JP2001257733A

JP2001257733A - キャリア再生装置およびその方法と受信装置

Info

Publication number: JP2001257733A
Application number: JP2000072520A
Authority: JP
Inventors: Toshiharu Maeda; 俊治前田
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-03-10
Filing date: 2000-03-10
Publication date: 2001-09-21
Anticipated expiration: 2020-03-10
Also published as: JP4449144B2

Abstract

(57)【要約】【課題】簡単かつ小規模な構成で、キャリア再生を高
精度に行うことができるキャリア再生装置を提供する。【構成】キャリア再生を行う際に、受信信号内のパケ
ットの変調方式に基づいて、位相比較回路１３３ａ，１
３３ｂ，１３３ｃの位相比較結果のうち一の位相比較結
果を選択して用いる。キャリア再生された信号のＣ／Ｎ
検出をＣ／Ｎ検出回路１５２で行い、その結果に基づい
てキャリア再生を行う位置を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数の変調方式の
信号モジュールを含む信号のキャリア再生を行うキャリ
ア再生装置およびその方法と、当該キャリア再生装置を
用いた受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】無線通信システムでは、送信側で、信号
（情報）をキャリア（搬送波）に乗せる変調が行われ、
受信側で信号が乗せられたキャリアから信号を取り出す
キャリア再生が行われる。変調には種々の方式がある
が、衛星放送などに用いられる方式として、ＰＳＫ(Pha
se Shift Keying)変調がある。ＰＳＫ変調された変調信
号Ｓ（ｔ）は、下記式（１）で表される。

【０００３】

【数１】

【０００４】上記式（１）において、θ(t) は信号（情
報）を位相へ変換したものを表し、ωはキャリアの周波
数を表している。受信装置では、変調信号Ｓ（ｔ）か
ら、θ（ｔ）を取り出し、意味のある信号に変換する復
調を行う。

【０００５】ところで、例えば、図６に示す構成のフレ
ームを単位として信号を送受信するＢＳデジタル放送フ
ォーマットがある。当該フォーマットでは、図６に示す
ように、各フレームＦＬ₁〜ＦＬ₈は１９２シンボルの
ＴＭＣＣ信号と１９２個のパケットとからなる。各パケ
ットは２０３シンボルであり、パケット相互間に４シン
ボルのバースト信号が挿入されている。フレームＦＬ₁
〜ＦＬ₈で１個のスーパーフレームが構成される。フレ
ームＦＬ₁のＴＭＣＣ信号には、スーパーフレームの先
頭を示すユニークワードｗ１，ｗ２が格納されている。
フレームＦＬ₂〜ＦＬ₈のＴＭＣＣ信号には、フレーム
の先頭を示すユニークワードｗ１，ｗ２が格納されてい
る。

【０００６】また、当該フォーマットでは、ＴＭＣＣ信
号およびバースト信号の変調方式はＢＰＳＫに固定され
ているが、各パケットの変調方式は例えばＢＰＳＫ(Bin
aryPhase Shift Keying) 、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase
Shift Keying) およびＴＣ８ＰＳＫのなかから選択が
できるようになっている。各パケットの変調方式は、２
スーパーフレーム前の対応するフレームのＴＭＣＣ信号
に格納されている。

【０００７】従って、上述したＢＳデジタル放送フォー
マットの信号を受信した受信装置では、受信信号内の変
調方式が予め決められているＴＭＣＣ信号およびバース
ト信号を用いて間欠的にキャリア再生を行っている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
たように、ＴＭＣＣ信号およびバースト信号を用いて間
欠的にキャリア再生を行うと、各パケットに対応する期
間はキャリア再生が行われないため、当該期間にチュー
ナ等で発生した位相ノイズはそのままキャリア再生回路
を通過する。従って、当該位相ノイズが、後段の誤り訂
正回路の処理に悪影響を及ぼすという問題がある。この
ような問題の解決策として、位相ノイズが低いチューナ
等を用いることが考えられるが、装置が大規模および高
価格になってしまう。

【０００９】本発明は上述した従来技術の問題点に鑑み
てなされ、簡単かつ小規模な構成で、キャリア再生を高
精度に行うことができるキャリア再生装置、受信装置お
よびそれらの方法を提供することを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上述した従来技術の問題
点を解決し、上述した目的を達成するために、本発明の
キャリア再生装置は、異なる変調方式で変調された複数
の信号モジュールを含むことが可能な変調信号のキャリ
ア再生を行うキャリア再生装置であって、前記変調信号
とフィードバック信号とを混合する混合回路と、複数の
変調方式にそれぞれ対応して設けられ、対応する変調方
式に応じて前記混合の結果に対して位相比較を行う複数
の位相比較回路と、選択信号に基づいて、前記複数の位
相比較回路の位相比較結果のうち一の位相比較結果を選
択する選択回路と、前記選択回路で選択された位相比較
結果を平滑化するフィルタ回路と、前記平滑化された位
相比較結果に基づいて前記フィードバック信号を生成す
る数値制御発振回路と、前記複数の信号モジュールの変
調方式を示す情報に基づいて、前記選択信号を生成する
制御回路とを有する。

