KR20050105234A - Ａｍ 라디오 신호 처리 방법, 복조기 및 수신기 - Google Patents

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Abstract

AM 라디오 신호를 처리하는 방법은, 상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 포함하는 AM 라디오 신호를 수신하는 단계와, 상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 복조하여, 복조된 상위 측파대 신호와 복조된 하위 측파대 신호를 생성하는 단계와, 노이즈 전력에 응답하여 복조된 상위 측파대 신호와 복조된 하위 측파대 신호를 가중하여, 가중된 복조 상위 측파대 신호와 가중된 복조 하위 측파대 신호를 생성하는 단계와, 가중된 복조 상위 측파대 신호와 가중된 복조 하위 측파대 신호를 합성하여 출력 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 본 방법에 따라서 AM 라디오 신호를 처리하는 복조기와, 이러한 복조기를 포함하는 수신기가 또한 포함되어 있다.

Description

ＡＭ 라디오 신호 처리 방법, 복조기 및 수신기{COHERENT AM DEMODULATOR USING A WEIGHTED LSB/USB SUM FOR INTERFERENCE MITIGATION}
본 발명은 AM 라디오 신호 처리에 관한 것이며, 보다 상세하게는, AM 라디오 신호를 복조하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
방송 대역 내에서의 AM 신호의 수신은 인접한 채널 간섭(ACI)으로 인해서 종종 저하된다. 이러한 간섭의 대부분은 20 kHz(±10 kHz) 대역폭 아날로그 신호의 10 kHz 간격으로 인한 것이며, 여기서, 제 1의 인접한 아날로그 신호의 대역폭의 거의 절반은 관심 신호(SOI : Signal Of Interest)와 겹친다.
인 밴드 온 채널(IBOC) 디지털 오디오 방송(DAB) 시스템은 현재의 아날로그 진폭 변조(AM) 라디오로부터의 평탄 에벨루션(smooth evolution)을 완전 디지털 인 밴드 온 채널 시스템에 제공하도록 구현되고 있다. IBOC DAB는, 각각의 IBOC DAB 신호가 기존의 AM 채널 할당의 스펙트럼 마스크 내에서 전송되기 때문에 새로운 스펙트럼 할당을 필요로 하지 않는다. IBOC DAB는 방송 장치가 청취자의 현재 베이스로 디지털 품질 오디오를 공급할 수 있게 하면서 스펙트럼의 효율적 사용을 촉진한다.
미국 특허 제 5,588,022 호에 기술된 하나의 AM IBOC DAB 시스템은, 표준 AM 방송 채널에서 아날로그 신호와 디지털 신호를 동시에 방송하는 방법을 제공한다. 이러한 방법을 이용하여, 제 1 주파수 스펙트럼을 가진 진폭 변조 고주파 신호가 방송된다. 진폭 변조 고주파 신호는 아날로그 프로그램 신호에 의해 변조된 제 1 반송파를 포함한다. 동시에, 복수의 디지털 변조 반송파 신호가 제 1 주파수 스펙트럼을 포함하는 대역폭 내에서 방송된다. 각각의 디지털 변조 반송파 신호는 디지털 프로그램 신호의 일부에 의해 변조된다. 디지털 변조 반송파 신호의 제 1 그룹은 제 1 주파수 스펙트럼 범위 내에 있으며, 제 1 반송파 신호로 직교 변조된다. 디지털 변조 반송파 신호의 제 2 및 제 3 그룹은 제 1 주파수 스펙트럼의 외측의 상위 및 하위 측파대 범위 내에 있으며, 제 1 반송파 신호로 동상 및 직교 변조된다. 다수의 반송파는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 이용하여 통신 정보를 보유한다.
인 밴드 온 채널(IBOC) AM 디지털 오디오 방송은 관심 신호의 대역으로의 IBOC 신호의 디지털 측파대로의 진입에 의해 종래의 AM 라디오 신호에 있어서의 간섭 문제점을 악화시킬 수 있다.
간섭의 영향을 받는 신호를 수신할 때, AM 라디오 수신기 성능을 개선할 수 있는 AM 라디오 신호 복조 방법 및 장치를 필요로 한다.
발명의 개요
본 발명은 상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 포함하는 AM 라디오 신호를 수신하는 단계와, 상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 복조하여 복조된 상위 측파대 신호와 복조된 하위 측파대 신호를 생성하는 단계와, 노이즈 전력에 응답하여, 복조된 상위 측파대 신호와 복조된 하위 측파대 신호를 가중하여 가중된 복조 상위 측파대 신호와 가중된 복조 하위 측파대 신호를 생성하는 단계와, 가중된 상위 측파대 신호와 가중된 하위 측파대 신호를 합성하여 출력 신호를 생성하는 단계를 포함하는 AM 라디오 신호 처리 방법을 제공한다.
AM 라디오 신호는 상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 복조하는 단계에 앞서 단일 측파대 필터링될 수 있다.
본 방법은 복조된 상위 측파대 신호와 복조된 하위 측파대 신호를 가중하는 단계에 앞서 복조된 상위 및 하위 측파대 신호의 노이즈 전력을 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다. 복조된 상위 및 하위 측파대 신호의 노이즈 전력을 결정하는 단계는 복조된 상위 측파대 신호의 직교 성분을 복조된 상위 측파대 신호와 교차 상관하는 단계와, 복조된 하위 측파대 신호의 직교 성분을 복조된 하위 측파대 신호와 교차 상관하는 단계를 포함할 수 있다.
복조된 상위 측파대 신호의 직교 성분을 복조된 상위 측파대 신호와 교차 상관하는 단계는 복조된 상위 측파대 신호의 직교 성분을 90°만큼 시프트하는 단계와, 복조된 상위 측파대 신호의 시프트된 직교 성분을 복조된 상위 측파대 신호와 승산하는 단계를 포함할 수 있으며, 복조된 하위 측파대 신호의 직교 성분을 복조된 하위 측파대 신호와 교차 상관하는 단계는 복조된 하위 측파대 신호를 90°만큼 시프트하는 단계와, 복조된 하위 측파대 신호의 시프트된 직교 성분을 복조된 하위 측파대 신호와 승산하는 단계를 포함할 수 있다.
