JP2023505071A

JP2023505071A - Ｐｖｔ追跡を用いる広帯域同調可能周波数単側波帯コンバータ

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Publication number: JP2023505071A
Application number: JP2022531064A
Authority: JP
Inventors: クン－ロンウー，ケニー
Original assignee: Tubis Technology Inc
Current assignee: Tubis Technology Inc
Priority date: 2019-11-26
Filing date: 2020-11-24
Publication date: 2023-02-08
Also published as: EP4066378A1; US11483022B2; WO2021108465A1; US20210159929A1; CN114830527A; EP4066378A4

Abstract

広帯域同調可能周波数単一サブバンドコンバータが提案される。広帯域周波数同調可能コンバータは、広帯域及び同調可能の周波数範囲内で動作し、プロセス、電圧、及び温度（ＰＶＴ）の追跡能力を有する。一実施形態において、広帯域コンバータは、複数の切り替え可能な多相抵抗器を有する周波数同調可能な多相フィルタを備える。多相抵抗器は、広帯域周波数同調性を達成するために、周波数同調制御信号によって制御される。好ましい実施形態では、三極管モードトランジスタが多相抵抗器として使用され、多相フィルタの異なる抵抗値は、三極管モードにおいて異なるトランジスタのうちの１つ又は複数をオンにすることによって実現される。加えて、定Ｇｍ（Ｒ）バイアス発生器は、ＰＶＴ及び他の変動にわたって一定かつ安定な抵抗値を維持するために、ゲートバイアスを三極管モードトランジスタに供給するために使用される。

Description

関連出願の相互参照
本出願は、２０１９年１１月２６日に出願された「ＷｉｄｅｂａｎｄＴｕｎａｂｌｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｉｎｇｌｅ－ＳｉｄｅｂａｎｄＣｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈＰＶＴＴｒａｃｋｉｎｇ」と題する米国仮出願第６２／９４０，７１６号からの米国特許法第１１９条の下での優先権を主張し、その主題は参照により本明細書に組み込まれる。

開示される実施形態は、概して、ワイヤレスネットワーク通信に関し、より詳細には、プロセス、電圧、及び温度（ＰＶＴ）の追跡を伴う周波数同調可能コンバータに関する。

無線周波数（ＲＦ）コンバータは、更なる処理のためにマイクロ波信号をより低い（又は中間の）周波数範囲、又はより高い周波数範囲に変換するために必要とされる集積構成要素アセンブリである。それらは概して、入力フィルタ、局部発振器フィルタ、ＩＦフィルタ、ミキサ、及びしばしばＬＯ周波数逓倍器と、１又は複数のＩＦ増幅段とから構成される。ＲＦ周波数コンバータはまた、局部発振器、利得補償（ＧＣ）構成要素、及びＲＦ前置増幅器を組み込むことができる。システムとして、ＲＦ周波数コンバータは、受信したマイクロ波信号を異なる周波数範囲に変更して、その後に続く可能性のある幅広い処理オプションを可能にするように機能する。ＲＦ周波数コンバータは、それらが出力する周波数のタイプによって定義される複数の構成で利用可能である。アップコンバータは、マイクロ波信号をより高い周波数範囲に変更する。概して、アップコンバータは、特定の周波数帯域に対する出力信号周波数を生成するように設計される。対照的に、ダウンコンバータは、マイクロ波信号を中間周波数（ＩＦ）範囲に変更し、再び特定の周波数帯域に同調させる。一部の種類のＲＦ周波数コンバータには、デュアル型のアップコンバータ及びダウンコンバータがある。つまり、周波数を上又は下のいずれかに変調することができるが、ここでも、スペクトルのいずれかの側の特定の範囲内にのみ変調することができる。最後のタイプのコンバータは可変コンバータであり、これは入力信号の周波数を動作範囲内の任意の周波数に変更することができる。それらは、アップコンバータ及びダウンコンバータの場合のように、特定の周波数帯域の信号を生成するように制約されることはない。

広帯域同調可能周波数コンバータは、その動作周波数を同調させながら、広帯域で動作することができる。無線周波数集積回路（ＲＦＩＣ）を使用して構成されたＲＦコンバータは、１）ＰＶＴ変動（ウェハプロセス、供給電圧、及び温度の変動）（典型的には、補償されない場合、数ｄＢの変動をもたらす）と、２）トランジスタ又は受動素子サイズ変動によるランダム変動とを受けやすく、この要件は、通常、ＲＦＩＣ内で使用されるトランジスタ、キャパシタ、抵抗器の最小サイズを制限することで対応される。広帯域周波数同調性を達成し、ＰＶＴ追跡を用いて広帯域同調可能周波数コンバータの性能を改善するための解決策が求められている。

