JP2013135296A

JP2013135296A - 無線送信機

Info

Publication number: JP2013135296A
Application number: JP2011283580A
Authority: JP
Inventors: Mamoru Ugajin; 守宇賀神
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2011-12-26
Filing date: 2011-12-26
Publication date: 2013-07-08

Abstract

【課題】局部発振器の位相雑音性能の改善により、送信信号に含まれる隣接チャネル漏洩信号を大幅に低減する。
【解決手段】データ信号生成回路１１は、チャネル選択制御信号に応じて中心周波数が切り替わるディジタルデータ信号を出力し、局部発振器２０Ａは、ＲＦ信号のチャネル周波数間隔のｎ倍の周波数帯域のＬＯ信号を出力し、直交ミキサ回路から出力されるＲＦ信号として、ＩＦ信号とＬＯ信号とのミキシングによる上側周波数と下側周波数を切り替える切替手段を備え、無線周波数ＲＦがＲＦフィルタの中心周波数以下／超えるときに、ローカル周波数ＬＯ１／ＬＯ２をＲＦフィルタの帯域の下限／上限よりも小さい値／大きい値に設定し、切替手段を制御して直交ミキサ回路から上側周波数／下側周波数を出力させる制御手段を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、データ信号である中間周波数ＩＦのＩＦ信号と、局部発振器から出力されるローカル周波数ＬＯのＬＯ信号をミキシングして無線周波数ＲＦのＲＦ信号を生成するミキサ回路を有する無線送信機において、ＬＯ信号のローカル周波数ＬＯを、複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定し、同チャネルブロック内のチャネルに対してローカル周波数ＬＯを一定に保ち、隣接チャネル漏洩信号強度の低減に必要な局部発振器の位相雑音特性をＰＬＬ（フェーズロック・ループ）により大幅に改善する無線送信機に関する。

図４は、従来のダイレクトコンバージョン送信機の構成例を示す（非特許文献１）。
図４において、データ信号生成回路４１から出力されるベースバンドのディジタルデータ信号はＤ／Ａ変換器４２_I，４２_Qに入力し、Ｄ／Ａ変換により生成されたＩＦ信号がローパスフィルタ（ＬＰＦ）４３_I，４３_QでＤ／Ａ変換時のクロックノイズを除去して直交ミキサ回路４４に入力する。直交ミキサ回路４４に入力するＩＦ信号は４位相の直交信号であり、０°と180 °位相のＩＦ信号と、90°と 270°位相のＩＦ信号である。この中間周波数ＩＦのＩＦ信号は、直交ミキサ回路４４で局部発振器５０から出力されるローカル周波数ＬＯのＬＯ信号とミキシングされ、無線周波数ＲＦ（ＬＯ＋ＩＦまたはＬＯ−ＩＦ）のＲＦ信号が生成される。その後、ＲＦ信号はパワーアンプ（ＰＡ）４５で増幅され、ＲＦフィルタ４６によりＲＦ信号に含まれ不要信号を抑圧して送信される。ＲＦ信号のチャネルに応じた無線周波数ＲＦの変更は、ＬＯ信号のローカル周波数ＬＯをチャネル周波数間隔ｆ_CHで切り替えることにより行う。

ここに示す局部発振器５０は整数分周型ＰＬＬであり、電圧制御発振器（ＶＣＯ）５１、分周器５２、比較器５３およびループフィルタ５４により構成される。ＶＣＯ５１から出力されるローカル周波数ＬＯのＬＯ信号は、分周器５２でチャネル選択制御信号に応じて分周され、当該分周信号とチャネル周波数間隔ｆ_CHの参照信号が比較器５３で位相比較され、チャネル周波数間隔ｆ_CH未満の帯域をもつループフィルタ５４を介してＶＣＯ５１にフィードバックされる。

Behzad Razavi, RF Microelectronics, pp.122-129, Prentice Hall PTR, 1998.

従来のダイレクトコンバージョン送信機における局部発振器５０の位相雑音特性の一例を図５に示す。ＩＦ信号とＬＯ信号をミキシングすることによりＲＦ信号が生成されるので、ＲＦ信号の中心周波数はローカル周波数ＬＯとなる。しかし、図４に示すようにループフィルタ５４の帯域を超える周波数ＬＯ＋ｆ_CHの雑音信号がＬＯ信号に含まれると、隣接チャネルへの漏洩信号も送信されることになる。

この隣接チャネル漏洩信号の問題を解決するには、ＬＯ信号に含まれる位相雑音を低減する必要がある。このため、従来技術では局部発振器にＱ値の大きなＬＣ共振器を用いてきた。しかし、ＩＣチップ上にＬＣ共振器を作成するとチップ面積が増加し、チップコストを上昇させる要因になる。

また従来技術では、チャネル周波数間隔ｆ_CHよりも高周波の参照信号と帯域の広いループフィルタを用いたデルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬにより、周波数ＬＯ＋ｆ_CHの雑音信号を抑圧する手法が用いられることがある。しかし、この手法では分周器の分周比を擬似ランダム的に変動させるデルタ・シグマ処理により多数のスプリアスが発生する。特に、参照信号周波数をチャネル周波数間隔ｆ_CHよりも大幅に大きくすると、このスプリアスを抑圧することが複雑になり、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬの設計が困難になる。