복조된 상위 및 하위 측파대 신호를 가중하는 단계는 복조된 상위 측파대 신호에 가중 인수를 승산하는 단계와, 복조된 하위 측파대 신호에 1-가중 인수를 승산하는 단계를 포함할 수 있다.
다른 측면에서, 본 발명은 상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 포함하는 AM 라디오 신호를 처리하는 방법을 포함하며, 여기서, 본 방법은 라디오 신호의 허수 성분의 힐버트 변환식에 가중 보정 신호를 승산하여 가중 신호를 획득하는 단계와, 간섭성의 이중 측파대 신호로부터 가중 신호를 감산하는 단계를 포함한다.
본 발명은 AM 라디오 신호의 상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 복조하여 복조된 상위 측파대 신호와 복조된 하위 측파대 신호를 생성하는 수단과, 노이즈 전력에 응답하여, 복조된 상위 측파대 신호와 복조된 하위 측파대 신호를 가중하여 가중된 복조 상위 측파대 신호와 가중된 복조 하위 측파대 신호를 생성하는 수단과, 가중된 복조 상위 측파대 신호와 가중된 복조 하위 측파대 신호를 합성하는 수단을 포함하는 AM 라디오 신호를 처리하는 복조기를 또한 포함한다.
복조기는 복조된 상위 및 하위 측파대 신호를 가중하기 전에, 복조된 상위 및 하위 측파대 신호의 노이즈 전력을 결정하는 수단을 더 포함할 수 있다.
복조된 상위 및 하위 측파대 신호의 노이즈 전력을 결정하는 수단은 복조된 상위 측파대 신호의 직교 성분을 복조된 상위 측파대 신호와 교차 상관하는 수단과, 복조된 하위 측파대 신호의 직교 성분을 복조된 하위 측파대 신호와 교차 상관하는 수단을 포함할 수 있다.
복조된 상위 측파대 신호의 직교 성분을 복조된 상위 측파대 신호와 교차 상관하는 수단은 복조된 상위 측파대 신호의 직교 성분을 90°만큼 시프트하는 수단과, 복조된 상위 측파대 신호의 시프트된 직교 성분에 복조된 상위 측파대 신호를 승산하는 수단을 포함할 수 있으며, 복조된 하위 측파대 신호의 직교 성분을 복조된 하위 측파대 신호와 교차 상관하는 수단은 복조된 하위 측파대 신호의 직교 성분을 90°만큼 시프트하는 수단과, 복조된 하위 측파대 신호의 시프트된 직교 성분에 복조된 하위 측파대 신호를 승산하는 수단을 포함할 수 있다.
복조된 상위 및 하위 측파대 신호를 가중하는 수단은 복조된 상위 측파대 신호에 가중 인수를 승산하는 수단과, 복조된 하위 측파대 신호에 1-가중 인수를 승산하는 수단을 포함할 수 있다.
다른 측면에서, 본 발명은 상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 포함하는 AM 라디오 신호를 수신하는 수단과, 상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 보조하여 복조된 상위 측파대 신호와 복조된 하위 측파대 신호를 생성하는 수단과, 노이즈 전력에 응답하여, 복조된 상위 측파대 신호와 복조된 하위 측파대 신호를 가중하여 가중된 복조 상위 측파대 신호와 가중된 복조 하위 측파대 신호를 생성하는 수단과, 가중된 복조 상위 측파대 신호와 가중된 복조 하위 측파대 신호를 합성하여 출력 신호를 생성하는 수단을 포함하는 AM 라디오 신호를 처리하는 수신기를 포함한다.
수신기는 상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 복조하기 전에 AM 라디오 신호를 단일 측파대 필터링하는 수단을 더 포함할 수 있다.
본 발명의 수신기는 간섭에 따라서, 하위 측파대(LSB), 상위 측파대(USB) 또는 이중 측파대(DSB) 간섭성 복조 사이에서 자동 선택할 수 있다. 측파대에서의 간섭이 동일할 때, 최대비 합성(MRC) 기술이 DSB 검출 성능을 다룰 것이다.
도 1은 아날로그 AM 라디오 신호와 인접 채널 아날로그 AM 간섭 신호의 개략도,
도 2는 아날로그 AM 라디오 신호와 인접 채널 IBOC 간섭 신호의 개략도,
도 3은 본 발명의 방법을 나타내는 흐름도,
도 4는 본 발명에 따라서 구성된 AM 복조기의 기능 블록도,
도 5는 본 발명의 주파수 선택적 합성 기술의 기능 블록도,
도 6 내지 도 9는 제 1 인접 채널 간섭을 가진 간섭성, SSB 및 DSB 혼합 복조기의 성능을 나타내는 그래프,
도 10은 본 발명에 따라서 구성된 AM 수신기의 기능 블록도,
도 11은 본 발명에 따라서 구성된 AM 수신기의 기능 블록도.
본 발명은 간섭에 따라서 하위 측파대(LSB), 상위 측파대(USB) 또는 이중 측파대(DSB) 간섭성 복조 사이에서 자동으로 선택하는 방법을 수신기에 제공한다. 또한, LSB와 USB의 합을 가중하여 최대 오디오 신호 대 잡음비(SNR)를 얻는 수단이 기재되어 있다. 이러한 방법은 측파대에서의 간섭이 동일할 때 DSB 검출 성능을 다루는 최대비 합성(MRC) 기술을 기초로 한다. 수신기는 모든 가능한 간섭 조건 하에서 최대 오디오 SNR을 자동으로 구할 수 있다. 또한, 이러한 복조 기술을 이용할 때, AM 수신기에 대한 IBOC의 역효과가 최소화된다는 것을 알 수 있다. 하이브리드 IBOC DAB 신호의 AM 아날로그 부분의 복조뿐만 아니라, 이러한 기술을 이용하는 AM 전용 복조기가 기술되어 있다.