【００１１】本発明のキャリア再生装置の作用は以下の
ようになる。例えば、アンテナなどで受信された受信信
号である変調信号が、混合回路においてフィードバック
信号と混合される。次に、複数の変調方式にそれぞれ対
応して設けられた複数の位相比較回路において、それぞ
れ対応する変調方式に応じて前記混合の結果に対して位
相比較が行われる。次に、選択回路において、制御回路
からの選択信号に基づいて、前記複数の位相比較回路の
位相比較結果のうち一の位相比較結果が選択される。次
に、フィルタ回路において、前記選択回路で選択された
位相比較結果が平滑化される。次に、数値制御発振回路
において、前記平滑化された位相比較結果に基づいて前
記フィードバック信号が生成される。制御回路では、前
記複数の信号モジュールの変調方式を示す情報に基づい
て、前記選択信号が生成される。本発明のキャリア再生
装置では、制御回路からの選択信号に基づいて、変調信
号の信号モジュールのそれぞれについて、対応する変調
方式に基づいて位相比較の結果を用いてキャリア再生を
行う。従って、変調信号（受信信号）の全域について適
切なキャリア再生を行うことが可能であり、キャリア再
生を安定して行うことができる。

【００１２】また、本発明のキャリア再生装置は、好ま
しくは、前記制御回路は、前記変調信号に前記信号モジ
ュールの位置を識別するための識別信号が含まれている
場合に、前記識別信号に基づいて、前記選択信号によっ
て前記選択回路における選択を切り換えるタイミングを
決定する。

【００１３】また、本発明のキャリア再生装置は、好ま
しくは、前記混合回路による前記混合によって生成され
た信号のＣ／Ｎ特性を検出するＣ／Ｎ特性検出回路をさ
らに有し、前記制御回路は、前記検出されたＣ／Ｎ特性
に基づいて、前記選択信号を生成する。

【００１４】また、本発明のキャリア再生装置は、好ま
しくは、前記Ｃ／Ｎ特性検出回路は、前記混合によって
生成された信号のシンボル点の誤差を検出するシンボル
点誤差検出回路と、前記検出した誤差を積分する積分回
路とを有する。

【００１５】また、本発明のキャリア再生装置は、好ま
しくは、前記混合回路は、前記変調信号とフィードバッ
ク信号との複素乗算を行う複素乗算回路である。

【００１６】また、本発明のキャリア再生装置は、好ま
しくは、前記フィルタ回路は、前記位相比較結果に第１
の係数を乗じる第１の係数回路と、前記位相比較結果に
第２の係数を乗じる第２の係数回路と、前記第１の係数
回路の出力を積分する積分回路と、前記第２の係数回路
の出力と前記積分回路の出力とを加算する加算回路とを
有する。

【００１７】また、本発明のキャリア再生装置は、好ま
しくは、前記制御回路は、周波数補正および位相補正の
重み付けに応じて前記第１の係数および前記第２の係数
を制御する。

【００１８】また、本発明のキャリア再生装置は、好ま
しくは、前記信号は、位相シフト変調された信号であ
る。

【００１９】また、本発明の受信装置は、異なる変調方
式で変調された複数の信号モジュールを含む受信信号の
キャリア再生を行うキャリア再生回路と、前記キャリア
再生された受信信号の復調を行う復調回路と、前記復調
された受信信号を復号する復号回路とを有し、前記キャ
リア再生回路は、前記受信信号とフィードバック信号と
を混合する混合回路と、複数の変調方式にそれぞれ対応
して設けられ、対応する変調方式に応じて前記混合の結
果に対して位相比較を行う複数の位相比較回路と、選択
信号に基づいて、前記複数の位相比較回路の位相比較結
果のうち一の位相比較結果を選択する選択回路と、前記
選択回路で選択された位相比較結果を平滑化するフィル
タ回路と、前記平滑化された位相比較結果に基づいて前
記フィードバック信号を生成する数値制御発振回路と、
前記複数の信号モジュールの変調方式を示す情報に基づ
いて、前記選択信号を生成する制御回路とを有する。

【００２０】本発明の受信装置の作用は以下のようにな
る。先ず、キャリア再生回路において、異なる変調方式
で変調された複数の信号モジュールを含む受信信号のキ
ャリア再生が行われる。当該処理は、前述したキャリア
再生装置の作用に基づいて行われる。次に、復調回路に
おいて、前記キャリア再生された受信信号の復調が行わ
れる。次に、復号回路において、前記復調された受信信
号が復号される。

【００２１】また、本発明のキャリア再生方法は、異な
る変調方式で変調された複数の信号モジュールを含むこ
とが可能な変調信号のキャリア再生を行うキャリア再生
方法において、前記変調信号とフィードバック信号とを
混合し、前記複数の信号モジュールのそれぞれの前記混
合の結果について、対応する変調方式に応じて位相比較
を行い、前記位相比較の結果を平滑化し、前記平滑化さ
れた位相比較結果に基づいて数値制御発振回路を制御し
て前記フィードバック信号を生成する。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態に係わる
受信装置について説明する。図１は、本実施形態の受信
装置９０の構成図である。受信装置９０は、例えば、図
６を用いて説明したＢＳデジタルＴＶ放送フォーマット
の信号を受信し、受信信号のキャリア再生、復調および
復号などを行う際に用いられる。