一実施形態において、ＰＶＴ追跡を用いる広帯域周波数同調可能コンバータは、広帯域周波数同調可能多相フィルタによってｆ_ＩＦの周波数を有する入力信号（ＩＦ）を受信する。多相フィルタは、ＩＦ信号をＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑに変換する。コンバータは、一対の広帯域周波数同調可能増幅器によってＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑを増幅し、それによって、ＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑの極性反転の有無にかかわらず増幅された入力信号を生成する。コンバータは、一対の両側波帯ミキサによって、増幅された入力信号を局部発振器（ＬＯ）信号と乗算し、ＬＯ信号はｆ_ＬＯの周波数を有する。コンバータは、ミキサに結合された出力加算器から出力信号（ＲＦ）を出力する。ＲＦ信号は、極性反転によって選択可能な、アップコンバージョン下の（ｆ_ＩＦ＋ｆ_ＬＯ）又は（ｆ_ＩＦ－ｆ_ＬＯ）の影像周波数を有する。

１つの好ましい実施形態では、多相フィルタは、単一又は複数の段を備える複素領域フィルタであり、各段は、シングルエンド信号又は差動信号を特定の周波数の直交差動信号に変換する、又はその逆の、交差接続された抵抗器及びキャパシタの対のセットを含む。広帯域多相フィルタは、周波数同調制御信号によって制御される、異なる値の抵抗器の切り替え可能なものを用いて実現することができる。ＰＶＴによる抵抗変動を克服するために、多相抵抗器は、異なるトランジスタサイズを有する複数の三極管モードトランジスタを備え、各三極管モードトランジスタのゲート電圧は、定Ｇｍ（Ｒ）バイアス発生器によって供給される。定Ｇｍ（Ｒ）バイアス発生器は、各三極管モードトランジスタの抵抗値が、プロセス、電圧、及び温度（ＰＶＴ）の変動にわたって安定したままとなるように、バイアスを供給する。

他の実施形態及び利点は、以下の詳細な説明において説明される。この概要は、本発明を定義するものではない。本発明は、特許請求の範囲によって定義される。

図１は、１つの新規な態様による広帯域同調可能周波数単側波帯コンバータの簡略化された回路図である。図２は、単側波帯ミキサの動作を示す単側波帯シングルバランスコンバータの簡略化回路図である。図３は、構成可能な信号極性反転器及び広帯域周波数同調可能増幅器の一実施形態を示す。図４は、１つの新規な態様による広帯域周波数同調可能多相フィルタの簡略化された回路図を示す。図５は、多相フィルタ内のスイッチドＲの好ましい実施形態を示す。図６は、多相フィルタ内の多相抵抗器を制御するためのスイッチの好ましい実施形態を示す。図７は、多相フィルタ内の多相抵抗器を制御するスイッチに一定のバイアス電圧を供給するための定Ｇｍ（Ｒ）バイアス発生器の好ましい実施形態を示す。図８は、単側波帯ミキサ変換における位相又は振幅誤差に対するイメージレベルを示す。図９Ａは、多相フィルタに使用されるＲＣ時定数較正を示す。図９Ｂは、スイッチＲバンクの状態インクリメントに対するＲＣ時定数較正手順の一実施形態を示す。図１０は、１つの新規な態様による、広帯域コンバータによって、同調可能な周波数及びＰＶＴ追跡を用いて広帯域無線周波数信号を変換する方法のフローチャートである。

ここで、本発明の一部の実施形態を詳細に参照し、その例を添付の図面に示す。

図１は、新規な一態様による広帯域同調可能周波数単側波帯コンバータ１００の簡略化された回路図である。広帯域同調可能周波数単側波帯コンバータ１００は、広帯域周波数同調可能多相フィルタ１１０と、２つの構成可能な信号極性反転器１２０と、２つの広帯域周波数同調可能増幅器１３０と、２つの両側波帯ミキサ１４０と、出力加算器１５０とを備える。図１の例では、入力信号ＩＦは、５０～７０００Ｈｚの広帯域周波数範囲を有する周波数ｆ_ＩＦを有し、局部発振器信号ＬＯは、周波数ｆ_ＬＯを有する。出力信号ＲＦは、極性反転器１２０が極性非反転（下側波帯モード）であるか極性反転（上側波帯モード）であるかに依存して、アップコンバージョンのための（ｆ_ＩＦ＋ｆ_ＬＯ）又は（ｆ_ＩＦ－ｆ_ＬＯ）のいずれかである影像周波数を有する。