도 1은 채널(18)에서의 반송파 신호(16)의 대향측 상의 상위 측파대(12)와 하위 측파대(14)를 포함하는 관심의 AM 라디오 신호(10)의 개략도이다. 인접 채널 AM 간섭 신호(20)는 상위 측파대(22), 하위 측파대(24) 및 반송파(26)를 포함하는 것으로 도시되어 있다. 간섭 신호의 하위 측파대 신호가 관심 신호의 상위 측파대의 적어도 일부와 겹치도록, 인접 채널과 관심 신호의 중심 주파수는 10 kHz 이격되어 있다.
도 2는 채널(36)에서의 반송파 신호(16)의 대향측 상의 상위 측파대(30)와 하위 측파대(32)를 포함하는 관심의 AM 라디오 신호(28)의 개략도이다. 인접 채널 AM 인 밴드 온 채널 DAB 간섭 신호(38)는 상위 측파대(40), 하위 측파대(42) 및 아날로그 변조 반송파(44)를 포함하는 것으로 도시되어 있다. 간섭 신호의 하위 측파대 신호가 관심 신호의 상위 측파대의 적어도 일부와 겹치도록, 인접 AM 인 밴드 온 채널 DAB 신호와 관심 신호의 중심 주파수는 서로 10 kHz 이격되어 있다.
도 1 및 도 2의 예는 인접 채널 간섭을 나타내고 있지만, 본 발명은 다른 간섭 시나리오에도 유용하다는 것을 알 수 있다.
도 3은 본 발명의 방법을 나타내는 흐름도이다. 도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명은 AM 라디오 신호를 처리하는 방법을 포함한다. 본 발명은 하이브리드 IBOC DAB 신호의 AM 전용 신호와 아날로그 AM 부분 모두의 복조에 적용된다. 블록(46)은 상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 포함하는 AM 라디오 신호의 수신을 나타낸다. 블록(48)에 도시된 바와 같이, AM 라디오 신호의 상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분은 복조된 상위 측파대 신호와 복조된 하위 측파대 신호를 생성하기 위해 복조된다. 블록(50)에 도시된 바와 같이, 복조된 하위 측파대 신호와 복조된 상위 측파대 신호는 노이즈 전력에 응답하여 가중되어 가중된 복조 상위 측파대 신호와 가중된 복조 하위 측파대를 생성한다. 블록(52)에 도시된 바와 같이, 가중된 복조 상위 측파대 신호와 가중된 복조 하위 측파대는 합성되어 출력 신호를 생성한다.
본 발명의 방법이 이하에 보다 상세히 설명될 것이다. 먼저, 관심 AM 신호가, 예를 들어, 인접 채널로부터의 제 2 AM 신호에 의한 간섭의 영향을 받고 있는 AM 전용 시나리오를 고려한다. 전형적인 AM 신호 s(t)가 다음과 같이 정의된다.
여기서, fc는 반송 주파수이며, m(t)는 ±1로 제한되는 실제 아날로그(오디오) 베이스밴드 신호이다.
m(t)의 변화량은 송신기에서의 오디오 처리로 인해서 반송파 성분(편의상 반송파는 1로 정규화된 상태임)보다 대략 12 dB 낮게 유지된다. 이러한 변조는 원 오디오 신호의 대역폭의 2배를 가진 주파수 영역에서 대칭의 이중 측파대(DSB) 신호를 생성한다. 신호는 저주파 측파대(LSB)와, 상위 측파대(USB)를 포함한다. 현재의 방송 오디오 신호는 10 kHz보다 낮게 대역 제한되고, 그 결과, DSB 신호는 20 kHz 대역폭보다 낮게 된다.
이들 LSB 및 USB 신호의 시간 영역 버전은 각각 lsb 및 usb로 표시된다. 측파대 신호는 힐버트 변환 또는 등가물을 통해 (훼손된) 원 신호로부터 얻을 수 있으며, 결과적으로 다음과 같다.
간섭성 수신기는 주 반송파의 주파수와 위상을 추적하는 수단을 제공하여야 한다. 수신기 내의 주 반송파의 자신의 버전을 재생성하도록 또한 설계된 위상 잠금 루프(PLL)로 일반적으로 행해진다. 간섭성 수신기는 재생성된 반송파와 수신 신호 r(t)를 승산함으로써 수신된 신호를 복조한 후에, dc 성분(평균)을 제거하여 복조된 베이스밴드 신호 를 생성한다.
φ(t)는 순간 위상 추적 오차이며, n'(t)는 노이즈 및/또는 간섭이며, 아래 첨자 lpf는 원하지 않은 높은 주파수 아티팩트를 제거하기 위한 결과치의 저역 통과 필터링을 암시한다.
위상 오차 φ(t)가 작을 때, 결과는 다음과 같이 근사화될 수 있다.
또한, n(t)가 일반적인 경우인 n(t)보다 상당히 크지 않는 분산을 갖도록, 위상 추적 오차 φ(t)로 인한 노이즈 항은 채널 노이즈보다 작다고 가정된다. 따라서, 관심 신호 주변의 통과 대역 내에서의 추가적인 노이즈와 간섭에 의해 퇴화가 억제될 수 있다.
간섭성 SSB 복조는 수신된 신호의 LSB 또는 USB의 단일 측파대(SSB) 필터링 이후에 유사하게 달성될 수 있다. 혼합된 상위 또는 하위 측파대는 수신된 신호의 힐버트 변환을 통해 획득될 수 있다.
여기서, 아래 첨자 h는 신호의 힐버트 변환을 나타낸다. m(t)의 복원된 USB 또는 LSB 신호는 합성 측파대 신호의 실수부이다.
수신기는 측파대 신호의 실수부만을 계산하는데 필요하다.
측파대는 합성되어 결과적으로 등가의 DSB 복조된다.
특히, 여기서 관심이 있는 것은, n(t)가 반송 주파수 주위에서 대칭적이지 않고 다른 측파대보다 많은 하나의 측파대에 영향을 준다는 것이다. 이는 인접 채널 간섭을 가진 경우이다.