【００２３】図１に示すように、受信装置９０は、例え
ば、入力端子１１０、局部発振回路１１１、同相検波回
路１１２、移相回路１１３、直交検波回路１１４、アナ
ログ増幅回路１１５，１１６、ＬＰＦ回路１１８，１１
９、Ａ／Ｄ変換回路１２０，１２１、発振回路１２２、
補間回路１０₁，１０₂、複素乗算回路１３０、ロール
オフフィルタ回路１３１，１３２、ＴＣ８ＰＳＫ用位相
比較回路１３３ａ、ＱＰＳＫ用位相比較回路１３３ｂ、
ＢＰＳＫ用位相比較回路１３３ｃ、ループフィルタ回路
１３４、数値制御発振回路１３５、信号変換回路１３
６，１３７、シンボルデコード回路１４５、シンボル再
生回路１４６、ＡＧＣ(Automatic Gain Control)回路１
４７、ＰＷＭ信号生成回路１４８、ローパスフィルタ１
４９、選択回路１５０、ユニークワード検出回路１５
１、Ｃ／Ｎ(Carrier/Noise) 検出回路１５２、制御回路
１５３および処理回路１５４を有する。

【００２４】ここで、複素乗算回路が本発明の混合回路
に対応し、ＴＣ８ＰＳＫ用位相比較回路１３３ａ、ＱＰ
ＳＫ用位相比較回路１３３ｂおよびＢＰＳＫ用位相比較
回路１３３ｃが本発明の複数の位相比較回路に対応し、
選択回路１５０が本発明の選択回路に対応し、ループフ
ィルタ回路１３４が本発明のフィルタ回路に対応し、数
値制御発振回路１３５が本発明の数値制御発振回路に対
応し、制御回路１５３が本発明の制御回路に対応してい
る。また、シンボルデコード回路１４５が本発明の受信
装置の復調回路に対応し、処理回路１５４が本発明の受
信回路の復号回路に対応している。

【００２５】局部発振回路１１１は、受信信号Ｓ１１０
のキャリアとなる中間周波数の局部発振信号Ｓ１１１を
生成し、これを同相検波回路１１２および移相回路１１
３に出力する。同相検波回路１１２は、局部発振信号Ｓ
１１１と、入力端子１１０から入力された中間周波数の
受信信号Ｓ１１０とを乗算することでキャリアの同相成
分を検波してベースバンドのＩ信号Ｓ１１２を生成し、
これをアナログ増幅回路１１５に出力する。移相回路１
１３は、局部発振回路１１１からの局部発振信号Ｓ１１
１の位相を９０度移相させて局部発振信号Ｓ１１３を生
成し、これを直交検波回路１１４に出力する。直交検波
回路１１４は、局部発振信号Ｓ１１３と、入力端子１１
０から入力されたＱＰＳＫ変調された受信信号Ｓ１１０
とを乗算することでキャリアの直交成分を検波してベー
スバンドのＱ信号Ｓ１１４を生成し、これをアナログ増
幅回路１１６に出力する。

【００２６】アナログ増幅回路１１５は、ＬＰＦ回路１
４９からの増幅率制御信号Ｓ１４９に基づいて、Ｉ信号
Ｓ１１２を増幅してＩ信号Ｓ１１５を生成し、これをＬ
ＰＦ回路１１８に出力する。アナログ増幅回路１１６
は、ＬＰＦ回路１４９からの増幅率制御信号Ｓ１４９に
基づいて、Ｑ信号Ｓ１１４を増幅してＱ信号Ｓ１１６を
生成し、これをＬＰＦ回路１１９に出力する。

【００２７】ＬＰＦ回路１１８は、Ｉ信号Ｓ１１５の高
域成分を除去してＩ信号Ｓ１１８を生成し、これをＡ／
Ｄ変換回路１２０に出力する。ＬＰＦ回路１１９は、Ｑ
信号Ｓ１１６の高域成分を除去してＱ信号Ｓ１１９を生
成し、これをＡ／Ｄ変換回路１２１に出力する。

【００２８】発振回路１２２は、受信信号Ｓ１１０の予
め決められたサンプリング周波数と同じ周波数を持つ発
振信号Ｓ１２２を生成し、これをＡ／Ｄ変換回路１２
０，１２１に出力する。ここで、サンプリング周波数
は、シンボルタイミング再生（キャリア再生）の都合
上、シンボルレートＲｓの２倍より大きくする。

【００２９】Ａ／Ｄ変換回路１２０は、発振回路１２２
からの発振信号Ｓ１２２に基づいて、Ｉ信号Ｓ１１８の
Ａ／Ｄ変換を行ってデジタルのＩ信号１Ｓ２０を生成
し、これを補間回路１０₁に出力する。Ａ／Ｄ変換回路
１２１は、発振回路１２２からの発振信号Ｓ１２２に基
づいて、Ｑ信号Ｓ１１９のＡ／Ｄ変換を行ってデジタル
のＱ信号Ｓ１２１を生成し、これを補間回路１０₂に出
力する。

【００３０】補間回路１０₁は、シンボルデコード回路
１４５が適切なタイミングでシンボルの判定を行えるよ
うに、サンプルタイミング決定回路１１からのサンプリ
ングタイミング決定信号Ｓ１１に基づいてＩ信号Ｓ１２
３の補間処理を行ってＩ信号Ｓ１０₁を生成する。補間
回路１０₂は、シンボルデコード回路１４５が適切なタ
イミングでシンボルの判定を行えるように、サンプルタ
イミング決定回路１１からのサンプリングタイミング決
定信号Ｓ１１に基づいてＱ信号Ｓ１２４の補間処理を行
ってＱ信号Ｓ１０₂を生成する。

