频蔽(spectral mask)中被发送，所以IBOC DAB不需要新的频谱分配。IBOC DAB促进了频谱的经济性，同时使广播装置能够向当前收听站提供数字优质音频。

美国专利NO.5,588,022中阐述的一种AM IBOC DAB系统，显示了一种在标准AM广播信道中同时广播模拟和数字信号的方法。使用该方法，具有第一频谱的振幅调制无线电频率信号被广播。该振幅调制无线电频率信号包括被模拟节目信号调制的第一载波。同时，多个数字调制载波信号在包括第一频谱的带宽内被广播。每个数字调制载波信号被一部分数字节目信号调制。第一组数字调制载波信号位于第一频谱中并与第一载波信号正交地调制。第二和第三组数字调制载波信号位于第一频谱之外的上边带和下边带中并与第一载波信号同相地和正交地调制。多个载波使用正交频分复用(OFDM)以承载通信信息。

通过引入所研究信号频带中的IBOC信号的数字边带，带内同频(IBOC)AM数字音频广播可能恶化传统AM无线电信号的干扰问题。

这就需要一种解调AM无线电信号的方法和装置，其能够在接收受干扰信号时改善AM无线接收器的性能。

发明内容

本发明提供一种处理AM无线电信号的方法，包括以下步骤：接收包括上边带部分和下边带部分的AM无线电信号，解调上边带部分和下边带部分以产生解调的上边带信号和解调的下边带信号，响应于噪声功率加权解调的上边带信号和解调的下边带信号以产生被加权的解调上边带信号和被加权的解调下边带信号，以及组合被加权的解调上边带信号和被加权的解调下边带信号以产生输出信号。

可以在解调上边带部分和下边带部分步骤之前单边带滤波AM无线电信号。

该方法还可以包括步骤：在加权解调的上边带信号和解调的下边带信号的步骤之前确定解调的上边带和下边带信号的噪声功率。确定解调的上边带和下边带信号的噪声功率的步骤可以包括将解调的上边带信号的正交分量与解调的上边带信号互相关，并将解调的下边带信号的正交分量与解调的下边带信号互相关的步骤。

将解调的上边带信号的正交分量与解调的上边带信号互相关的步骤可以包括将解调的上边带信号的正交分量偏移90°和将解调的上边带信号的被偏移的正交分量乘以解调的上边带信号的步骤，将解调的下边带信号的正交分量与解调的下边带信号互相关的步骤可以包括将解调的下边带信号的正交分量偏移90°和将解调的下边带信号的被偏移的正交分量乘以解调的下边带信号的步骤。

对解调的上边带和下边带信号加权的步骤可以包括以下步骤：将解调的上边带信号乘以加权因子，和将解调的下边带信号乘以1减去所述加权因子。

另一个方面，本发明包括一种处理包括上边带部分和下边带部分的AM无线电信号的方法，其中该方法包括以下步骤：将无线电信号的虚部的Hilbert变换乘以加权校正信号以获得加权的信号，和从相干双边带信号减去该加权信号。

本发明还包括用于处理AM无线电信号的解调器，该解调器包括将AM无线电信号的上边带部分和下边带部分解调以产生解调的上边带信号和解调的下边带信号的装置、响应于噪声功率对解调的上边带信号和解调的下边带信号加权以产生加权的解调上边带信号和加权的解调下边带信号的装置、以及组合加权的解调上边带信号和加权的解调下边带信号的装置。

该解调器还可以包括在对解调的上边带和下边带信号加权之前确定解调的上边带信号和解调的下边带信号的噪声功率的装置。

确定解调的上边带信号和解调的下边带信号的噪声功率的装置可以包括将解调的上边带信号的正交分量与解调的上边带信号互相关的装置，和将解调的下边带信号的正交分量与解调的下边带信号互相关的装置。

将解调的上边带信号的正交分量与解调的上边带信号互相关的装置可以包括将解调的上边带信号的正交分量偏移90°和将解调的上边带信号的被偏移的正交分量乘以解调的上边带信号的装置，将解调的下边带信号的正交分量与解调的下边带信号互相关的装置可以包括将解调的下边带信号的正交分量偏移90°和将解调的下边带信号的被偏移的正交分量乘以解调的下边带信号的装置。

加权解调的上边带和下边带信号的装置可以包括将解调的上边带信号乘以加权因子的装置、和将解调的下边带信号乘以1减去所述加权因子的装置。

另一方面，本发明包括用于处理AM无线电信号的接收器，该接收器包括接收包含上边带部分和下边带部分的AM无线电信号的装置、解调上边带部分和下边带部分以产生解调的上边带信号和解调的下边带信号的装置、响应于噪声功率而加权解调的上边带信号和解调的下边带信号以产生加权的解调上边带信号和加权的解调下边带信号的装置、将加权的解调上边带信号和加权的解调下边带信号组合以产生输出信号的装置。

该接收器还可以包括在解调上边带部分和下边带部分之前单边带滤波AM无线电信号的装置。

本发明的接收器可以自动地在下边带(LSB)、上边带(USB)或双边带(DSB)之间选择相干解调作为干扰的函数。当边带中的干扰相等时，最大比例组合(MRC：maximum ratio combining)技术可以接近DSB检测性能。

附图说明

图1是模拟AM无线电信号和相邻信道模拟AM干扰信号的示意图。

图2是模拟AM无线电信号和相邻信道IBOC干扰信号的示意图。

图3是说明本发明方法的流程图。

图4是根据本发明构建的AM解调器的功能框图。

图5是本发明的频率选择组合技术的功能框图。

图6-9是显示了具有第一相邻信道干扰的相干、SSB和DSB混合解调器的性能的图。

图10是根据本发明构建的AM接收器的功能框图。

图11是根据本发明构建的AM接收器的功能框图。

具体实施方式

本发明提供一种让接收器自动地在下边带(LSB)、上边带(USB)或双边带(DSB)之间选择相干解调作为干扰函数的方法。此外对LSB和USB总和进行加权以获得最大音频信噪比(SNR)的装置被描述。该方法基于最大比例组合(MRC)技术，当边带中的干扰相等时，该技术接近DSB检测性能。该接收器在所有可能的干扰条件下能够自动地达到最大音频SNR。同样显示了当使用该解调技术时，对AM接收器的IBOC的不利影响是最小的。使用该技术的仅AM(AM-only)解调器被描述，以及混合IBOC DAB信号的AM模拟部分的解调也被描述。