먼저, 관심의 아날로그 AM 신호의 경우를 고려한다. 수신기는 복조된 LSB 및 USB 신호를 합산하여 오디오 출력을 형성하기 전에, 가중할 것이다. 최대 오디오 SNR은 그들 각각의 SNR에 비례하여 LSB와 USB를 가중함으로써 달성된다. 가중치는, 가중치의 합이 1이 되도록 추가로 정규화된다. 신호 전력이 각각의 측파대에 있어서 동일하다고 가정하면, 개별적인 가중치는 각각의 측파대에서의 추정 노이즈 전력에 역비례한다.
USB의 노이즈와 간섭의 분산
LSB의 노이즈와 간섭의 분산
b의 가중치가 LSB에 적용되면, 1-b의 가중치는 USB에 적용되어 범위 내에서 일정한 신호 이득을 유지하여야 한다. 그 다음, 측파대 합성은 다음의 형태를 취한다.
b(t)의 최적값은 각각의 측파대 상에서 간섭 + 노이즈의 분산의 함수로서 구해질 수 있다. DSB 신호 m(t)는 각각의 측파대 상에서 동일한 전력을 갖는다고 가정한다. 합성된 측파대 성분의 신호 전력과 노이즈 및 간섭 전력은 시간에 따른 일시적 제거와 예상 E를 통해 구해진다. 표기의 편의상
신호 m의 전력은 S이며 일정하다. 노이즈 분포를 최소화하는 값(b)을 구하기 위해서, 편차는 0으로 설정되고, b에 대해서 등식이 구해진다.
따라서, 필터 제한하에서의 최대 SNR을 가진 오디오 출력은 다음과 같이 근사화된다.
가중 인수(b)는 각각의 측파대에서의 노이즈 및/또는 간섭의 분산(이러한 설명에 있어서, 간섭은 노이즈를 포함할 수 있음)을 추정하는 것에 따라 다르다. 간섭은 신호로부터 구별할 수 없기 때문에, 각각의 측파대에서의 간섭을 독립적으로 추정하는 것이 실제로 불가능할 수 있다. 그러나, DSB 변조의 몇몇 특성을 이용하여, 추정 방법을 가능하게 한다. 이상적인 DSB 오디오 신호 m(t)는 동상 신호 성분과 0 직교 성분만을 가지고 있다. m(t)와 상관되지 않는 간섭은 동상 및 직교 크기 모두에서의 동일 분산 성분을 가질 수 있다. 이런 이유로, 간섭의 절반이 수신 신호의 직교 성분에서 관측되며, 다른 절반은 m(t)와 함께 동상 성분 내에서 소거된다.
노이즈 단독의 직교 성분은 각각의 측파대 상에서의 간섭 레벨을 결정하는데 충분하지 않다. 그러나, 이러한 직교 성분은 각각의 측파대와 교차 상관되어 각각의 측파대의 상대적인 오염량을 통계적으로 결정할 수 있다. 이들 교차 상관은 각각의 측파대와의 직교 성분의 힐버트 변환의 시간 영역에서의 승산을 통해 추정될 수 있으며, 충분히 긴 시간동안 결과치를 저역 통과 필터링하여, 직교 간섭과의 LSB 및 USB 교차 상관 관계를 추정한다. 대략 초 단위에서 시상수 τ를 가진 무한 임펄스 응답(IIR) 저역 통과 필터가 사용될 수 있다. SSB 복조 프로세스는 자신의 간섭을 변환하기 때문에, Im{r(t)}h = Im{n(t)}h로 표시된 직교 성분의 힐버트 변환이 주된 관심사이다. 성분 Im{n(t)}h은 USB 또는 LSB 복조 프로세스에서 이미 계산되어 있다. USB와 LSB의 상관 관계는 다음과 같이 표현될 수 있다.
이들 상관 관계의 결과는 시간 필터링에 의존하는 것 대신에 통계적인 예상을 이용하여 분석될 수 있다.
엄밀하게 간섭이 다른 측파대 상의 0 간섭을 가진 하나의 측파대 상에 있으면, 예상치 E{Re{n}·Im{n}h}은 와 같으며, 신호는 노이즈가 각각 LSB 또는 USB 상에 있는지에 따라 다르다. 노이즈가 양 측파대 상에서 동일하게 분포되어 있지만 상관 관계가 없다면, E{Re{n}·Im{n}h} = 0이다. 이들 결과는 힐버트 변환의 특성으로 인한 것이다. 이들 교차 상관 관계 결과는 각각의 측파대에서의 간섭의 분산, 또는 전력에 통계적으로 비례한다. 따라서, 교차 상관 관계는 가중 인수 b(t)의 결정에 사용될 수 있다.
b(t)를 계산하기 위해 사용된 필터의 지연을 보상하기 위해 가중하기 전에, 시간 지연이 신호 경로에 삽입될 수 있다. 수신기는 b(t)를 계산하기 위해 USB 및 LSB 노이즈 항을 추정하기 위해 시간 평균화를 이용한다.
본 발명은 하이브리드 IBOC DAB 신호의 복조에 또한 적용될 수 있다. 하이브리드 IBOC DAB와 아날로그 복조의 차이는 아날로그 신호 하에서의 직교 상보 서브 반송파의 추가이다. 이들 서브 반송파는 실수 성분을 가지고 있지 않으며, 노이즈 또는 간섭과는 상이하게 취급되어야 한다. 하이브리드 DAB 시나리오에 대한 USB 및 LSB 신호는 다음과 같다.
각각 b와 1-b만큼 가중된 USB와 LSB를 합성하면, 다음과 같이 된다.
간략화를 위해서, 새로운 항 c(t)를 다음과 같이 정의한다.
이러한 형태의 표현식은 복조 출력이 간섭성의 DSB 복조 신호 Re{nt(t)}에서 시작하여, c(t)만큼 가중된 측파대 불균형 Im{r(t)}h에 의해 생성된 간섭 성분을 감산한다는 것을 나타낸다. c(t)의 몇몇 특성이 다음에 기재된다. 노이즈를 LSB와 USB 성분으로 분리한다.
x(t)와 y(t)는 nlsb(t)와 nusb(t)의 실수부를 각각 나타낸다. 단일 측파대 노이즈 성분은 힐버트 변환 함수로서 표현된다.