【００３１】複素乗算回路１３０は、信号変換回路１３
６，１３７からのキャリア再生用（周波数引き込み並び
に位相同期用）の信号Ｓ１３６，Ｓ１３７を用いて、下
記式（２）に基づいて、Ｉ信号Ｓ１０₁およびＱ信号Ｓ
１０₂に対して周波数引き込み処理および位相同期処理
を行い、Ｉ信号Ｓ１３０ａおよびＱ信号Ｓ１３０ｂを生
成する。

【００３２】

【数２】

【００３３】ロールオフフィルタ回路１３１は、Ｉ信号
Ｓ１３０ａに符号間干渉を低減するためのフィルタ処理
を行ってＩ信号Ｓ１３１を生成する。ロールオフフィル
タ回路１３２は、Ｑ信号Ｓ１３０ｂに符号間干渉を低減
するためのフィルタ処理を行ってＱ信号Ｓ１３２を生成
する。Ｉ信号Ｓ１３１およびＱ信号Ｓ１３２は、ＴＣ８
ＰＳＫ用位相比較回路１３３ａ、ＱＰＳＫ用位相比較回
路１３３ｂ、ＢＰＳＫ用位相比較回路１３３ｃ、シンボ
ルデコード回路１４５、シンボル再生回路１４６、ユニ
ークワード検出回路１５１およびＣ／Ｎ検出回路１５２
に出力される。なお、本実施形態では、ロールオフフィ
ルタ回路１３１，１３２をコスタスループ１５５内に構
成した場合を例示したが、これらを補間回路１０₁，１
０₂の直後に設置してもよい。

【００３４】ＴＣ８ＰＳＫ用位相比較回路１３３ａは、
ＴＣ８ＰＳＫ方式に基づいて、Ｉ信号Ｓ１３１およびＱ
信号Ｓ１３２によって決まる位相角と当該位相角に最も
近いシンボル点の位相角とを比較し、そのずれを示す位
相比較信号Ｓ１３３ａを選択回路１５０に出力する。Ｑ
ＰＳＫ用位相比較回路１３３ｂは、ＱＰＳＫ方式に基づ
いて、Ｉ信号Ｓ１３１およびＱ信号Ｓ１３２によって決
まる位相角と当該位相角に最も近いシンボル点の位相角
とを比較し、そのずれを示す位相比較信号Ｓ１３３ｂを
選択回路１５０に出力する。ＢＰＳＫ用位相比較回路１
３３ｃは、ＢＰＳＫ方式に基づいて、Ｉ信号Ｓ１３１お
よびＱ信号Ｓ１３２によって決まる位相角と当該位相角
に最も近いシンボル点の位相角とを比較し、そのずれを
示す位相比較信号Ｓ１３３ｃを選択回路１５０に出力す
る。

【００３５】選択回路１５０は、選択信号Ｓ１５３ａに
基づいて、位相比較信号Ｓ１３３ａ，Ｓ１３３ｂおよび
Ｓ１３３ｃのうち一の位相比較信号を選択し、当該選択
した位相比較信号Ｓ１５０をループフィルタ回路１３４
に出力する。

【００３６】ループフィルタ回路１３４は、位相比較信
号Ｓ１５０の高域成分を除去して位相比較信号Ｓ１３４
を生成し、これを数値制御発振回路１３５に出力する。
図２は、ループフィルタ回路１３４の構成図である。図
２に示すように、係数回路２００，２０１、加算回路２
０２、遅延回路２０３および加算回路２０４を有する。
係数回路２００は、ループフィルタ係数切替信号Ｓ１５
３ｂに応じた係数を位相比較信号Ｓ１５０に乗算し、そ
の結果である信号Ｓ２０１を加算回路２０４に出力す
る。係数回路２０１は、ループフィルタ係数切替信号Ｓ
１５３ｂに応じた係数を位相比較信号Ｓ１５０に乗算
し、その結果である信号Ｓ２０２を加算回路２０２に出
力する。加算回路２０２は、信号Ｓ２０１と信号Ｓ２０
３とを加算して信号Ｓ２０２を生成し、これを遅延回路
２０３および加算回路２０４に出力する。遅延回路２０
３は、信号Ｓ２０２を例えば１クロックサイクル遅延し
た信号Ｓ２０３を加算回路２０２に出力する。加算回路
２０４は、信号Ｓ２００と信号Ｓ２０２とを加算して位
相比較信号Ｓ１３４を生成し、これを図１に示す数値制
御発振回路１３５に出力する。

【００３７】ループフィルタ回路１３４では、位相比較
信号Ｓ１５０が、係数回路２０１において第１の係数を
乗算された後に、加算回路２０２および遅延回路２０３
によって構成される積分回路によって積分されて信号Ｓ
２０２が生成される。このとき、積分回路によって周波
数誤差の補正が行われることから、係数回路２０１は当
該周波数誤差の補正の重み付けを決定する機能を有す
る。これに対して、係数回路２００は、位相誤差補正の
重み付けを決定する機能を有する。例えば、受信装置９
０を、キャリア再生をＴＭＣＣ信号およびバースト信号
の期間でのみ行うように使用する場合には、係数回路２
０１で乗じる係数を小さくし、係数回路２００で乗じる
係数を大きくすることで、パケット信号の処理に対応す
る期間でチューナ等によって生じた位相ノイズを除去を
適切に行うと共に、積分系による影響を小さくする。こ
のようにすることで、Ｃ／Ｎ特性が悪いときに、パケッ
ト期間で位相比較回路が誤動作しても、その状態が積分
回路で保持されることによる影響を小さくできる。ルー
プフィルタ係数切替信号Ｓ１５３ｂによる係数回路２０
０，２０１の係数切替えは出荷時に行うことが望ましい
が、出荷後に何らかの情報に基づいて制御回路１５３が
行ってもよい。