图1是所研究的AM无线电信号10的示意图，该AM无线电信号包括信道18中载波信号16的相对侧上的上边带12和下边带14。所显示的相邻信道AM干扰信号20包括上边带22、下边带24和载波26。所研究信号和相邻信道的中心频率间隔10kHz，这样干扰信号的下边带信号重叠了所研究信号上边带的至少一部分。

图2是所研究的AM无线电信号28的示意图，该AM无线电信号包括信道36中载波信号34的相对侧上的上边带30和下边带32。所显示的相邻信道AM带内同频DAB干扰信号38包括上边带40、下边带42和模拟调制载波44。所研究信号和相邻AM带内同频DAB信号的中心频率间隔10kHz，这样干扰信号的下边带信号重叠所研究信号的上边带的一部分。

虽然图1和图2的实例显示了相邻信道干扰，但是应当认识到本发明也能用于其他干扰情况。

图3是说明本发明方法的流程图。如图3所示，本发明包括处理AM无线电信号的方法。本发明适用于仅AM信号和混合IBOC DAB信号的模拟AM部分的解调。块46显示了接收包括上边带部分和下边带部分的AM无线电信号。然后，AM无线电信号的上边带部分和下边带部分被解调以产生解调的上边带信号和解调的下边带信号，如块48显示。然后，响应于噪声功率，解调的下边带信号和解调的上边带信号被加权以产生加权的解调上边带信号和加权的解调下边带信号，如块50所示。然后，加权的解调上边带信号和加权的下边带信号被组合以产生输出信号，如块52所示。

现在将更详细的说明本发明的方法。首先考虑仅AM的情况，其中所研究AM信号受到例如来自相邻信道的第二AM信号的干扰。典型AM信号s(t)定义为：

$s\left(t\right)=[1+m\left(t\right)]\·\sqrt{2}\·\cos (2\mathrm{\π}\·f_c\·t)$

其中f_c是载波频率，m(t)是被限制到±1的实模拟(音频)基带信号。

由于发送器中的音频处理，m(t)的方差典型地保持在低于载波分量大约12dB(为了方便起见，将载波归一化)。该调制产生了频域中对称的双边带(DSB)信号，其带宽是原始音频信号带宽的两倍。该信号包括低频边带(LSB)和上边带(USB)。目前的广播音频信号带宽被限制在小于10kHz，结果使得DSB信号小于20kHz的带宽。

这些LSB和USB信号的时域版本被分别标记为lsb和usb。边带信号可以从(被破坏的)原始信号中通过Hilbert变换或者其他等价变换得到，结果为：

相干接收器必须提供用来跟踪主载波的频率和相位的装置。这通常使用锁相环(PLL)完成，锁相环还被设计以在接收器中再现它自己的主载波的版本。相干接收器通过将再现的载波与接收的信号r(t)相乘来解调接收到的信号，然后删除dc分量(平均值)以产生解调的基带信号

$\hat{m}\left(t\right)=\{\sqrt{2}\·\cos (2\mathrm{\π}\·f_c\·t+\mathrm{\φ}\left(t\right))\·r\left(t\right)-1{\}}_{\mathrm{pf}},\mathrm{where\; r}\left(t\right)=s\left(t\right)+n^{\′}\left(t\right)$

φ(t)是瞬时相位跟踪误差，n′(t)是噪声和/或干扰，而下标lpf表示结果的低通滤波以删除不想要的较高频率的人工噪声(artificact)。然后：

$\hat{m}\left(t\right)=\left\{\right[\cos \left(\mathrm{\φ}\left(t\right)\right)+\cos (4\mathrm{\π}\·f_c\·t+\mathrm{\φ}\left(t\right))]\·[m\left(t\right)+1]-1\sqrt{2}\·n^{\′}\left(t\right)\·\cos (2\mathrm{\π}\·f_c\·t+\mathrm{\φ}\left(t\right){\}}_{\mathrm{pf}}$

当相位误差φ(t)小的时候，结果可以估计为：

$\hat{m}\left(t\right)\≅m\left(t\right)+\sqrt{2}\·\cos (2\mathrm{\π}\·f_c\·t+\mathrm{\φ}\left(t\right))\·n^{\′}\left(t\right)$

于是 $\hat{m}\left(t\right)\≅m\left(t\right)+n\left(t\right),$ 其中n(t)包括所有类似噪声的项。

还假设由于相位跟踪误差φ(t)的噪声项小于信道噪声，这样n(t)具有不显著大于n(t)的方差，通常的情况就是如此。因此任何恶化是由在所研究信号附近的通带内的加性噪声和干扰主导的。

相干SSB解调可以相似地在接收到的信号的LSB或USB的单边带(SSB)滤波后完成。该复数的上边带或下边带可以通过接收到的信号的Hilbert变换来获得。

usb(t)＝r(t)+j·r_h(t)

      ＝m(t)+Re{n(t)}+i·Im{n(t)}+i·[m(t)_h+Re{n(t)}_h+i·Im{n(t)}_h]

      ＝m(t)+Re{n(t)-Im(n(t)}_h+i·[m(t)_h+Re{n(t)}_h+Im{n(t)}]

lsb(t)＝r(t)-i·r_h(t)