本発明は、局部発振器の位相雑音性能の改善により、送信信号に含まれる隣接チャネル漏洩信号を大幅に低減することができる無線送信機を提供することを目的とする。

本発明は、ディジタルデータ信号を出力するデータ信号生成回路と、ディジタルデータ信号をディジタル／アナログ変換し、中間周波数ＩＦのＩＦ信号を出力するＤ／Ａ変換器と、ローカル周波数ＬＯのＬＯ信号を出力する局部発振器と、ＩＦ信号とＬＯ信号とをミキシングし、無線周波数ＲＦのＲＦ信号を出力する直交ミキサ回路と、直交ミキサ回路から出力されるＲＦ信号に含まれる不要信号を抑圧するＲＦフィルタとを備えた無線送信機において、データ信号生成回路は、Ｄ／Ａ変換器から出力される中間周波数がチャネル選択制御信号に応じて切り替わるディジタルデータ信号を出力する構成であり、局部発振器は、ＲＦ信号のチャネル周波数間隔のｎ倍（ｎは２以上の整数）の周波数帯域のＬＯ信号を出力する構成であり、直交ミキサ回路から出力されるＲＦ信号として、ＩＦ信号とＬＯ信号とのミキシングによる上側周波数と下側周波数を切り替える切替手段を備え、チャネル選択制御信号により選択される無線周波数ＲＦが、ＲＦフィルタの中心周波数以下のときに、ローカル周波数ＬＯ１をＲＦフィルタの帯域の下限よりも小さい値に設定し、切替手段を制御して直交ミキサ回路から上側周波数を出力させ、ＲＦフィルタの中心周波数より大きいときに、ローカル周波数ＬＯ２をＲＦフィルタの帯域の上限よりも大きい値に設定し、切替手段を制御して直交ミキサ回路から下側周波数を出力させる制御手段を備える。

本発明の無線送信機において、中間周波数ＩＦの最大値が、ＲＦフィルタの帯域幅から１／２倍の範囲になるように、ローカル周波数ＬＯ１，ＬＯ２が設定される。

本発明の無線送信機において、局部発振器は、整数分周型ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、チャネル周波数間隔より大きくｎ倍より小さい値に設定される。

本発明の無線送信機において、局部発振器は、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、チャネル周波数間隔より大きくｍ×ｎ倍（ｍ＞１）より小さい値に設定される。

本発明の無線送信機は、局部発振器から出力されるＬＯ信号のローカル周波数ＬＯを複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定し、同ブロック内のチャネルではローカル周波数ＬＯを一定に保つ構成であり、チャネル周波数間隔ｆ_CHよりも高周波の参照信号を用いたＰＬＬによりループフィルタの帯域を大きくすることにより、局部発振器の位相雑音性能を大幅に改善することができる。

また、データ信号生成回路とＤ／Ａ変換器により、中間周波数ＩＦの最大値をＲＦフィルタ帯域の１／２程度に抑えながら隣接チャネル漏洩信号、イメージ信号、およびキャリアリーク信号のない高品質な送信信号を小面積で安価なＬＳＩチップにより生成することができる。

本発明の無線送信機の実施例１を示す図である。局部発振器２０Ａの位相雑音特性を示す図である。本発明の無線送信機の実施例２を示す図である。従来のダイレクトコンバージョン送信機の構成例を示す図である。局部発振器５０の位相雑音特性を示す図である。

図１は、本発明の無線送信機の実施例１を示す。
図１において、無線送信機は、図４に示す従来のダイレクトコンバージョン送信機と同様の構成のＤ／Ａ変換器４２_I，４２_Q、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４３_I，４３_Q、直交ミキサ回路４４、パワーアンプ（ＰＡ）４５、ＲＦフィルタ４６を備える。

さらに、図４に示すデータ信号生成回路４１は、ＩＦ信号の中間周波数ＩＦが固定となるディジタルデータ信号を出力するが、それに代えて、ＩＦ信号の中間周波数ＩＦがチャネル選択制御信号に応じて切り替わるベースバンドのディジタルデータ信号を出力するデータ信号生成回路１１を備える。

また、ＬＰＦ４３_Iと直交ミキサ回路４４との間に、データ信号生成回路１１から出力される出力周波数帯切替信号に応じて、ＩＦ信号の極性を切り替えて直交ミキサ回路４４に入力し、ミキシングによる上側周波数と下側周波数を切り替える極性切替部１２を備える。なお、極性切替部１２は、ＩＦ信号経路のいずれの位置にあってもよく、あるいはデータ信号生成回路１１から出力するディジタルデータ信号の極性を反転させる構成としてもよい。ただし、極性切替部１２の設定は送信開始前に行い、送信中には変更しない。