【００３８】数値制御発振回路１３５は、オーバーフロ
ーを禁止しない累積加算回路であり、位相比較信号Ｓ１
３４の値に応じてそのダイナミックレンジまでの加算動
作を行って発振状態となり、位相信号Ｓ１３４の値に応
じた発振周波数を持つ信号Ｓ１３５を生成し、これを信
号変換回路１３６，１３７に出力する。すなわち、数値
制御発振回路１３５は、アナログ回路における電圧制御
発振回路（ＶＣＯ）と同じ動作をデジタルで行う。

【００３９】信号変換回路１３６は、例えばＳＩＮ特性
を持つ８ビットの分解能の信号を格納したＲＯＭを有
し、数値制御発振回路１３５からの信号Ｓ１３５に応じ
てＲＯＭから読み出したＳＩＮ特性の信号Ｓ１３６を複
素乗算回路１３０に出力する。信号変換回路１３７は、
例えばＣＯＳ特性を持つ８ビットの分解能の信号を格納
したＲＯＭを有し、数値制御発振回路１３５からの信号
Ｓ１３５に応じてＲＯＭから読み出したＣＯＳ特性の信
号Ｓ１３７を複素乗算回路１３０に出力する。

【００４０】ここで、複素乗算回路１３０、ロールオフ
フィルタ回路１３１，１３２、ＴＣ８ＰＳＫ用位相比較
回路１３３ａ、ＱＰＳＫ用位相比較回路１３３ｂ、ＢＰ
ＳＫ用位相比較回路１３３ｃ、選択回路１５０、ループ
フィルタ回路１３４、数値制御発振回路１３５および信
号変換回路１３６，１３７によってコスタスループ(Cos
tas Loop) 回路１５５が構成される。

【００４１】シンボルデコード回路１４５は、ロールオ
フフィルタ回路１３１および１３２から入力したキャリ
ア再生されたＩ信号Ｓ１３１およびＱ信号Ｓ１３２のシ
ンボルを、所定の対応表を用いて変換するデコード処理
を行い、デコード結果の信号Ｓ１４５を処理回路１５４
に出力する。

【００４２】シンボル再生回路１４６は、ロールオフフ
ィルタ回路１３１および１３２から入力したキャリア再
生されたＩ信号Ｓ１３１およびＱ信号Ｓ１３２のシンボ
ルのタイミングを検出し、その結果に応じたシンボル再
生信号Ｓ１４６を補間回路１０₁および１０₂に出力す
る。

【００４３】ＡＧＣ回路１４７は、Ａ／Ｄ変換回路１２
０，１２１の後段の回路において安定した適切な振幅を
用いて処理が行えるように、Ｉ信号Ｓ１３１およびＱ信
号Ｓ１３２の振幅値を用いて、アナログ増幅回路１１
５，１１６の増幅率を制御するためのデジタルの増幅率
制御信号Ｓ１４７を例えば８ビットの分解能で生成し、
これをＰＷＭ信号生成回路１４８に出力する。

【００４４】ＰＷＭ信号生成回路１４８は、デジタルの
増幅率制御信号Ｓ１４７を、アナログ信号を得るための
ＰＷＭ信号である増幅率制御信号Ｓ１４８に変換し、こ
れをローパスフィルタ１４９に出力する。ローパスフィ
ルタ１４９は、増幅率制御信号Ｓ１４８の高域成分を除
去して、アナログの増幅率制御信号Ｓ１４９を生成し、
これをアナログ増幅回路１１５および１１６に出力す
る。

【００４５】ユニークワード検出回路１５１は、Ｉ信号
Ｓ１３１およびＱ信号Ｓ１３２に基づいて、図６に示す
ユニークワードｗ１，ｗ２，ｗ３の検出を行い、当該検
出したタイミングを示す検出信号Ｓ１５１を制御回路１
５３に出力する。

【００４６】Ｃ／Ｎ検出回路１５２は、キャリア再生さ
れたＩ信号Ｓ１３１およびＱ信号Ｓ１３２のＣ／Ｎ特性
の検出を行い、Ｃ／Ｎ検出信号Ｓ１５２を制御回路１５
３に出力する。図３は、Ｃ／Ｎ検出回路１５２の構成図
である。図３に示すように、Ｃ／Ｎ検出回路１５２は、
シンボル点誤差検出回路２５０および積分回路２５１を
有する。シンボル点誤差検出回路２５０は、例えば、図
４に示すように、ＩＱ座標におけるシンボル定義点Ａと
シンボル実測点Ｂとの距離（ｄ＝（ｉ²＋ｑ²）^1/2）
を示す誤差信号Ｓ２５０を生成し、これを積分回路２５
１に出力する。ここで、ノイズやキャリア漏れなどの影
響がない場合には、シンボル定義点Ａとシンボル実測点
Ｂとは一致する。すなわち、ノイズ等の影響が大きいほ
ど、距離Ｄは大きくなる。