      ＝m(t)+Re{n(t)}+i·Im{n(t)}-i·[m(t)_h+Re{n(t)}_h+i·Im(n(t)}_h]

      ＝m(t)+Re{n(t)}+Im(n(t)_h-i·[m(t)_h+Re{n(t)_h-Im{n(t)}]

其中下标h表示信号的Hilbert变换。m(t)的恢复的USB或LSB信号估计值是复数边带信号的实数部分。

${\hat{m}}_{\mathrm{usb}}\left(t\right)=\mathrm{Re}\{r\left(t\right)+i\·r_h\left(t\right)\}=m\left(t\right)+\mathrm{Re}\left\{n\left(t\right)\right\}-\mathrm{Im}n{\left\{n\left(t\right)\right\}}_h$

${\hat{m}}_{\mathrm{lsb}}\left(t\right)=\mathrm{Re}\{r\left(t\right)-i\·r_h\left(t\right)\}=m\left(t\right)+\mathrm{Re}\left\{n\left(t\right)\right\}+\mathrm{Im}{\left\{n\left(t\right)\right\}}_h$

然后，接收器只需要计算边带信号的实数部分，如下：

${\hat{m}}_{\mathrm{usb}}\left(t\right)=\mathrm{Re}\{r\left(t\right)\}-\mathrm{Im}{\left\{r\left(t\right)\right\}}_h$

${\hat{m}}_{\mathrm{lsb}}\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{r\left(t\right)\right\}+\mathrm{Im}\{r\left(t\right){\}}_h$

边带可以被组合，产生等价的DSB解调：

$\hat{m}\left(t\right)=\frac{{\hat{m}}_{\mathrm{usb}}\left(t\right)\text{+}{\hat{m}}_{\mathrm{lsb}}\left(t\right)}{2}=m\left(t\right)+\mathrm{Re}\left\{n\left(t\right)\right\}$

当n(t)不是关于载波频率对称，并且对一个边带的影响比对另一个更大时，尤其令人感兴趣。这是相邻信道干扰的通常情况。

首先考虑所研究模拟AM信号的情况。接收器在将解调的LSB和USB信号相加以形成音频输出之前对它们解调。通过与它们的单独SNR成比例地加权LSB和USB来获得最大音频SNR。权值被进一步归一化，使得权值的和是1。假设信号功率对于每个边带是一样的，那么单独的权值与每一边带中的估计噪声功率成反比。设：

σ² _n__usb是USB中噪声和干扰的方差

σ² _n__lsb是LSB中噪声和干扰的方差

如果权值b应用在LSB的话，那么权值1-b必须应用到USB以在整个范围内保持固定的信号增益。然后边带组合采取这样的形式：

$\hat{m}\left(t\right)=b\left(t\right)\·{\hat{m}}_{\mathrm{usb}}\left(t\right)+(1-b\left(t\right))\·{\hat{m}}_{\mathrm{lsb}}\left(t\right)$

最优值b(t)可以被发现作为每个边带上干扰加噪声的方差的函数。假设DSB信号m(t)在每个边带上具有相等的功率。组合边带分量的信号功率以及噪声和干扰功率通过期望值E和暂时删除对时间的依赖而被找到。为了简便起见：

$E\left\{{\hat{m}}^2\right\}=E\left\{{(b\·[m+n_{\mathrm{usb}}]+(1-b)\·[m+n_{\mathrm{lsb}}\left]\right)}^2\right\}$

$=E\{m^2+b^2\·[{n_{\mathrm{usb}}}^2+{n_{\mathrm{lsb}}}^2]-2\·b\·{n_{\mathrm{lsb}}}^2+{n_{\mathrm{lsb}}}^2\}$

$=S+b^2\·[{{\mathrm{\σ}}_{n\_\mathrm{usb}}}^2+{{\mathrm{\σ}}_{n\_\mathrm{lsb}}}^2]-2\·b\·{{\mathrm{\σ}}_{n\_\mathrm{lsb}}}^2+{{\mathrm{\σ}}_{n\_\mathrm{lsb}}}^2$

信号m的功率是S，其是常数。为了找到最小化噪声作用的b值，导数被设置为零，并且为b求解等式。

$\frac{d}{\mathrm{db}}\{S+b^2\·[{{\mathrm{\σ}}_{n\_\mathrm{usb}}}^2+{{\mathrm{\σ}}_{n\_\mathrm{lsb}}}^2]-2\·b\·{{\mathrm{\σ}}_{n\_\mathrm{lsb}}}^2+{{\mathrm{\σ}}_{n\_\mathrm{lsb}}}^2\}\≡0$

$\mathrm{then},2\·b\·[{{\mathrm{\σ}}_{n\_\mathrm{usb}}}^2+{{\mathrm{\σ}}_{n\_\mathrm{lsb}}}^2]-2\·{{\mathrm{\σ}}_{n\_\mathrm{lsb}}}^2=0$

$b=\frac{{{\mathrm{\σ}}_{n\_\mathrm{lsb}}}^2}{{{\mathrm{\σ}}_{n\_\mathrm{usb}}}^2+{{\mathrm{\σ}}_{n\_\mathrm{lsb}}}^2}$

因此，然后由下式估计在滤波器限制下具有最大SNR的音频输出：

$\hat{m}\left(t\right)=b\·{\hat{m}}_{\mathrm{usb}}\left(t\right)\text{+}(1-b)\·{\hat{m}}_{\mathrm{lsb}}\left(t\right)$

$=\mathrm{Re}\left\{r\left(t\right)\right\}+(1-2\·b)\·\mathrm{Im}\{r\left(t\right){\}}_h$