１つの新規な態様によれば、広帯域周波数同調可能コンバータ１００は、広帯域かつ同調可能な周波数範囲内で動作し、プロセス、電圧、及び温度（ＰＶＴ）の追跡能力を有する。一実施形態では、広帯域周波数同調可能多相フィルタ１１０は、複数の切り替え可能な多相抵抗器を備える。多相抵抗器は、広帯域周波数同調性を達成するために、周波数同調制御信号、例えば、図１の抵抗器スイッチ制御信号１６０によって制御される。好ましい実施形態では、三極管モードトランジスタが多相抵抗器として使用され、多相フィルタの異なる抵抗値は、三極管モードにおいて異なるトランジスタのうちの１つ又は複数をオンにすることによって実現される。更に、定Ｇｍ（Ｒ）バイアス発生器を使用して、三極管モードトランジスタにゲートバイアスを供給し、ＰＶＴ変動にわたって一定で安定した抵抗値を維持する。

単側波帯ダブルバランスコンバータの動作原理は、簡略化された単側波帯シングルバランスコンバータを用いて説明することができる。図２は、単側波帯ミキサの動作を示す単側波帯シングルバランスコンバータ２００の簡略回路図である。単側波帯シングルバランスコンバータ２００は、２つの周波数同調可能増幅器２３０と、シングルバランスミキサ２４０と、出力加算器２５０とを備える。図２の例において、入力信号ＩＦはｆ_ＩＦの周波数を有し、局部発振器信号ＬＯはｆ_ＬＯの周波数を有する。出力信号ＲＦは、信号極性反転によって選択可能な、アップコンバージョンのための（ｆ_ＩＦ＋ｆ_ＬＯ）及び（ｆ_ＬＯ－ｆ_ＩＦ）のいずれかである２つの影像周波数を有する。ダウンコンバージョンの場合、信号は、図２において反対方向（ＲＦとしてマークされる）から入り、イメージＩＦ周波数は、信号極性反転によって選択可能な（ｆ_ＲＦ－ｆ_ＬＯ）又は（ｆ_ＬＯ－ｆ_ＲＦ）である。

差動信号入力ＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑは、位相が９０度異なる直交差動信号、すなわち
ＩＦ_Ｉ＝（ＣＯＳ（２πｆ_ＩＦｔ），－ＣＯＳ（２πｆ_ＩＦｔ））
ＩＦ_Ｑ＝（ＳＩＮ（２πｆ_ＩＦｔ），－ＳＩＮ（２πｆ_ＩＦｔ））
である。

周波数同調可能増幅器２３０内の構成可能な信号極性反転器は、ＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑの信号極性を反転させるか、又は信号極性を変更しないようにするものであり、すなわち、
＋／－ＩＦ_Ｉ＝＋／－１＊（ＣＯＳ（２πｆ_ＩＦｔ），－ＣＯＳ（２πｆ_ＩＦｔ））
＋／－ＩＦ_Ｑ＝＋／－１＊（ＳＩＮ（２πｆ_ＩＦｔ），－ＳＩＮ（２πｆ_ＩＦｔ））
である。

ＬＯ信号は局部発振器から出力され、位相が９０度異なる直交差動信号ＬＯ_Ｉ及びＬＯ_Ｑ、すなわち
ＬＯ_Ｉ＝（ＣＯＳ（２πｆ_ＬＯｔ），－ＣＯＳ（２πｆ_ＬＯｔ））
ＬＯ_Ｑ＝（ＳＩＮ（２πｆ_ＬＯｔ），－ＳＩＮ（２πｆ_ＬＯｔ））
を含む。