【００４７】積分回路２５１は、図３に示すように、例
えば、係数回路２５２、加算回路２５３、遅延回路２５
４および係数回路２５５を有し、誤差信号Ｓ２５０を平
均化してＣ／Ｎ検出信号Ｓ１５２を生成する。係数回路
２５２は、誤差信号Ｓ２５０に（１／Ｋ）を乗じて信号
Ｓ２５２を生成し、これを加算回路２５３に出力する。
ここで、Ｋは「１＜Ｋ」の任意の値である。加算回路２
５３は、信号Ｓ２５２と信号Ｓ２５５とを加算してＣ／
Ｎ検出信号Ｓ１５２を生成し、これを図１に示す制御回
路１５３に出力する。遅延回路２５４は、Ｃ／Ｎ検出信
号Ｓ１５２を例えば１クロックサイクル遅延した信号Ｓ
２５４を係数回路２５５に出力する。係数回路２５５
は、信号Ｓ２５４に（Ｋ−１）／Ｋを乗じて信号Ｓ２５
５を生成し、これを加算回路２５３に出力する。

【００４８】制御回路１５３は、処理回路１５４からの
ＴＭＣＣ解析信号Ｓ１５４に基づいて、Ｉ信号Ｓ１３２
およびＱ信号Ｓ１３１の変調方式に対応した位相比較信
号Ｓ１３３ａ，Ｓ１３３ｂ，Ｓ１３３ｃを選択するよう
に選択信号Ｓ１５３ａを生成し、これを選択回路１５０
に出力する。このとき、制御回路１５３は、ユニークワ
ード検出回路１５１からの検出信号Ｓ１５１に基づい
て、位相比較信号Ｓ１３３ａ，Ｓ１３３ｂ，Ｓ１３３ｃ
の選択を切り換えるタイミングを決定する。

【００４９】また、制御回路１５３は、Ｃ／Ｎ検出回路
１５２からのＣ／Ｎ検出信号Ｓ１５２に基づいてＩ信号
Ｓ１３２およびＱ信号Ｓ１３１のＣ／Ｎ特性が所定の基
準をよりも劣化したと判断すると、例えば、図５（Ｄ）
に示すように、ＴＭＣＣ信号およびバースト信号につい
てのみキャリア再生が行われるように制御すると共に、
ＢＰＳＫ方式に対応する位相比較信号Ｓ１３３ｃを選択
することを示す選択信号Ｓ１５３ａを選択回路１５０に
出力する。

【００５０】また、制御回路１５３は、前述したよう
に、装置の出荷時に、周波数補正および位相補正の重要
度（重み付け）に応じたループフィルタ係数切替信号Ｓ
１５３ｂを生成し、これをループフィルタ回路１３４に
出力する。

【００５１】処理回路１５４は、シンボルデコード回路
１４５からのデコードされた信号Ｓ１４５の復号処理、
誤り訂正処理、ＴＭＣＣ信号の検出および解析処理を行
い、ＴＭＣＣ信号の解析結果を示すＴＭＣＣ解析信号Ｓ
１５４を制御回路１５３に出力する。

【００５２】以下、受信装置９０の動作を説明する。衛
星中継器を介して受信した受信信号Ｓ１１０の同相成分
が、同相検波回路１１２において、局部発振信号Ｓ１１
１を用いて検波され、ベースバンドのＩ信号Ｓ１１２が
生成される。また、それと並行して、受信信号Ｓ１１０
の直交成分が、直交検波回路１１４において、局部発振
信号Ｓ１１１と９０度位相差を持つ局部発生信号Ｓ１１
３を用いて検波され、ベースバンドのＱ信号Ｓ１１４が
生成される。

【００５３】アナログ増幅回路１１５における増幅率制
御信号Ｓ１４９に基づいた増幅処理によって、Ｉ信号Ｓ
１１２からＩ信号Ｓ１１５が生成される。ＬＰＦ回路１
１８におけるＬＰＦ処理およびＡ／Ｄ変換回路１２０に
おけるＡ／Ｄ変換処理を経て、Ｉ信号Ｓ１１５からＩ信
号Ｓ１２０が生成される。次に、補間回路１０₁におい
て、シンボルデコード回路１４５が適切なタイミングで
シンボルの判定を行えるように、サンプルタイミング決
定回路１１からのサンプルタイミング決定信号Ｓ１１に
基づいてＩ信号Ｓ１２３の補間処理が行われてＩ信号Ｓ
１０₁が生成される。

【００５４】また、上述したＩ信号の処理と並行して以
下に示すＱ信号の処理が行われる。すなわち、アナログ
増幅回路１１６における増幅率制御信号Ｓ１４９に基づ
いた増幅処理によって、Ｑ信号Ｓ１１４からＱ信号Ｓ１
１６が生成される。ＬＰＦ回路１１９におけるＬＰＦ処
理およびＡ／Ｄ変換回路１２１におけるＡ／Ｄ変換処理
を経て、Ｑ信号Ｓ１１６からＱ信号Ｓ１２１が生成され
る。次に、補間回路１０₂において、シンボルデコード
回路１４５が適切なタイミングでシンボルの判定を行え
るように、サンプルタイミング決定回路１１からのサン
プルタイミング決定信号Ｓ１１に基づいてＱ信号Ｓ１２
４の補間処理が行われてＱ信号Ｓ１０₂が生成される。