加权因子b取决于估计每个边带中的噪声和/或干扰的方差(在该讨论中，干扰包括噪声)。实际上不可能独立地估计每个边带中的干扰，因为干扰不能从信号中辨认。然而，利用DSB调制的一些属性能够使用估计的方法。理想的DSB音频信号m(t)只有同相信号分量和零正交分量。任何不与m(t)相关的干扰将具有在同相和正交维数中相等的方差分量。因此，可以在接收到的信号的正交分量中观察到一半的干扰，而另一半干扰在同相分量中和m(t)一起被隐藏。

仅仅噪声的正交分量不足以确定每一边带的干扰级别。然而该正交分量可以与每个边带互相关以统计地确定每个边带杂质(contamination)的相对数量。这些互相关可以通过在正交分量的Hilbert变换的时间域中与每个边带的乘法来被估计，然后在足够长的时间内低通滤波该结果以估计LSB和USB与正交干扰的互相关。可以使用具有大约二阶的时间常数τ的无限脉冲响应(IIR)低通滤波器。正交分量的Hilbert变换，指定的Im{r(t)}＝Im{n(t)}_h，是所研究的，因为SSB解调过程相应的变换它的干扰。分量Im{n(t)}_h已经在USB或LSB解调过程中被计算。USB和LSB的互相关可以表示如下：

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n\_\mathrm{usb}}^2(t-\mathrm{\τ})=\{-{\hat{m}}_{\mathrm{usb}}\left(t\right)\·\mathrm{Im}\{r\left(t\right){\}}_h{\}}_{\mathrm{lpf}}$

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n\_\mathrm{lsb}}^2(t-\mathrm{\τ})=\{{\hat{m}}_{\mathrm{lsb}}\left(t\right)\·\mathrm{Im}\{r\left(t\right){\}}_h{\}}_{\mathrm{lpf}}$

这些相关的结果可以使用统计期望值而不是依靠时间滤波来分析：

${\mathrm{\σ}}_{n\_\mathrm{usb}}^2=E\{-(\hat{m}+\mathrm{Re}\{n\}-\mathrm{Im}\{n{\}}_h)\·\mathrm{Im}\{n{\}}_h\}$

$=E\{\left(\mathrm{Im}\right\{n{\}}_h-\mathrm{Re}\left\{n\right\})\·\mathrm{Im}\{n{\}}_h\}$

$=\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{2}-E\left\{\mathrm{Re}\right\{n\}\·\mathrm{Im}\{n{\}}_h\}$

并且类似地：

${\mathrm{\σ}}_{n\_\mathrm{lsb}}^2=\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{2}+E\left\{\mathrm{Re}\right\{n\}\·\mathrm{Im}\{n{\}}_h\}$

如果干扰严格地在一个边带上而另一个边带是零干扰，那么期望值E{Re{n}·Im{n}_h}等于

其符号根据噪声分别在LSB还是USB上来定。如果噪声相等地分布于两个边带，但非相关，那么E{Re{n}·Im{n}_h}＝0。这些结果起因于Hilbert变换的属性。这些互相关结果统计地与每个边带中干扰的方差、或功率成比例。因此，互相关可以用于确定加权因子b(t)。

$b\left(t\right)\≡\frac{{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n\_\mathrm{lsb}}^2(t-\mathrm{\τ})}{{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n\_\mathrm{lsb}}^2(t-\mathrm{\τ})+{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n\_\mathrm{lsb}}^2(t-\mathrm{\τ})}$

在加权以补偿用来计算b(t)的滤波器延迟之前，时延可以被插入到信号路径中。接收器使用时间平均来估计USB和LSB噪声项以计算b(t)。

本发明还可用于混合IBOC DAB信号的解调。混合IBOC DAB和模拟解调之间的差别是在模拟信号下正交补偿子载波d(t)的叠加。这些子载波没有实部并且必须被不同于噪声或干扰来对待。对于混合DAB情况的USB和LSB信号为：

${\hat{m}}_{\mathrm{usb}}\left(t\right)=\mathrm{Re}\{r\left(t\right)+i\·r_h\left(t\right)\}=m\left(t\right)+\mathrm{Re}\left\{n\left(t\right)\right\}-\mathrm{Im}\{n\left(t\right){\}}_h-d_h\left(t\right)$

${\hat{m}}_{\mathrm{lsb}}\left(t\right)=\mathrm{Re}\{r\left(t\right)-i\·r_h\left(t\right)\}=m\left(t\right)+\mathrm{Re}\left\{n\left(t\right)\right\}+\mathrm{Im}\{n\left(t\right){\}}_h+d_h\left(t\right)$

将由b和-b分别加权的USB和LSB相组合，产生：

$\hat{m}\left(t\right)=b\left(t\right)\·{\hat{m}}_{\mathrm{usb}}\left(t\right)\text{+}(1-b\left(t\right))\·{\hat{m}}_{\mathrm{lsb}}\left(t\right)$

$=m\left(t\right)+\mathrm{Re}\left\{n\left(t\right)\right\}+(1-2\·b)\·\mathrm{Im}\{n\left(t\right){\}}_h+(1-2\·b)\·d_h\left(t\right)$

$=\mathrm{Re}\left\{r\left(t\right)\right\}+(1-2\·b)\·\mathrm{Im}\{r\left(t\right){\}}_h$

为了简单起见，我们定义新的项c(t)为：

c(t)＝2·b(t)-1，于是

$\hat{m}\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{r\left(t\right)\right\}-c\left(t\right)\·\mathrm{Im}\{r\left(t\right){\}}_h$

该表达式显示了解调的输出以相干DSB解调的信号Re{n(t)}开始，然后减去由c(t)加权的边带不平衡Im{r(t)}_h所造成的干扰分量。c(t)的一些属性接下来将描述。将噪声分离成LSB和USB分量。

n(t)＝n_lsb(t)+n_usb(t)

于是

$\hat{m}\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{r\left(t\right)\right\}-c\left(t\right)\·\mathrm{Im}\{r\left(t\right){\}}_h;$ 或者等价地，