アップコンバータから影像周波数の１つを除去するために、同相成分及び直交位相成分の両方が、入力周波数及びＬＯ周波数の両方に対して必要とされる。シングルバランスミキサ２４０及び出力加算器２５０の動作は、２３０における極性反転器が極性非反転（下側波帯モード）であるとき、式（１）によって表すことができ、２３０における極性反転器が極性反転（上側波帯モード）であるとき、式（２）によって表すことができる。
ＲＦ＝（ＣＯＳ（２πｆ_ＩＦｔ）＊ＣＯＳ（２πｆ_ＬＯｔ）＋ＳＩＮ（２πｆ_ＩＦｔ）＊ＳＩＮ（２πｆ_ＬＯｔ），－ＣＯＳ（２πｆ_ＩＦｔ）＊ＣＯＳ（２πｆ_ＬＯｔ）－ＳＩＮ（２πｆ_ＩＦｔ）＊ＳＩＮ（２πｆ_ＬＯｔ））
＝（ＣＯＳ（２π［ｆ_ＩＦ－ｆ_ＬＯ］ｔ），－ＣＯＳ（２π［ｆ_ＩＦ－ｆ_ＬＯ］ｔ））（１）
ＲＦ＝（ＣＯＳ（２πｆ_ＩＦｔ）＊ＣＯＳ（２πｆ_ＬＯｔ）－ＳＩＮ（２πｆ_ＩＦｔ）＊ＳＩＮ（２πｆ_ＬＯｔ），－ＣＯＳ（２πｆ_ＩＦｔ）＊ＣＯＳ（２πｆ_ＬＯｔ）＋ＳＩＮ（２πｆ_ＩＦｔ）＊ＳＩＮ（２πｆ_ＬＯｔ））
＝（ＣＯＳ（２π［ｆ_ＩＦ＋ｆ_ＬＯ］ｔ），－ＣＯＳ（２π［ｆ_ＩＦ＋ｆ_ＬＯ］ｔ））（２）

図３は、構成可能な信号極性反転器及び広帯域周波数同調可能増幅器３００の一実施形態を示す。増幅器３００は、図１に示されるような構成可能な信号極性反転器１２０及び広帯域周波数同調可能増幅器１３０の例示的な実施形態であり、図１に示されるような広帯域同調可能周波数単側波帯コンバータ１００において使用することができる。図３の実施形態では、入力無線周波数信号ＲＦｉｎは入力変圧器３１０に結合され、出力無線周波数信号ＲＦｏｕｔは出力変圧器３２０に結合される。積層変圧器３１０及び３２０は、それぞれ帯域スイッチ３１１及び３１２（スイッチドＣ）によって制御され、増幅器３００の周波数同調性を実現する。スイッチドＣ及びトランスの異なる値は、異なる周波数で入力及び出力において整合条件を達成するために共振する。増幅器３００は、２つの相補差動トランジスタ対によって形成される主相互コンダクタンス対３３０を備える。増幅器の位相反転器を実現するために、位相スイッチ３４０を使用して、相補差動対のどちらをオンにするか、又はオフにするかを選択する。結果として、入力信号ＲＦｉｎの極性は、反転され得るか、又は同じままであり得る。更に、トランジスタにおけるドレイン－ゲート容量、例えば、Ｃｇｄの自己中和は、優れた逆方向絶縁性及び安定性を提供する。寄生容量Ｃｇｄの中和がない場合、ＲＦ信号は入力から出力にリークするか、又は出力から入力にリークする。自己中和によって、負のフィードバック、すなわち反対の入力信号極性への制御された量の交差接続を介して、ドレイン－ゲート容量が除去される。

図４は、１つの新規な態様による広帯域周波数同調可能多相フィルタ４００の簡略化された回路図を示す。多相フィルタ４００は、図１に示される広帯域周波数同調可能多相フィルタ１１０の例示的な実施形態であり、図１に示される広帯域同調可能周波数単側波帯コンバータ１００において使用することができる。図４の実施形態では、多相フィルタ４００は、４つの象限（多相）信号、例えば、（Ｉ，Ｑ，Ｉ＿ｂａｒ，Ｑ＿ｂａｒ）、又は（０°，９０°，１８０°，２７０°）位相及び等しい大きさを有する４つの信号を生成する。Ｉ信号及びＱ信号は（０°，９０°）であり、他の２つの信号Ｉ＿ｂａｒ及びＱ＿ｂａｒは（１８０°，２７０°）であることに留意されたい。４つの出力信号（０°，９０°，１８０°，２７０°）は、直交信号である。