【００５５】そして、コスタスループ回路１５５におい
て、Ｉ信号Ｓ１０₁およひＱ信号Ｓ１０₂の周波数引き
込み処理および位相同期処理が行われる。すなわち、図
５（Ａ）に示すように、ユニークワード検出回路１５１
においてユニークワードが検出されるまでは、制御回路
１５３からの選択信号Ｓ１５３ａに基づいて、選択回路
１５０においてＢＰＳＫ方式に対応する位相比較信号Ｓ
１３３ｃが位相比較信号Ｓ１５０としてループフィルタ
回路１３４に出力される。そして、ユニークワード検出
回路１５１においてユニークワードｗ１，ｗ２，ｗ３が
検出されると、当該検出のタイミングに基づいて、図５
（Ｂ）に示すように、制御回路１５３の制御によって、
コスタスループ回路１５５においてＴＭＣＣ信号および
バースト信号についてのみキャリア再生が行われる。こ
のとき、制御回路１５３からの選択信号Ｓ１５３ａに基
づいて、選択回路１５０においてＢＰＳＫ方式に対応す
る位相比較信号Ｓ１３３ｃが位相比較信号Ｓ１５０とし
てループフィルタ回路１３４に出力さている。

【００５６】次に、処理回路１５４におけるＴＭＣＣ信
号の復号および検出処理が完了すると、ＴＭＣＣ解析信
号Ｓ１５４が処理回路１５４から制御回路１５３に出力
される。そして、制御回路１５３は、図５（Ｃ）に示す
ように、ＴＭＣＣ信号およびバースト信号の期間では位
相比較信号Ｓ１３３ｃを選択し、パケットの期間では当
該パケット変調方式に対応した位相比較信号Ｓ１３３
ａ，Ｓ１３３ｂ，Ｓ１３３ｃを選択することを指示する
選択信号Ｓ１５３ａを選択回路１５０に出力する。これ
により、Ｉ信号Ｓ１３２およびＱ信号Ｓ１３１が、対応
する変調方式に応じた位相比較を行って連続してキャリ
ア再生処理される。

【００５７】その後、Ｉ信号Ｓ１３２およびＱ信号Ｓ１
３１のＣ／Ｎ特性が劣化すると、例えば、制御回路１５
３において、Ｃ／Ｎ検出回路１５２からのＣ／Ｎ検出信
号Ｓ１５２に基づいてＩ信号Ｓ１３２およびＱ信号Ｓ１
３１のＣ／Ｎ特性が所定の基準をよりも劣化したと判断
され、図５（Ｄ）に示すように、ＴＭＣＣ信号およびバ
ースト信号についてのみキャリア再生が行われるように
制御される。このとき、ＢＰＳＫ方式に対応する位相比
較信号Ｓ１３３ｃを選択することを示す選択信号Ｓ１５
３ａが、制御回路１５３から選択回路１５０に出力され
る。

【００５８】以上説明したように、受信装置９０によれ
ば、ＴＭＣＣ信号およびバースト信号に加えて、パケッ
トの期間においてもキャリア再生が行われることから、
受信信号に異なる変調方式が任意に混在されている場合
でも、位相ノイズが低い高価格なチューナ等を用いるこ
となく、キャリア再生を安定して行うことができる。そ
の結果、処理回路１５４における誤り訂正を安定して高
精度に行うことができ、高品質な信号が得られる。ま
た、受信装置９０によれば、Ｉ信号Ｓ１３２およびＱ信
号Ｓ１３１のＣ／Ｎ特性が劣化したときに、ＢＰＳＫ方
式のＴＭＣＣ信号およびバースト信号のみを用いてキャ
リア再生を行うことから、Ｃ／Ｎ特性が低いときにＴＣ
８ＰＳＫ方式の信号のキャリア再生処理が行われてＴＣ
８ＰＳＫ用位相比較回路１３３ａの処理が破綻してしま
うことを回避できる。また、受信装置９０によれば、キ
ャリア再生処理の態様に応じてループフィルタ回路１３
４の係数を決定するため、キャリア再生処理の態様に適
した特性をループフィルタ回路１３４に持たせることが
できる。

【００５９】本発明は上述した実施形態には限定されな
い。例えば、上述した実施形態では、Ｃ／Ｎ検出回路１
５２を用いた場合を例示したが、本発明のキャリア再生
装置および受信装置は、例えば、Ｃ／Ｎ検出回路１５２
を設けない構成にしてもよい。この場合には、Ｃ／Ｎ特
性の劣化による位相比較信号Ｓ１３３ａ，Ｓ１３３ｂ，
Ｓ１３３ｃの切り替えは行わない。

【００６０】また、上述した実施形態では、制御回路１
５３によってループフィルタ回路１３４の係数を設定す
る機能がある場合を例示したが、当該機能は必ずしも無
くてもよい。

【００６１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
簡単かつ小規模な構成で、キャリア再生を安定して行う
ことができ、キャリア再生の特性を向上できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、本発明の実施形態の受信装置の構成図
である。