$\hat{m}\left(t\right)=m\left(t\right)+\mathrm{Re}\{n_{\mathrm{lsb}}\left(t\right)+n_{\mathrm{usb}}\left(t\right)\}+\mathrm{Im}\{n_{\mathrm{lsb}}\left(t\right)+n_{\mathrm{usb}}\left(t\right){\}}_h$

让x(t)和y(t)分别表示n_lsb(t)和n_usb(t)的实数部分。然后单边带噪声分量被表达为Hilbert变换的函数：

n_lsb(t)＝x(t)-i·x(t)_h；n_usb(t)＝y(t)-i·y(t)_h

对于 的表达式等于：

$\hat{m}\left(t\right)=m\left(t\right)+x\left(t\right)+y\left(t\right)-[y\left(t\right)-x\left(t\right)]\·\frac{E\{y^2-x^2\}}{E\{y^2-2\·x\·y+x^2\}}$

$=m\left(t\right)+x\left(t\right)+y\left(t\right)-[y\left(t\right)-x\left(t\right)]\·\frac{{\mathrm{\σ}}_y^2-{\mathrm{\σ}}_y^2}{{\mathrm{\σ}}_y^2+{\mathrm{\σ}}_y^2}$

where

$c\left(t\right)=\frac{{\mathrm{\σ}}_y^2-{\mathrm{\σ}}_y^2}{{\mathrm{\σ}}_y^2+{\mathrm{\σ}}_y^2}$

已经显示了c(t)产生最小噪声。此外很明显，-1≤c(t)≤1，当噪声完全在USB时c(t)＝1，当噪声完全在USB时，c(t)＝-1，当LSB中的噪声等于USB中的噪声时c(t)＝0。

使用期望值来发现组合信号的功率，暂时丢弃对时间的依赖，产生：

$E\left\{{\hat{m}}^2\right\}=E\left\{\right[m+\mathrm{Re}\left\{n\right\}-c\·\mathrm{Im}\{n{\}}_h-c\·d_h{]}^2\}$

删除信号功率m(t)使得只留下要被最小化的似噪声项。

$E\left\{{\hat{m}}^2\right\}-E\left\{m^2\right\}=E\left\{{\left(\mathrm{Re}\right\{n\left\}\right)}^2\right\}+c^2\·\left[E\right\{{\left(\mathrm{Im}\right\{n{\}}_h)}^2\}+E\{d_h^2\left\}\right]-2\·c\·E\left\{\mathrm{Re}\right\{n\}\·\mathrm{Im}\{n{\}}_h\}$

$=\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{2}+c^2\·(\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{2}+{\mathrm{\σ}}_d^2)-2\·c\·E\left\{\mathrm{Re}\right\{n\}\·\mathrm{Im}\{n{\}}_h\}$

产生最小噪声影响的c的值通过设置噪声表达式的导数为0而被找到，然后对c求解。

$\frac{d}{\mathrm{dc}}\left\{E\right\{{\left(\mathrm{Re}\right\{n\left\}\right)}^2\}+c^2\·[E\left\{{\left(\mathrm{Im}\right\{n{\}}_h)}^2\right\}+E\left\{d_h^2\right\}]-2\·c\·E\{\mathrm{Re}\left\{n\right\}\·\mathrm{Im}\left\{n{\}}_h\right\}\}\≡0$

$\frac{d}{\mathrm{dc}}\left\{c^2{\left[E\right\{\left(\mathrm{Im}\right\{n{\}}_h)}^2\right\}+E\left\{d_h^2\right\}]-c\·2\·E\{\mathrm{Re}\left\{n\right\}\·\mathrm{Im}\left\{n{\}}_h\right\}-c\}\≡0$

$-c\·2\·\left[E\right\{{\left(\mathrm{Im}\right\{n{\}}_h)}^2\}+E\{d_h^2\left\}\right]+2\·E\left\{\mathrm{Re}\right\{n\}\·\mathrm{Im}\{n{\}}_h\}\≡0$

$c=\frac{E\left\{\mathrm{Re}\right\{n\}\·\mathrm{Im}\{n{\}}_h\}}{E\left\{{\left(\mathrm{Im}\right\{n{\}}_h)}^2\right\}+E\left\{d_h^2\right\}};$ 其中，-1≤c≤1注意到，当E{Re{n}·Im{n}_h}＝0时，这表示USB和LSB噪声与相同的方差不相关，那么结果等于DSB解调。由于模拟信号、干扰和正交数字子载波被假设为不相关的，那么最后一个表达式的分子中的期望值可以替换为：

E{Re{n}·Im{n})_h)＝E{Re{r}·Im{r}_h}

而分母中的期望值可以替换为：

$E\left\{{\left(\mathrm{Im}\right\{n{\}}_h)}^2\right\}+E\left\{d_h^2\right\}=E\left\{{\left(\mathrm{Im}\right\{r{\}}_h)}^2\right\}$

因此计算c的方法变成了：

$c=\frac{E\left\{\mathrm{Re}\right\{r\}\·\mathrm{Im}\{r{\}}_h\}}{E\left\{\mathrm{Im}\right\{r{\}}^2\}}$

因为干扰一直都在变化，所以在实际实施中低通滤波器用来替换期望值。

$c\left(t\right)=\frac{\left\{\mathrm{Re}\right\{r\left(t\right)\}\·\mathrm{Im}\{r\left(t\right){\}}_h{\}}_{\mathrm{lpf}}}{E\left\{\mathrm{Im}\right\{r\left(t\right){\}}^2{\}}_{\mathrm{lpf}}}$

对于实际的实施，当干扰小的时候也可能希望强制c(t)＝0，因为互相关的短期估计被m(t)破坏了。此外，当干扰在一个边带上占支配地位时，也可能希望强制c(t)＝±1。c(t)的实际表达式可以被修改为：