의 표현식은 다음과 등가이다.
c(t)가 최소 노이즈를 생성하는 것으로 나타났다. 또한, 노이즈가 전체적으로 USB에 있을 때, -1≤c(t)≤1, c(t) = 1이며, 노이즈가 전체적으로 USB에 있을 때, c(t) = -1이며, LSB의 노이즈가 USB의 노이즈와 동일할 때, c(t) = 0임을 알 수 있다.
예상하여 합성된 신호의 전력을 구하고, 시간에 대한 의존도를 일시적으로 떨어뜨리면, 다음과 같은 결과로 된다.
m(t)의 신호 전력을 제거하면 최소화되는 노이즈 형태 항만이 남게 된다.
최소 노이즈에 기여하는 c의 값은 노이즈 표현식의 도함수를 0으로 설정하여 c에 대한 해를 구함으로써 얻게 된다.
USB와 LSB 노이즈가 동일 분산으로 상관되지 않음을 나타내는 E{Re{n}·Im{n}h} = 0일 때, 그 결과는 DSB 복조와 등가이다. 아날로그 신호, 간섭 및 직교 디지털 서브 반송파는 상관 관계가 없는 것으로 추정되기 때문에, 최종 표현식의 분자의 예상이 다음의 식으로 대체될 수 있다.
분모의 예상은 다음의 식으로 대체될 수 있다.
따라서, c를 계산하는 방법은 다음과 같이 된다.
간섭은 시간에 따라 변하기 때문에, 실제 구현에서 예상을 대체하기 위해서 저역 통과 필터링이 사용된다.
실제 구현에서, 교차 상관 관계의 단기 추정은 m(t)에 의해 오염되기 때문에, 간섭이 적을 때, 강제적으로 c(t) = 0으로 하는 것은 또한 바람직하다. 또한, 간섭이 하나의 측파대 상에서 억제될 때, 강제적으로 c(t) = ±1로 하는 것이 또한 바람직하다. c(t)에 대한 실제 표현은 다음과 같이 수정될 수 있다.
여기서, 하이브리드의 경우에 이며, 아날로그의 경우에 이다(반송파 = 1).
AM 적응적 가중 측파대 복조기의 피드 포워드 정정의 기능 블록도가 도 4에 도시되어 있다. 도 4에서, 블록(56, 58)으로 표시된 바와 같이, 신호는 라인(54) 상에서 수신되어 실수 성분과 허수 성분으로 분할된다. 실수 신호 성분은 블록(60)에 의해 표시된 바와 같이 지연되어 라인(62) 상에 지연 신호를 생성한다. 블록(64)으로 표시한 바와 같이 힐버트 변환은 허수 신호를 취하여 라인 (66) 상에 변환 신호를 생성할 수 있다. 라인(62, 66) 상의 신호는 블록(68)으로 표시한 바와 같이 C(t-τ) 인수를 계산하는데 사용된다. 라인(66)상의 변환된 신호는 블록(70)으로 표시한 바와 같이 옵션의 지연의 영향을 추가로 받아서, 혼합기(72)에서 C(t-τ) 인수와 혼합되며, 라인(74) 상의 최종 신호는 합산 포인트(76)에서의 실수 성분과 합성되어 라인(78) 상에 출력 신호를 생성한다. 실수 성분은 라인(74) 상의 신호와 합성되기 전에 옵션의 추가 지연(80)의 영향을 받을 것이다.
r(t)의 실수 성분과 허수 성분이 베이스밴드에서 분리될 수 있도록, 수신된 신호 r(t)는 AM 반송파와 위상 동기화된다고 가정한다. 힐버트 변환 필터는 지연을 발생시켜 인과 관계를 생성하기 때문에, 지연 τ1이 삽입된다. 옵션의 τ2 지연은 신호를 정정 가중 c(t)를 계산하는데 사용된 LPF의 지연과 양호하게 정렬시킨다. c(t)의 계산에 사용된 항 P는, 노이즈가 작을 때 가중치를 강제적으로 DSB 복조를 위해서 0을 향하게 한다. 수신된 신호가 하이브리드 또는 아날로그인지를 모르는 경우에, 보다 큰 값의 P를 사용하는 것이 바람직하다.
복조된 출력 신호에서의 최종적인 총 노이즈와 간섭 전력은 추가로 처리되어 노이즈의 효과를 감소시킬 수 있다. 특히, 사전 검출 대역폭은 노이즈가 높아짐에 따라 감소될 수 있다. 총 출력 노이즈에 있어서 유도되는 표현식은 다음과 같다.
이러한 노이즈는 아날로그 전용 신호에 대하여 정확하게 추정될 수 있다. 와 라고 가정하면, 항은 다음과 같이 평가될 수 있다.
불행하게도, 이며, 실제 방법은 을 단독으로 추정하도록 설계되지 않았기 때문에, 하이브리드 신호의 아날로그 부분에 대한 노이즈는 단지 근사화될 수 있다. 제 1 근사치로서, 상술한 노이즈 표현식은 하이브리드의 경우에 노이즈를 상한 설정하는데 사용될 수 있다. 직교 디지털 서브 반송파 노이즈가 신호의 실수 성분에 존재하지 않기 때문에, 이러한 노이즈는 하이브리드의 경우에 과다 추정된다. c의 값이 ±1에 근절할 때, 이러한 오차는 감소되고 간섭이 억제된다. 그러나, c가 0에 근접할 때, 직교 디지털 서브 반송파 노이즈는 복조된 출력 에서 소거되며, 노이즈 표현식은 이러한 소거를 설명하지 못한다. 다행히도, 추정된 간섭이 직교 디지털 서브 반송파 노이즈에 비해 지배적일 때만 대역폭 제한이 발생되면, 이러한 효과는 필연적으로 수반되는 것은 아니다.