多相フィルタ４００は、多相信号を生成し得る複数の多相抵抗器及びキャパシタから構成される複数のＲＣネットワークを備える。ＲＣ時定数は、動作周波数を決定する。広帯域周波数同調性を達成するために、各多相抵抗器は、周波数同調制御信号によって制御されるように切り替え可能である。各多相抵抗器は、概念的に４１０によって示されるように、スイッチドＲと称される。スイッチドＲ４１０は、それぞれスイッチＣ１、Ｃ２、Ｃ３、及びＣ４によって制御される４つの並列抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、及びＲ４を備える。異なるスイッチを制御することによって、多相フィルタ４００の異なる抵抗器値を実現することができる。一例では、各ビットが４つのスイッチのうちの１つを制御する４ビット周波数同調制御信号は、多相抵抗器４１０の対応する抵抗値の最大２^４＝１６の可能性まで制御することができる。

図５は、多相フィルタ内の多相抵抗器（スイッチドＲ）５１０の好ましい実施形態を示す。図５の実施形態では、スイッチドＲ５１０は、定Ｇｍ（Ｒ）バイアス発生器５２０によって供給される４つの三極管モードＭＯＳＦＥＴトランジスタを備える。ＭＯＳＦＥＴは、Ｉ－Ｖ曲線５３０に示されるように、ソースとドレインとの間に存在する反転層の状態に基づいて、３つの領域、すなわちカットオフ領域、三極管領域、及び飽和領域で動作すると言える。三極管領域は、反転領域が存在して電流が流れる動作領域であるが、この領域はソース付近でテーパ形状になり始めている。ここで必要な電位は、Ｖｄｓ＜Ｖｇｓ－Ｖｔｈである。ここで、ドレインソース電流は、ドレインソース電位に対して放物線状の関係を有する。ＭＯＳＦＥＴは、オフにされたときに「オフ」モードで、三極管領域にあるときに「オン」モードで、スイッチとして同時に動作することができる。ＭＯＳＦＥＴの線形領域は、三極管領域の特別な部分とみなすことができる。ここで、印加されるドレイン－ソース電位の値が非常に小さいため、ＶｄｓとＩｄｓとの間にはほぼ線形の関係が存在し、ＭＯＳＦＥＴは電圧依存抵抗器のように挙動する。線形領域又は「深い三極管」領域の電位条件は、Ｖｄｓ≪Ｖｇｓ－Ｖｔｈである。

図５に示すように、スイッチドＲ５１０の異なる抵抗器値Ｒは、各トランジスタが（対応するトランジスタサイズに応じて）異なるＧｍ値を有する異なるトランジスタのうちの１又は複数を三極管モードでオンにすることによって実現される。すなわち、Ｒ_１＝（１／Ｇｍ１）、Ｒ_２＝（１／Ｇｍ２）、Ｒ_３＝（１／Ｇｍ３）、Ｒ_４＝（１／Ｇｍ４）である。例えば、Ｃ１及びＣ２がオンである場合、Ｒ＝Ｒ_１｜｜Ｒ_２であり、Ｃ２及びＣ３がオンである場合、Ｒ＝Ｒ_２｜｜Ｒ_３である。プロセス、電圧、及び温度（ＰＶＴ）の変動にわたって各Ｒ（又はＧｍ）値を維持するために、定Ｇｍ（Ｒ）バイアス電圧発生器５２０が、ゲートバイアスＶ_ＧＳ（Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４）を三極管モードトランジスタに供給するために使用される。

図６は、多相フィルタ内の多相抵抗器を制御するためのスイッチ６１０の好ましい実施形態を示す。先に図４に示したように、多相抵抗器（例えば、４１０）は、４つの並列抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、及びＲ４を備えるスイッチドＲであり、各抵抗器は、それぞれスイッチＣ１、Ｃ２、Ｃ３、及びＣ４によって制御される。図６の実施形態では、スイッチ６１０（Ｃ４）は、一定のバイアス電圧Ｖ_ＧＳを生成する定Ｇｍ（Ｒ）バイアス発生器６２０によって制御される。ＭＯＳＦＥＴは、オフにされたときに「オフ」モードで、三極管領域にあるときに「オン」モードで、スイッチとして同時に動作することができる。