$c^{\′}\left(t\right)=\frac{2\·\left\{\mathrm{Re}\right\{r\left(t\right)\}\·\mathrm{Im}\{r\left(t\right){\}}_h{\}}_{\mathrm{lpf}}}{E\left\{\mathrm{Im}\right\{r\left(t\right){\}}^2{\}}_{\mathrm{lpf}}+P};-1\≤c^{\′}\left(t\right)\≤1$

其中对于混合来说

或者对于模拟来说

(载波＝1)

图4显示了用于AM自适应加权边带解调器的前馈校正的功能框图。在图4中，信号在线路54上被接收，并被分成实部和虚部，如块56和58所示。实数信号分量可以被延迟，如块60所示，以在线路62上产生延迟的信号。虚数信号可以采取Hilbert变换，如块64所示，以在线路66上产生被变换的信号。在线路62和66上的信号被用来计算C(t-τ)因子，如块68所示。在线路66上的被变换的信号可以进一步受到可选的延迟，如块70所示，并在混合器72中与C(t-τ)因子混合，并且在线路74上所产生的信号与实部在总和点76上组合，以在线路78上产生输出信号。在与线路74上的信号组合之前，实部可以受到可选的进一步延迟80。

假设接收到的信号r(t)与AM载波相位同步，这样r(t)的实部和虚部可以在基带被分割。延迟τ1被插入，因为Hilbert变换滤波器导致延迟以使其有因果关系。可选的τ2延迟使用用来计算校正权值c(t)的LPF的延迟来更好地对准信号。当噪声小的时候，计算c(t)所使用的项P为了DSB解调而强制权值趋向0。如果不知道所接收到的信号是混合的还是模拟的，那么优选的使用较大值的P。

在解调的输出信号中产生的总噪声和干扰功率是所研究的，因为信号可以进一步被处理以减少噪声的影响。特别地，当噪声变得更高时，后检测带宽能够被减少。为总输出噪声导出的表达式是：

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_{N+1}^2=E\left\{{\hat{m}}^2\right\}-E\left\{m^2\right\}$

$=E\left\{{\left(\mathrm{Re}\right\{n\left\}\right)}^2\right\}+c^2\·\left[E\right\{{\left(\mathrm{Im}\right\{n{\}}_h)}^2\}+E\{d_h^2\left\}\right]-2\·c\·E\left\{\mathrm{Re}\right\{n\}\·\mathrm{Im}\{n{\}}_h\}$

对于仅模拟信号，该噪声可以被精确地估计。假设 $E\left\{d_h^2\right\}=0,$ 并且E{RE{n})²}＝E{Im{n})²}，那么该项可以被估计为：

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_{N+1,\mathrm{ano}\log }^2=(1+c^2)\·E\left\{{\left(\mathrm{Im}\right\{r{\}}_h)}^2\right\}-2\·c\·E\left\{\mathrm{Re}\right\{r\}\·\mathrm{Im}\{r{\}}_h\}$

不幸地是，因为 $E\left\{d_h^2\right\}\≠0,$ 所以只能估计对于混合信号的模拟部分的噪声，一个可行的方法还没有被设计来仅仅估计E{(Im{n}_h)²}。作为第一估计，上述的噪声表达式可以在混合情况下用来上限制噪声。在混合情况下，由于正交数字子载波噪声不存在于信号的实部中，所以该噪声被过高的估计。当c的值接近于±1时，该误差减小，并且干扰处于主导地位。然而，当c接近0时，正交数字子载波噪声在解调的输出

中被消除，并且噪声表达式不解决该消除。幸运的是，如果只有当估计的干扰相对于正交数字子载波噪声占主导地位时才调用带宽限制，则该影响是无关紧要的。

可以通过USB和LSB边带的频率选择组合获得音频SNR的进一步改进。因为干扰的功率谱密度(PSD)通常在音频带宽上不是均匀的，所以频率选择组合可以在包括音频带宽的多个频率子带上最大化SNR。获得此的一个可行方法就是使用正交镜像滤波器(QMF)的属性。QMF的属性是这些具有重叠频率子带的滤波器的总和，组合来产生在音频带宽上的平坦响应。

在包括最大期望音频带宽的一组QMF上r(t)的每个子带上简单地应用这里描述的边带组合方法。特别地，

$r\left(t\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}\left[\mathrm{Re}\right\{r\left(t\right)\}+\mathrm{Im}\{r_{\mathrm{QMFn}}\left(t\right)\left\}\right]$

$c_{\mathrm{QMFn}}\left(t\right)=\frac{\left\{\mathrm{Re}\right\{r_{\mathrm{QMFn}}\left(t\right)\}\·\mathrm{Im}\{r_{\mathrm{QMFn}}\left(t\right){\}}_h{\}}_{\mathrm{lpf}}}{E\left\{\mathrm{Im}\right\{r_{\mathrm{QMFn}}\left(t\right){\}}^2{\}}_{\mathrm{lpf}}}$

$\hat{m}\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{r\left(t\right)\right\}-\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{c}_{\mathrm{QMFn}}\left(t\right)\·\mathrm{Im}\{r_{\mathrm{QMFn}}\left(t\right){\}}_h$

其中下标QMF_n表示在应用第n个QMF滤波器后处理该信号。因此，c_QMFn(t)的n值被计算，每一个子带计算一个，然后组合被应用在每一个子带中。每个组合子带中的噪声也可以被估计(恰恰对于理想的仅模拟的所研究信号(SOI)，或者对于所研究混合信号的上边界)。

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_{\mathrm{QMFn},N+1}^2=(1+c_{\mathrm{QMFn}}^2)\·E\left\{{\left(\mathrm{Im}\right\{r_{\mathrm{QMFn}}{\}}_h)}^2\right\}-2\·c_{\mathrm{QMFn}}\·E\left\{\mathrm{Re}\right\{r_{\mathrm{QMFn}}\}\·\mathrm{Im}\{r_{\mathrm{QMFn}}^{-}{\}}_h\}$