오디오 SNR에 대한 추가적인 개선은 USB와 LSB 측파대의 선택적 주파수 합성을 통해 달성될 수 있다. 간섭의 전력 스펙트럼 밀도(PSD)는 오디오 대역폭에 걸쳐서 일반적으로 균일하지 않기 때문에, 선택적 주파수 합성은 오디오 대역폭을 포함하는 다중 주파수 서브 밴드 상에서 SNR를 최대화한다. 이를 달성하기 위한 하나의 실제 방법은 직교 미러 필터(QMF)의 특성을 이용하는 것이다. QMF의 특성은, 중첩 주파수 서브 밴드를 가진 이들 필터의 합산이 합성되어 오디오 대역폭에 비해 평탄한 응답을 생성한다는 것이다.
본 명세서에 기재된 측파대 합성 방법은 최대의 원하는 오디오 대역폭을 포함하는 일련의 QMF 상의 r(t)의 각각의 서브 밴드에 걸쳐 단순히 적용된다.
여기서, 아래 첨자 QMFn은, 제 n QMF 필터를 적용한 후에 신호가 처리된다는 것을 나타낸다. 이런 이유로, cQMFn(t)가 각각의 서브 밴드에 대하여 계산되면, 합성법이 각각의 서브 밴드에 대하여 적용된다. 각각의 합성된 서브 밴드에서의 노이즈가 또한 추정될 수 있다(정확하게 이상적인 아날로그 전용 관심 신호(SOI) 또는 하이브리드 관심 신호에 대한 상한 설정).
노이즈는 각각의 서브 밴드에서의 추정 노이즈 함수에 따른 대역 제한을 통해 추가로 감소될 수 있다. 예를 들어, 대역 제한은 노이즈 함수에 따른 합성 프로세스에서 고주파 QMF 출력을 억제함으로써 수행될 수 있다. 예를 들어,
여기서, gQMFn는 제 n 서브 밴드에 대한 노이즈 억제 함수의 "니(knee)"를 설정한다.
주파수 서브 밴드 합성 기술의 기능도가 도 5에 도시되어 있다. 도 5에서, 신호 r(t)는 라인(82) 상에서 수신되어 복수의 대역 통과 필터 쌍(84, 86, 88)을 통과하여, 라인(90, 92, 94) 상에 복수의 필터링된 신호를 생성한다. 필터링된 신호는 도시된 바와 같이, 복조기(96, 98, 100)에 의해 복조되며, 라인(102, 014, 106) 상의 복조된 신호는 합산되어 라인(108) 상에 출력 신호를 생성한다.
도 6 내지 도 9는 여러 간섭 조건 하에서의 AM 복조기 성능을 나타낸다. 수직축은 아날로그 오디오 신호의 dB 단위의 SNR이며, 수평축은 원하는 신호와 제 1 인접 간섭과의 dB 단위의 비율이다. 도면은 간섭성 DSB 복조기, USB 복조기, LSB 복조기 및 제안된 가중 측파대 복조기(혼합)의 개별적인 성능을 나타낸다. 가중 인수 c(t)의 값은 10의 인수가 승산된 것으로서 또한 나타나 있다. 도 6은 아날로그 전용의 제 1 인접 간섭을 가진 아날로그 전용의 관심 신호(SOI)의 성능을 나타낸다. 도 7은 아날로그 전용의 제 1 인접 간섭을 가진 IBOC 하이브리드 신호(SOI)의 성능을 나타낸다. 도 8은 아날로그 전용의 제 1 인접 간섭을 가진 아날로그 전용의 SOI의 성능을 나타낸다. 도 9는 하이브리드 IBOC의 제 1 인접 간섭을 가진 IBOC 하이브리드 SOI의 성능을 나타낸다. 도면은 제안된 가중 측파대 복조기가 간섭 레벨 범위에 걸쳐서 다른 복조기에 비해 상당히 성능이 우수하다.
도 10은 본 발명에 따라서 구성된 AM 수신기(110)의 기능 블록도이다. AM 라디오 신호는 안테나(112) 상에서 수신된다. 공지의 기술에 따라서 구성된 전단 회로(114)는 안테나 신호를 필터링하여, 혼합기(120) 내의 국부 발진기(118)로부터의 신호와 혼합된 신호를 라인(116) 상에 생성하여 라인(122) 상에 중간 주파수 신호를 생성한다. 그 다음, 중간 주파수 신호는 필터(124)에 의해 필터링되고, 상술한 명세서에 따라서 신호를 처리하는 복조기(126)에 전달되어 라인(128) 상에 출력 신호를 생성한다. 그 다음, 출력 신호는 증폭기(130)에 의해 증폭되어 스피커와 같은 출력 장치(132)에 전달된다.
도 11은 본 발명에 따라서 신호 처리를 수행할 수 있는 라디오 수신기(140)의 블록도이다. DAB 신호는 안테나(142) 상에서 수신된다. 대역 통과 사전 선택 필터(144)는 주파수(fc)에서는 원하는 신호를 포함하는 관심의 주파수 대역을 통과시키지만, fc-2fif(낮은 측면의 로브 거부 국부 발진기에 있어서)에서는 화상 신호를 거부한다. 낮은 노이즈 증폭기(146)는 그 신호를 증폭한다. 증폭된 신호는 동조가능 국부 발진기(152)에 의해 라인(150) 상에 공급된 국부 발진기 신호(flo)와 혼합기(148)에서 혼합된다. 이는 라인(154) 상에서 합 신호(fc+flo)와 차 신호(fc-flo)를 생성한다. 중간 주파수 필터(156)는 중간 주파수 신호(fif)를 전달하고, 변조된 관심 신호의 대역폭 외측의 주파수를 감쇄한다. 아날로그-디지털 컨버터(158)는 클록 신호(fs)를 이용하여 비율(fs)로 라인(160) 상에 디지털 샘플을 생성하도록 동작한다. 디지털 다운 컨버터(162)는 그 신호를 주파수 시프팅, 필터링 및 징수(decimates)하여, 라인(164, 166) 상에서 하위 샘플링 속도의 동상 및 직교 신호를 생성한다. 복조기(168)를 기반으로 하는 디지털 신호 프로세서는 추가의 신호 프로세싱을 제공하여 출력 장치(172)에 있어서 라인(170) 상에 출력 신호를 생성한다.