典型的な半導体プロセスにおいて、抵抗器値は、プロセス及び温度の変動とともに著しく変動する。図７は、多相フィルタ内の多相抵抗器を制御するスイッチに一定のバイアス電圧Ｖ_ＧＳを供給するための定Ｇｍ（Ｒ）バイアス発生器７１０の好ましい実施形態を示す。定Ｇｍ（Ｒ）バイアス発生器回路７１０の構造は、３つの部分、すなわち、レプリカトランジスタ７１１、演算増幅器（ＯＰＡ）７１２、及び帯域ギャップ回路７１３を有する。レプリカトランジスタサイズは、スイッチドＲのトランジスタサイズと同じであってもよく、又は、スイッチドＲのトランジスタサイズでスケーリングされてもよい。帯域ギャップ回路７１３の電流基準Ｉ_{Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ}は、レプリカトランジスタ７１１のドレイン－ソース電流Ｉ_ＤＳを規定する。負帰還接続されたＯＰＡ７１２は、レプリカトランジスタ７１１のゲート電圧Ｖ_ＧＳを上昇又は下降させることによって、レプリカトランジスタ７１１のドレイン電圧Ｖ_ＤＳを帯域ギャップ回路７１３の電圧基準Ｖ_{Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ}に等しくする。レプリカトランジスタ７１１の平衡バイアスは、Ｖ_ＤＳ＝Ｖ_{ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ}及びＩ_ＤＳ＝Ｉ_{Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ}である。同じ帯域ギャップ回路７１３からの電圧と電流との比は全て、プロセス、電圧、及び温度（ＰＶＴ）の変動にわたって非常に安定しているので、レプリカトランジスタ７１１のチャネル抵抗（Ｖ_ＤＳ／Ｉ_ＤＳ）は一定である。次いで、Ｖ_ＧＳが多相フィルタ内の他のスイッチドＲトランジスタに印加され、これにより、プロセス、電圧、及び温度（ＰＶＴ）並びに他のコーナーの変動にわたって一定のチャネル抵抗が生じる。多相フィルタにおけるチャネル抵抗の値を設計するために、レプリカトランジスタサイズのｎ倍であるトランジスタサイズが選択され得る。例えば、選択されたトランジスタのチャネル抵抗は、（Ｖ_ＤＳ／Ｉ_ＤＳ）／ｎである。ｎ＝２の場合、多相フィルタにおけるチャネル抵抗は（Ｖ_ＤＳ／Ｉ_ＤＳ）／２である。

図８は、８１０によって示されるように、単側波帯ミキサ変換における位相又は振幅誤差に対するイメージレベルを示す。位相誤差及び振幅誤差は、イメージが単側波帯ミキサ変換において生じるシステム障害を引き起こす。イメージレベルは、図８に示されるように、位相誤差及び振幅誤差がどの程度良好であるかに依存する。多相フィルタは、コーナー周波数Ｆｃで完全な位相誤差及び振幅誤差を有する。周波数同調可能な多相フィルタを実現するために、多相フィルタにおけるコーナー周波数Ｆｃ、Ｒ又はＣが調整される。好ましい実施形態では、先に説明したように、Ｒは三極管トランジスタを介して調整される。Ｒは、定Ｇｍ（Ｒ）バイアス発生器によって調節される。

図９Ａは、多相フィルタに使用されるＲＣ時定数較正を示す。ＲＣ回路の場合、Ｒは、プロセス、電圧及び温度（ＰＶＴ）変動にわたって生成される定Ｇｍ（Ｒ）バイアスによって調節される。しかしながら、キャパシタＣは温度に高感度ではないにもかかわらず、キャパシタＣは依然としてプロセス変動を有する。ＲＣ時定数較正は、プロセス変動にわたって多相フィルタのＦｃを較正するためのものであり、チップ製造後に１回だけ較正を行う必要がある。図９Ａにおいて、精密クロック９０２は、２つの周期Ｔ、振幅Ｖｐｅａｋを生成するが、ただし逆位相の方形波を生成して、スイッチドキャパシタ抵抗器に供給する。スイッチドキャパシタ抵抗器９０３の等価抵抗はＴ／Ｃである。Ｒバンク、スイッチドキャパシタ抵抗器は、正確なＤＣ基準のための分圧器である。Ｒ１、Ｒ２は、正確なＤＣ基準のための別の分圧器である。バイパスキャパシタは、ノードＸにおけるクロックフィードスルーを減衰させるためのものである。

正確なＤＣ基準のレベルは、三極管トランジスタがスイッチＲバンクにおいて常に有効であることを確実にするべきである。すなわち、Ｖｒｅｆ－Ｖ_Ｘ＜Ｖｏｖ（トランジスタのオーバードライブ電圧）である。値Ｒ及びＣは、多相フィルタの値Ｒ及びＣと比較して増大又は減少させることができる。周期Ｔ／２は、数ＲＣ時定数である必要があり、較正がどの程度の精度を必要とするかに依存する。例えば、Ｔ／２が３ＲＣ時定数より大きい場合、誤差は５％より小さくなり得る。