噪声可以通过带限(bandlimiting)进一步减小，作为每个子带中估计噪声的函数。例如，带限可以通过在组合过程中抑制较高频率QMF输出而作为噪声的函数被执行。例如：

$\hat{m}\left(t\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}f\left({\mathrm{\σ}}_{\mathrm{QMFn},N+1}^2\right)\·\left(\mathrm{Re}\right\{r_{\mathrm{QMFn}}\left(t\right)\}-c_{\mathrm{QMFn}}\left(t\right)\·\mathrm{Im}\{r_{\mathrm{QMF}}\left(t\right){\}}_h)$

$f\left({\mathrm{\σ}}_{\mathrm{QMFn},N+1}^2\right)=\frac{1}{1+g_{\mathrm{QMFn}}\·{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{QMFn},N+1}^2}$

其中g_QMFn为第n个子带设置噪声抑制函数的“拐点”。图5显示了频率子带组合技术的功能图。在图5中，信号r(t)在线路82上被接收，并通过多个带通滤波器对84、86和88以在线路90、92和94上产生多个被滤波的信号。被滤波的信号被解调器96、98和100如所示的那样解调，并且线路102、104和106上的被解调的信号被相加以在线路108上产生输出信号。

图6-9显示了在各种干扰情况下的AM解调器性能。竖轴是模拟音频信号的以dB为单位的SNR，而横轴是所期望的信号和第一相邻干扰源的比率，以dB为单位。该图显示了相干DSB解调器、USB解调器、LSB解调器的单独的性能，、以及所提出的加权边带解调器(混合的)。加权因子c(t)的值也被显示为乘以因子10。图6画出了具有仅模拟的第一相邻干扰源的、所研究的仅模拟信号的性能。图7画出了具有仅模拟的第一相邻干扰源的IBOC混合信号SOI的性能。图8画出了具有仅模拟的第一相邻干扰源的、仅模拟SOI的性能。图9画出了具有混合IBOC第一相邻干扰源的IBOC混合SOI的性能。这些图清楚地显示了所提出的加权边带解调器在干扰级别范围内远远胜过其他解调器。

图10是根据本发明构建的AM接收器110的功能块图。在天线112上接收AM无线电信号。根据众所周知的技术构建的前端电路114滤波天线信号并在线路116上产生信号，在混合器120中该信号与来自本地振荡器118的信号混合以在线路122上产生中频信号。然后中频信号被滤波器124滤波，并传递给解调器126，解调器126根据上面的叙述处理信号并在线路128上产生输出信号。然后输出信号可以被放大器130放大并被传递给输出设备132，诸如扬声器。

图11是能够根据本发明执行信号处理的无线接收器140的框图。DAB信号在天线142上被接收。带通预选滤波器144通过所研究的频带，包括在频率f_c处的希望的信号，但是拒绝在f_c-2f_if处的虚数信号(对于低旁瓣注入型本地振荡器：low side lobe injection localoscillator)。低噪声放大器146放大信号。放大的信号在混合器148中与由可调本地振荡器152在线路150上提供的本地振荡信号f_lo混合。这在线路154上产生和(f_c+f_lo)和差(f_c-f_lo)。中频滤波器156通过中频信号f_if并衰减所研究调制信号的带宽外的频率。模拟-数字转换器158使用时钟信号f_s操作以在线路160上以速率f_s产生数字抽样。数字降频器162对信号进行频移、滤波和抽取(decimate)以在线路164和166上产生较低抽样率的同相的和正交的信号。基于数字信号处理器的解调器168然后提供附加的信号处理以在线路170上产生输出信号给输出设备172。

根据本发明构建的接收器可以在LSB，USB或DSB之间自动选择相干解调作为干扰的函数。干扰可以通过估计每个边带中噪声和/或干扰的方差来被确定。当边带中的干扰相等时，最大比例组合(MRC)技术能够接近DSB检测性能。

虽然为了说明的目的上面已经描述了本发明的特定实施例，但是对于本领域的技术人员来说，显然可以在不背离如附加权利要求所定义的本发明的范围前提下作出本发明的细节的变换。

Claims (26)

1.一种处理AM无线电信号的方法，包括以下步骤：

接收包括上边带部分和下边带部分的AM无线电信号；

解调所述上边带部分和所述下边带部分以产生解调的上边带信号和解调的下边带信号；

响应于噪声功率加权所述解调的上边带信号和所述解调的下边带信号以产生被加权的解调上边带信号和被加权的解调下边带信号；和

组合所述被加权的解调上边带信号和所述被加权的解调下边带信号以产生输出信号。

2.如权利要求1所述的方法，还包括步骤：

在解调所述上边带部分和所述下边带部分的步骤之前，单边带滤波所述AM无线电信号。

3.如权利要求1所述的方法，还包括步骤：

在加权所述解调的上边带信号和所述解调的下边带信号的步骤之前，确定所述解调的上边带信号和所述解调的下边带信号的噪声功率。

4.如权利要求3所述的方法，其中确定所述解调的上边带信号和所述解调的下边带信号的噪声功率的步骤包括以下步骤：

将所述解调的上边带信号的正交分量与所述解调的上边带信号互相关；和

将所述解调的下边带信号的正交分量与所述解调的下边带信号互相关。

5.如权利要求4所述的方法，其中

将所述解调的上边带信号的正交分量与所述解调的上边带信号互相关的步骤包括将所述解调的上边带信号的正交分量偏移90°和将所述解调的上边带信号的被偏移的正交分量乘以所述解调的上边带信号的步骤；并且

将所述解调的下边带信号的正交分量与所述解调的下边带信号互相关的步骤包括将所述解调的下边带信号的正交分量偏移90°和将所述解调的下边带信号的被偏移的正交分量乘以所述解调的下边带信号的步骤。