본 발명에 따라서 구성된 수신기는 간섭에 따라서 LSB, USB 또는 DSB 간섭성 복조 사이에서 자동으로 선택할 수 있다. 간섭은 각각의 측파대에서의 노이즈 및/또는 간섭의 분산을 추정함으로써 결정될 수 있다. 최대비 합성(MRC) 기술은 측파대에서의 간섭이 동일할 때 DSB 검출 성능에 접근할 수 있다.
본 발명의 특정 실시예가 설명 목적으로 상술되어 있지만, 당업자라면, 첨부한 청구 범위에 기재된 발명에서 벗어나지 않는 범위에서 본 발명의 상세에 대한 여러 변경이 이루어질 수 있음을 알 것이다.

Claims (26)

  1. AM 라디오 신호를 처리하는 방법에 있어서,
    상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 포함하는 AM 라디오 신호를 수신하는 단계와,
    상기 상위 측파대 부분과 상기 하위 측파대 부분을 복조하여, 복조된 상위 측파대 신호와 복조된 하위 측파대 신호를 생성하는 단계와,
    노이즈 전력에 응답하여 상기 복조된 상위 측파대 신호와 상기 복조된 하위 측파대 신호를 가중하여, 가중된 복조 상위 측파대 신호와 가중된 복조 하위 측파대 신호를 생성하는 단계와,
    상기 가중된 복조 상위 측파대 신호와 상기 가중된 복조 하위 측파대 신호를 합성하여 출력 신호를 생성하는 단계
    를 포함하는 AM 라디오 신호 처리 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 상위 측파대 부분과 상기 하위 측파대 부분을 복조하는 단계에 앞서, 상기 AM 라디오 신호를 단일 측파대 필터링하는 단계를 더 포함하는 AM 라디오 신호 처리 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 복조된 상위 측파대 신호와 상기 복조된 하위 측파대 신호를 가중하는 단계에 앞서, 상기 복조된 상위 측파대 신호와 상기 복조된 하위 측파대 신호의 노이즈 전력을 결정하는 단계를 더 포함하는 AM 라디오 신호 처리 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 복조된 상위 측파대 신호와 상기 복조된 하위 측파대 신호의 상기 노이즈 전력을 결정하는 단계는,
    상기 복조된 상위 측파대 신호의 직교 성분을 상기 복조된 상위 측파대 신호와 교차 상관하는 단계와,
    상기 복조된 하위 측파대 신호의 직교 성분을 상기 복조된 하위 측파대 신호와 교차 상관하는 단계
    를 포함하는 AM 라디오 신호 처리 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 복조된 상위 측파대 신호의 직교 성분을 상기 복조된 상위 측파대 신호와 교차 상관하는 단계는, 상기 복조된 상위 측파대 신호의 상기 직교 성분을 90°만큼 시프팅하는 단계와, 상기 복조된 상위 측파대 신호의 상기 시프팅된 직교 성분에 상기 복조된 상위 측파대 신호를 승산하는 단계를 포함하며,
    상기 복조된 하위 측파대 신호의 직교 성분을 상기 복조된 하위 측파대 신호와 교차 상관하는 단계는, 상기 복조된 하위 측파대 신호의 상기 직교 성분을 90°만큼 시프팅하는 단계와, 상기 복조된 하위 측파대 신호의 상기 시프팅된 직교 성분에 상기 복조된 하위 측파대 신호를 승산하는 단계를 포함하는 AM 라디오 신호 처리 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 복조된 상위 측파대 신호와 상기 복조된 하위 측파대 신호를 가중하는 단계는,
    상기 복조된 상위 측파대 신호에 가중 인수를 승산하는 단계와,
    상기 복조된 하위 측파대 신호에 1-상기 가중 인수를 승산하는 단계
    를 포함하는 AM 라디오 신호 처리 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 가중 인수는 간섭 + 노이즈의 분산의 함수인 AM 라디오 신호 처리 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 가중된 복조 상위 측파대 신호와 상기 가중된 복조 하위 측파대 신호를 합성하는 단계는,
    상기 가중된 복조 상위 측파대 신호와 상기 가중된 복조 하위 측파대 신호를 선택적 주파수 합성하는 단계를 더 포함하는 AM 라디오 신호 처리 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 상위 측파대 부분과 상기 하위 측파대 부분을 복조하는 단계에 앞서, 상기 상위 측파대 부분과 상기 하위 측파대 부분을 필터링하는 단계를 더 포함하는 AM 라디오 신호 처리 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 상위 측파대 부분과 상기 하위 측파대 부분을 필터링하는 단계는, 다수의 대역 통과 필터를 통해 상기 상위 측파대 부분과 상기 하위 측파대 부분을 통과시켜 다수의 필터링된 신호를 생성하는 단계를 포함하며, 상기 상위 측파대 부분과 상기 하위 측파대 부분을 복조하는 단계는 상기 다수의 필터링된 신호를 복조하여 다수의 복조된 신호를 생성하는 단계를 포함하는 AM 라디오 신호 처리 방법.
  11. 상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 포함하는 AM 라디오 신호를 처리하는 방법에 있어서,
    상기 라디오 신호의 허수 성분의 힐버트(Hilbert) 변환식에 가중 정정 신호를 승산하여 가중된 신호를 획득하는 단계와,
    간섭성의 이중 측파대 신호로부터 상기 가중된 신호를 감산하는 단계
    를 포함하는 AM 라디오 신호 처리 방법.