較正アルゴリズムは以下の通りである。目標は、Ｒ１／Ｒ２値に最も近いＲＣ／Ｔ値を検索することである。Ｒは、精密クロックの特定の数サイクルごとに最小から最大まで、又はいずれかの方法で検索することができる。ＤＣ比較器９０５がその出力符号をローからハイにフリップすると、精密クロックが停止し、較正が完了する。ＤＣ比較器の極性、すなわち、Ｖ_Ｘ－Ｖ_Ｙ又はＶ_Ｙ－Ｖ_Ｘは、Ｒバンク内のＲを検索する方向に依存する。例えば、Ｒが最小から最大まで探索される場合、ＤＣ比較器の極性はＶ_Ｘ－Ｖ_Ｙであり、逆もまた同様である。

ここで、ｎは、Ｒバンクにおけるアレイ番号である。

図９Ｂは、スイッチＲバンクの状態インクリメントに対するＲＣ時定数較正手順の一実施形態を示す。図９Ｂの例では、４ビット状態インクリメントの実施形態が９１０及び９２０によって示されている。精密クロック９０２は、Ｔ２周期クロックを生成し、Ｔよりも大きくなる。Ｔ２周期が長いほど、ＤＣ比較器はより低速で使用され得る。より遅いＤＣ比較器は、より高い精度が達成され得ることを意味する。４ビットカウンタ９１１は、各立ち下がりエッジがカウンタに到着すると、次の状態に変化する。Ｒバンクがｎビットの三極管トランジスタを有する場合、カウンタはｎビットになる。

図１０は、１つの新規な態様による、広帯域コンバータによって、同調可能な周波数及びＰＶＴ追跡を用いて広帯域無線周波数信号を変換する方法のフローチャートである。ステップ１００１において、コンバータは、広帯域周波数同調可能多相フィルタによって周波数ｆ_ＩＦを有する入力信号（ＩＦ）を受信する。多相フィルタは、ＩＦ信号をＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑに変換する。ステップ１００２において、広帯域コンバータは、信号極性反転器を有する一対の広帯域周波数同調可能増幅器によってＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑを増幅し、それによって、ＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑの極性反転の有無にかかわらず増幅された入力信号を生成する。ステップ１００３において、広帯域コンバータは、一対の両側波帯ミキサによって、増幅された入力信号を局部発振器（ＬＯ）信号と乗算し、ＬＯ信号はｆ_ＬＯの周波数を有する。ステップ１００４において、広帯域コンバータは、ミキサに結合された出力加算器から出力信号（ＲＦ）を出力する。ＲＦ信号は、極性反転によって選択可能な、アップコンバージョン下の（ｆ_ＩＦ＋ｆ_ＬＯ）又は（ｆ_ＩＦ－ｆ_ＬＯ）の影像周波数を有する。

本発明を教示目的のために特定の実施形態に関連して説明してきたが、本発明はそれに限定されない。したがって、説明された実施形態の種々の特徴の種々の修正、適合、及び組み合わせが、特許請求の範囲に記載された本発明の範囲から逸脱することなく実施され得る。