6.如权利要求1所述的方法，其中加权所述解调的上边带信号和所述解调的下边带信号的步骤包括以下步骤：

将所述解调的上边带信号乘以加权因子；以及

将所述解调的下边带信号乘以1减去所述加权因子。

7.如权利要求1所述的方法，其中所述加权因子是干扰加噪声的方差的函数。

8.如权利要求1所述的方法，其中组合所述加权的解调上边带信号和所述加权的解调下边带信号的步骤还包括以下步骤：

对所述加权的解调上边带信号和所述加权的解调下边带信号进行频率选择性组合。

9.如权利要求1所述的方法，还包括在解调所述上边带部分和所述下边带部分的步骤之前，对所述上边带部分和所述下边带部分进行滤波的步骤。

10.如权利要求9所述的方法，其中对所述上边带部分和所述下边带部分进行滤波的步骤包括将所述上边带部分和所述下边带部分传送通过多个带通滤波器以产生多个被滤波的信号的步骤，并且解调所述上边带部分和所述下边带部分的步骤包括解调所述多个被滤波的信号以产生多个解调信号的步骤。

11.一种处理包括上边带部分和下边带部分的AM无线电信号的方法，所述方法包括以下步骤：

将无线电信号的虚部的Hilbert变换乘以加权的校正信号，以获得加权的信号；以及

从相干双边带信号中减去所述加权的信号。

12.一种处理AM无线电信号的解调器，包括：

解调AM无线电信号的上边带部分和下边带部分以产生解调的上边带信号和解调的下边带信号的装置；

响应于噪声功率加权所述解调的上边带信号和所述解调的下边带信号以产生加权的解调上边带信号和加权的解调下边带信号的装置；和

组合所述加权的解调上边带信号和所述加权的解调下边带信号的装置。

13.如权利要求12的解调器，还包括：

在加权所述解调的上边带信号和所述解调的下边带信号之前确定所述解调的上边带信号和所述解调的下边带信号的噪声功率的装置。

14.如权利要求13的解调器，其中确定所述解调的上边带信号和所述解调的下边带信号的噪声功率的装置包括：

将所述解调的上边带信号的正交分量与所述解调的上边带信号互相关的装置；和

将所述解调的下边带信号的正交分量与所述解调的下边带信号互相关的装置。

15.如权利要求14的解调器，其中：

将所述解调的上边带信号的正交分量与所述解调的上边带信号互相关的装置包括将所述解调的上边带信号的正交分量偏移90°和将所述解调的上边带信号的被偏移的正交分量乘以所述解调的上边带信号的装置；

将所述解调的下边带信号的正交分量与所述解调的下边带信号互相关的装置包括将所述解调的下边带信号的正交分量偏移90°和将所述解调的下边带信号的被偏移的正交分量乘以所述解调的下边带信号的装置。

16.如权利要求12的解调器，其中加权所述解调的上边带信号和所述解调的下边带信号的装置包括：

将所述解调的上边带信号乘以加权因子的装置，和

将所述解调的下边带信号乘以1减去所述加权因子的装置。

17.如权利要求12的解调器，还包括：

用于对所述上边带部分和所述下边带部分滤波的装置。

18.一种处理包括上边带部分和下边带部分的AM无线电信号的解调器，所述解调器包括：

将无线电信号的虚部的Hilbert变换乘以加权的校正信号以获得加权的信号的装置；和

从相干双边带信号中减去所述加权的信号的装置。

19.一种用于处理AM无线电信号的接收器，所述接收器包括：

接收包含上边带部分和下边带部分的AM无线电信号的装置；

解调所述上边带部分和所述下边带部分以产生解调的上边带信号和解调的下边带信号的装置；

响应于噪声功率而加权所述解调的上边带信号和所述解调的下边带信号以产生加权的解调上边带信号和加权的解调下边带信号的装置；和

将所述加权的解调上边带信号和所述加权的解调下边带信号组合以产生输出信号的装置。

20.如权利要求19的接收器，还包括：

在解调所述上边带部分和所述下边带部分之前，单边带滤波AM无线电信号的装置。

21.如权利要求19的接收器，还包括：

在加权所述解调的上边带信号和所述解调的下边带信号之前，确定所述解调的上边带信号和所述解调的下边带信号的噪声功率的装置。

22.如权利要求21的接收器，其中确定所述解调的上边带信号和所述解调的下边带信号的噪声功率的装置包括：

将所述解调的上边带信号的正交分量与所述解调的上边带信号互相关的装置；和

将所述解调的下边带信号的正交分量与所述解调的下边带信号互相关的装置。

23.如权利要求22的接收器，其中

将所述解调的上边带信号的正交分量与所述解调的上边带信号互相关的装置包括将所述解调的上边带信号的正交分量偏移90°和将所述解调的上边带信号的被偏移的正交分量乘以所述解调的上边带信号的装置；以及

将所述解调的下边带信号的正交分量与所述解调的下边带信号互相关的装置包括将所述解调的下边带信号的正交分量偏移90°和将所述解调的下边带信号的被偏移的正交分量乘以所述解调的下边带信号的装置。

24.如权利要求19的接收器，其中加权所述解调的上边带信号和所述解调的下边带信号的装置包括：

将所述解调的上边带信号乘以加权因子的装置；和

将所述解调的下边带信号乘以1减去所述加权因子的装置。

25.如权利要求19的接收器，还包括：

对所述上边带部分和所述下边带部分进行滤波的装置。

26.一种用于处理AM无线电信号的接收器，所述接收器包括：

接收包含上边带部分和下边带部分的AM无线电信号的装置；

解调所述上边带部分和所述下边带部分的解调器，所述解调器包括将无线电信号的虚部的Hilbert变换乘以加权的校正信号以获得加权的信号的装置，以及从相干双边带信号中减去所述加权的信号的装置。

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