【図２】図２は、図１に示すループフィルタ回路の構成
図である。

【図３】図３は、図１に示すＣ／Ｎ検出回路の構成図で
ある。

【図４】図４は、図３に示すシンボル点誤差検出回路の
処理を説明するための図である。

【図５】図５は、図１に示す受信装置のキャリア再生処
理を説明するための図である。

【図６】図６は、ＢＳデジタル放送フォーマットの信号
を説明するための図である。

【符号の説明】

１１０…入力端子、１１１…局部発振回路、１１２…同
相検波回路、１１３…移相回路、１１４…直交検波回
路、１１５，１１６…増幅回路、１１８，１１９…ＬＰ
Ｆ回路、１２０，１２１…Ａ／Ｄ変換回路、１０₁，１
０₂…補間回路、１３０…複素乗算回路、１３１，１３
２…ロールオフフィルタ回路、１３３ａ…ＴＣ８ＰＳＫ
用位相比較回路、１３３ｂ…ＱＰＳＫ用位相比較回路、
１３３ｃ…ＢＰＳＫ用位相比較回路、１３４…ループフ
ィルタ回路、１３５…数値制御発振回路、１３６，１３
７…信号変換回路、１４５…シンボルデコード回路、１
４６…シンボル再生回路、１４７…ＡＧＣ回路、１４８
…ＰＷＭ信号生成回路、１５０…選択回路、１５１…ユ
ニークワード検出回路、１５２…Ｃ／Ｎ検出回路、１５
３…制御回路、１５４…処理回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】異なる変調方式で変調された複数の信号モ
ジュールを含むことが可能な変調信号のキャリア再生を
行うキャリア再生装置であって、前記変調信号とフィードバック信号とを混合する混合回
路と、複数の変調方式にそれぞれ対応して設けられ、対応する
変調方式に応じて前記混合の結果に対して位相比較を行
う複数の位相比較回路と、選択信号に基づいて、前記複数の位相比較回路の位相比
較結果のうち一の位相比較結果を選択する選択回路と、前記選択回路で選択された位相比較結果を平滑化するフ
ィルタ回路と、前記平滑化された位相比較結果に基づいて前記フィード
バック信号を生成する数値制御発振回路と、前記複数の信号モジュールの変調方式を示す情報に基づ
いて、前記選択信号を生成する制御回路とを有するキャ
リア再生装置。
【請求項２】前記制御回路は、前記変調信号に前記信号
モジュールの位置を識別するための識別信号が含まれて
いる場合に、前記識別信号に基づいて、前記選択信号に
よって前記選択回路における選択を切り換えるタイミン
グを決定する請求項１に記載のキャリア再生装置。
【請求項３】前記混合回路による前記混合によって生成
された信号のＣ／Ｎ特性を検出するＣ／Ｎ特性検出回路
をさらに有し、前記制御回路は、前記検出されたＣ／Ｎ特性に基づい
て、前記選択信号を生成する請求項１に記載のキャリア
再生装置。
【請求項４】前記Ｃ／Ｎ特性検出回路は、前記混合によって生成された信号のシンボル点の誤差を
検出するシンボル点誤差検出回路と、前記検出した誤差を積分する積分回路とを有する請求項
３に記載のキャリア再生装置。
【請求項５】前記混合回路は、前記変調信号とフィード
バック信号との複素乗算を行う複素乗算回路である請求
項１に記載のキャリア再生装置。
【請求項６】前記フィルタ回路は、前記位相比較結果に第１の係数を乗じる第１の係数回路
と、前記位相比較結果に第２の係数を乗じる第２の係数回路
と、前記第１の係数回路の出力を積分する積分回路と、前記第２の係数回路の出力と前記積分回路の出力とを加
算する加算回路とを有する請求項１に記載のキャリア再
生装置。
【請求項７】前記制御回路は、周波数補正および位相補
正の重み付けに応じて前記第１の係数および前記第２の
係数を制御する請求項６に記載のキャリア再生装置。
【請求項８】前記信号は、位相シフト変調された信号で
ある請求項１に記載のキャリア再生装置。
【請求項９】異なる変調方式で変調された複数の信号モ
ジュールを含む受信信号のキャリア再生を行うキャリア
再生回路と、前記キャリア再生された受信信号の復調を行う復調回路
と、前記復調された受信信号を復号する復号回路とを有し、前記キャリア再生回路は、前記受信信号とフィードバック信号とを混合する混合回
路と、複数の変調方式にそれぞれ対応して設けられ、対応する
変調方式に応じて前記混合の結果に対して位相比較を行
う複数の位相比較回路と、選択信号に基づいて、前記複数の位相比較回路の位相比
較結果のうち一の位相比較結果を選択する選択回路と、前記選択回路で選択された位相比較結果を平滑化するフ
ィルタ回路と、前記平滑化された位相比較結果に基づいて前記フィード
バック信号を生成する数値制御発振回路と、前記複数の信号モジュールの変調方式を示す情報に基づ
いて、前記選択信号を生成する制御回路とを有する受信
装置。
【請求項１０】前記制御回路は、前記変調信号に前記信
号モジュールの位置を識別するための識別信号が含まれ
ている場合に、前記識別信号に基づいて、前記選択信号
によって前記選択回路における選択を切り換えるタイミ
ングを決定する請求項９に記載の受信装置。
【請求項１１】前記キャリア再生回路は、前記混合回路による前記混合によって生成された信号の
Ｃ／Ｎ特性を検出するＣ／Ｎ特性検出回路をさらに有
し、前記制御回路は、前記検出されたＣ／Ｎ特性に基づい
て、前記選択信号を生成する請求項９に記載の受信装
置。
【請求項１２】前記復号回路は、前記受信信号内の前記
複数の信号モジュールの変調方式を示す変調方式指示信
号を復号し、当該復号した変調方式指示信号を前記制御
回路に出力する請求項９に記載の受信装置。
【請求項１３】異なる変調方式で変調された複数の信号
モジュールを含むことが可能な変調信号のキャリア再生
を行うキャリア再生方法において、前記変調信号とフィードバック信号とを混合し、前記複数の信号モジュールのそれぞれの前記混合の結果
について、対応する変調方式に応じて位相比較を行い、前記位相比較の結果を平滑化し、前記平滑化された位相比較結果に基づいて数値制御発振
回路を制御して前記フィードバック信号を生成するキャ
リア再生方法。