  12. AM 라디오 신호를 처리하는 복조기에 있어서,
    상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 복조하여, 복조된 상위 측파대 신호와 복조된 하위 측파대 신호를 생성하는 수단과,
    노이즈 전력에 응답하여 상기 복조된 상위 측파대 신호와 상기 복조된 하위 측파대 신호를 가중하여, 가중된 복조 상위 측파대 신호와 가중된 복조 하위 측파대 신호를 생성하는 수단과,
    상기 가중된 복조 상위 측파대 신호와 상기 가중된 복조 하위 측파대 신호를 합성하는 수단
    을 포함하는 복조기.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 복조된 상위 측파대 신호와 상기 복조된 하위 측파대 신호를 가중하기 전에, 상기 복조된 상위 측파대 신호와 상기 복조된 하위 측파대 신호의 노이즈 전력을 결정하는 수단을 더 포함하는 복조기.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 복조된 상위 측파대 신호와 상기 복조된 하위 측파대 신호의 상기 노이즈 전력을 결정하는 수단은,
    상기 복조된 상위 측파대 신호의 직교 성분을 상기 복조된 상위 측파대 신호와 교차 상관하는 수단과,
    상기 복조된 하위 측파대 신호의 직교 성분을 상기 복조된 하위 측파대 신호와 교차 상관하는 수단
    을 포함하는 복조기.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 복조된 상위 측파대 신호의 직교 성분을 상기 복조된 상위 측파대 신호와 교차 상관하는 수단은, 상기 복조된 상위 측파대 신호의 상기 직교 성분을 90°만큼 시프팅하는 수단과, 상기 복조된 상위 측파대 신호의 상기 시프팅된 직교 성분에 상기 복조된 상위 측파대 신호를 승산하는 수단을 포함하며,
    상기 복조된 하위 측파대 신호의 직교 성분을 상기 복조된 하위 측파대 신호와 교차 상관하는 수단은, 상기 복조된 하위 측파대 신호의 상기 직교 성분을 90°만큼 시프팅하는 수단과, 상기 복조된 하위 측파대 신호의 상기 시프팅된 직교 성분에 상기 복조된 하위 측파대 신호를 승산하는 수단을 포함하는 복조기.
  16. 제 12 항에 있어서,
    상기 복조된 상위 측파대 신호와 상기 복조된 하위 측파대 신호를 가중하는 수단은,
    상기 복조된 상위 측파대 신호에 가중 인수를 승산하는 수단과,
    상기 복조된 하위 측파대 신호에 1-상기 가중 인수를 승산하는 수단
    을 포함하는 복조기.
  17. 제 12 항에 있어서,
    상기 상위 측파대 부분과 상기 하위 측파대 부분을 필터링하는 수단을 더 포함하는 복조기.
  18. 상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 포함하는 AM 라디오 신호를 처리하는 복조기에 있어서,
    상기 라디오 신호의 허수 성분의 힐버트 변환식에 가중 정정 신호를 승산하여 가중된 신호를 획득하는 수단과,
    간섭성의 이중 측파대 신호로부터 상기 가중된 신호를 감산하는 수단
    을 포함하는 복조기.
  19. AM 라디오 신호를 처리하는 수신기에 있어서,
    상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 포함하는 AM 라디오 신호를 수신하는 수단과,
    상기 상위 측파대 부분과 상기 하위 측파대 부분을 복조하여, 복조된 상위 측파대 신호와 복조된 하위 측파대 신호를 생성하는 수단과,
    노이즈 전력에 응답하여 상기 복조된 상위 측파대 신호와 상기 복조된 하위 측파대 신호를 가중하여, 가중된 복조 상위 측파대 신호와 가중된 복조 하위 측파대 신호를 생성하는 수단과,
    상기 가중된 복조 상위 측파대 신호와 상기 가중된 복조 하위 측파대 신호를 합성하여 출력 신호를 생성하는 수단
    을 포함하는 수신기.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 상위 측파대 부분과 상기 하위 측파대 부분을 복조하기 전에, 상기 AM 라디오 신호를 단일 측파대 필터링하는 수단을 더 포함하는 수신기.
  21. 제 19 항에 있어서,
    상기 복조된 상위 측파대 신호와 상기 복조된 하위 측파대 신호를 가중하기 전에, 상기 복조된 상위 측파대 신호와 상기 복조된 하위 측파대 신호의 노이즈 전력을 결정하는 수단을 더 포함하는 수신기.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 복조된 상위 측파대 신호와 상기 복조된 하위 측파대 신호의 상기 노이즈 전력을 결정하는 수단은,
    상기 복조된 상위 측파대 신호의 직교 성분을 상기 복조된 상위 측파대 신호와 교차 상관하는 수단과,
    상기 복조된 하위 측파대 신호의 직교 성분을 상기 복조된 하위 측파대 신호와 교차 상관하는 수단
    을 포함하는 수신기.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 복조된 상위 측파대 신호의 직교 성분을 상기 복조된 상위 측파대 신호와 교차 상관하는 수단은, 상기 복조된 상위 측파대 신호의 상기 직교 성분을 90°만큼 시프팅하는 수단과, 상기 복조된 상위 측파대 신호의 상기 시프팅된 직교 성분에 상기 복조된 상위 측파대 신호를 승산하는 수단을 포함하며,
    상기 복조된 하위 측파대 신호의 직교 성분을 상기 복조된 하위 측파대 신호와 교차 상관하는 수단은, 상기 복조된 하위 측파대 신호의 상기 직교 성분을 90°만큼 시프팅하는 수단과, 상기 복조된 하위 측파대 신호의 상기 시프팅된 직교 성분에 상기 복조된 하위 측파대 신호를 승산하는 수단을 포함하는 수신기.
  24. 제 19 항에 있어서,
    상기 복조된 상위 측파대 신호와 상기 복조된 하위 측파대 신호를 가중하는 수단은,
    상기 복조된 상위 측파대 신호에 가중 인수를 승산하는 수단과,
    상기 복조된 하위 측파대 신호에 1-상기 가중 인수를 승산하는 수단
    을 포함하는 수신기.
  25. 제 19 항에 있어서,
    상기 상위 측파대 부분과 상기 하위 측파대 부분을 필터링하는 수단을 더 포함하는 수신기.
  26. AM 라디오 신호를 처리하는 수신기에 있어서,
    상위 측파대 부분과 하위 측파대 부분을 포함하는 AM 라디오 신호를 수신하는 수단과,
    상기 상위 측파대 부분과 상기 하위 측파대 부분을 복조하는 복조기
    를 포함하되,
    상기 복조기는, 상기 라디오 신호의 허수 성분의 힐버트(Hilbert) 변환식에 가중 정정 신호를 승산하여 가중된 신호를 획득하는 수단과,
    간섭성의 이중 측파대 신호로부터 상기 가중된 신호를 감산하는 수단
    을 포함하는 수신기.
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