Claims

広帯域周波数同調可能コンバータであって、
ｆ_ＩＦの周波数を有する入力信号（ＩＦ）を受信する広帯域周波数同調可能多相フィルタであって、前記多相フィルタは、前記ＩＦ信号をＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑに変換する、広帯域周波数同調可能多相フィルタと、
ＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑを受信し、ＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑの極性反転の有無にかかわらず増幅された入力信号を生成する一対の広帯域周波数同調可能増幅器と、
前記増幅された入力信号をｆ_ＬＯの周波数を有する局部発振器（ＬＯ）信号と乗算する一対の両側波帯ミキサと、
前記ミキサに結合され、出力信号（ＲＦ）を出力する出力加算器であって、前記ＲＦ信号は、前記極性反転によって選択可能な、アップコンバージョン下の（ｆ_ＩＦ＋ｆ_ＬＯ）又は（ｆ_ＩＦ－ｆ_ＬＯ）のいずれかの影像周波数を有する、出力加算器と、
を備える、コンバータ。
前記コンバータは、同調可能な周波数下で、プロセス、電圧、及び温度（ＰＶＴ）の追跡及び補償を伴って動作する、請求項１に記載のコンバータ。
前記多相フィルタは、周波数同調制御信号によって制御される複数の多相抵抗器を備える、請求項１に記載のコンバータ。
各多相抵抗器は、異なるトランジスタサイズを有する複数の三極管モードトランジスタを備える、請求項３に記載のコンバータ。
各三極管モードトランジスタのゲート電圧は、定Ｇｍ（Ｒ）バイアス発生器によって供給される、請求項４に記載のコンバータ。
前記定Ｇｍ（Ｒ）バイアス発生器は、プロセス、電圧、及び温度（ＰＶＴ）の変動にわたって一定のチャネル抵抗値を有するレプリカトランジスタを備える、請求項５に記載のコンバータ。
各三極管モードトランジスタの抵抗値は、対応するトランジスタサイズ及び前記レプリカトランジスタの前記チャネル抵抗値に基づいて決定される、請求項６に記載のコンバータ。
各三極管モードトランジスタの抵抗値は、プロセス、電圧、及び温度（ＰＶＴ）の変動にわたって一定のままである、請求項６に記載のコンバータ。
前記増幅器は、周波数同調性を達成するための帯域スイッチを有する入力変圧器及び出力変圧器を備える、請求項１に記載のコンバータ。
前記増幅器は、ＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑの位相反転を達成するための相補差動トランジスタ対を備える、請求項１に記載のコンバータ。
前記多相フィルタは、交差接続された抵抗器及びキャパシタの対の１つ又は複数のセットを備え、各抵抗器及びキャパシタの対のＲＣ時定数は、精密クロック発生器を使用して較正される、請求項１に記載のコンバータ。
プロセス、電圧、及び温度（ＰＶＴ）の追跡を用いて広帯域無線周波数（ＲＦ）信号を変換するための方法であって、
広帯域周波数同調可能多相フィルタによってｆ_ＩＦの周波数を有する入力信号（ＩＦ）を受信することであって、前記多相フィルタは、前記ＩＦ信号をＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑに変換する、ことと、
一対の広帯域周波数同調可能増幅器によって、ＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑを増幅し、それによって、ＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑの極性反転の有無にかかわらず増幅された入力信号を生成することと、
一対の両側波帯ミキサによって、前記増幅された入力信号を局部発振器（ＬＯ）信号と乗算することであって、前記ＬＯ信号は、ｆ_ＬＯの周波数を有する、ことと、
前記ミキサに結合された出力加算器から出力信号（ＲＦ）を出力することであって、前記ＲＦ信号は、前記極性反転によって選択可能な、アップコンバージョン下の（ｆ_ＩＦ＋ｆ_ＬＯ）又は（ｆ_ＩＦ－ｆ_ＬＯ）の周波数を有する、ことと、
を含む、方法。
前記コンバータは、同調可能な周波数下で、プロセス、電圧、及び温度（ＰＶＴ）の追跡及び補償を伴って動作する、請求項１２に記載の方法。
前記多相フィルタは、周波数同調制御信号によって制御される複数の多相抵抗器を備える、請求項１２に記載の方法。
各多相抵抗器は、異なるトランジスタサイズを有する複数の三極管モードトランジスタを備える、請求項１４に記載の方法。
各三極管モードトランジスタのゲート電圧は、定Ｇｍ（Ｒ）バイアス発生器によって供給される、請求項１５に記載の方法。
前記定Ｇｍ（Ｒ）バイアス発生器は、プロセス、電圧、及び温度（ＰＶＴ）の変動にわたって一定のチャネル抵抗値を有するレプリカトランジスタを備える、請求項１６に記載の方法。
各三極管モードトランジスタの抵抗値は、対応するトランジスタサイズ及び前記レプリカトランジスタの前記チャネル抵抗値に基づいて決定される、請求項１７に記載の方法。
各三極管モードトランジスタの抵抗値は、プロセス、電圧、及び温度（ＰＶＴ）の変動にわたって一定のままである、請求項１７に記載の方法。
前記増幅器は、周波数同調性を達成するための帯域スイッチを有する入力変圧器及び出力変圧器を備える、請求項１２に記載の方法。
前記増幅器は、ＩＦ_Ｉ及びＩＦ_Ｑの位相反転を達成するための相補差動トランジスタ対を備える、請求項１２に記載の方法。
前記多相フィルタは、交差接続された抵抗器及びキャパシタの対の１つ又は複数のセットを備え、各抵抗器及びキャパシタの対のＲＣ時定数は、精密クロック発生器を使用して較正される、請求項１２に記載の方法。