また、局部発振器５０に代えて、ＬＯ信号のローカル周波数ＬＯを複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定する局部発振器２０Ａを備える。ここでは、局部発振器２０Ａとして整数分周型ＰＬＬを用いる構成例を示す。

以下、実施例１の無線送信機の動作について説明する。
データ信号生成回路１１は、チャネル選択制御信号に応じたディジタル演算によってベースバンドのディジタルデータ信号を生成し、Ｄ／Ａ変換器４２_I，４２_Qによりチャネル選択制御信号に応じて中間周波数ＩＦがシフトするＩＦ信号が生成される。近年のデータ信号生成回路１１を構成するディジタルＬＳＩの高性能化により、ＩＦ信号中の隣接チャネル漏洩などの妨害信号成分は大幅に抑圧することができる。また、ＬＰＦ４３_I，４３_Qは、Ｄ／Ａ変換時のクロックノイズを除去するためのものであり、各チャネルのＩＦ信号の周波数によらず帯域は広帯域で一定である。あるいは、ＬＰＦ４３_I，４３_Qは、各チャネルのＩＦ信号の周波数に応じて通過帯域がシフトする狭帯域の可変バンドパスフィルタであってもよい。この後、一方のＩＦ信号は極性切替器１２を介して直交ミキサ回路１４に入力し、他方のＩＦ信号は直交ミキサ回路１４に直接入力し、直交ミキサ回路４４で局部発振器２０ＡからのＬＯ信号と混合され、ＲＦ信号が生成される。

極性切替器１２は、直交ミキサ回路４４の直交入力の片側の極性を出力周波数帯切替信号に応じて切り替えるスイッチであり、直交ミキサ回路４４から出力されるＲＦ信号の無線周波数ＲＦを上側周波数（ＲＦ＝ＬＯ＋ＩＦ）または下側周波数（ＲＦ＝ＬＯ−ＩＦ）に切り替える。

ここで、チャネル選択制御信号がチャネルｉを選択する場合、直交ミキサ回路４４が出力するＲＦ信号の無線周波数ＲＦ(i) が、ＲＦフィルタ４６の中心周波数以下の場合、データ信号生成回路１１が出力する出力周波数帯切替制御信号により、ＬＯ信号のローカル周波数ＬＯ１は、ＲＦフィルタ帯域の下限よりも小さく設定し、極性切替器１２を制御して直交ミキサ回路４４が上側周波数（ＲＦ(i) ＝ＬＯ１＋ＩＦ(i) ）を出力するように設定する。このとき、チャネルｉのＲＦ信号の周波数ＲＦ(i) に対するＩＦ信号の中間周波数ＩＦ(i) は、ＩＦ(i) ＝ＲＦ(i) −ＬＯ１となる。

一方、直交ミキサ回路４４が出力するＲＦ信号の周波数ＲＦ(i) が、ＲＦフィルタ４６の中心周波数より大きい場合、ＬＯ信号のローカル周波数ＬＯ２は、ＲＦフィルタ帯域の上限よりも大きく設定し、極性切替器１２を制御して直交ミキサ回路４４が下側周波数（ＲＦ(i) ＝ＬＯ２−ＩＦ(i) ）を出力するように設定する。このとき、チャネルｉのＲＦ信号の周波数ＲＦ(i) に対するＩＦ信号の中間周波数ＩＦ(i) は、ＩＦ(i) ＝ＬＯ２−ＲＦ(i) となる。

ＲＦフィルタ４６の帯域および中心周波数、ＲＦ、ＬＯ１／ＬＯ２、ＩＦの数値例を表１に示す。

表１(1) に示す本実施例では、チャネル選択制御信号により選択されるチャネルｉの無線周波数ＲＦ(i) がＲＦフィルタの中心周波数(300ＭHz）以下のとき、ローカル周波数ＬＯ１をＲＦフィルタ帯域の下限(299ＭHz）よりも小さく設定し(298.5ＭHz）、極性切替器１２で直交ミキサ回路４４に入力するＩＦ信号の極性を切り替え、直交ミキサ回路４４が上側周波数（ＲＦ(i) ＝ＬＯ１＋ＩＦ(i) ）を出力するように設定し、中間周波数ＩＦ（＝ＲＦ−ＬＯ１）が 0.5〜1.5 ＭHzとなることを示す。

また、チャネルｉの無線周波数ＲＦ(i) がＲＦフィルタの中心周波数(300ＭHz）より大きいとき、ローカル周波数ＬＯ２をＲＦフィルタ帯域の上限(301ＭHz）よりも大きく設定し(301.5ＭHz）、極性切替器１２で直交ミキサ回路４４に入力するＩＦ信号の極性を切り替え、直交ミキサ回路４４が下側周波数（ＲＦ(i) ＝ＬＯ２−ＩＦ(i) ）を出力するように設定し、中間周波数ＩＦ（＝ＬＯ２−ＲＦ）が 1.0〜0.5 ＭHzとなることを示す。

したがって、ＩＦ信号の中間周波数ＩＦの最大値 1.5ＭHzは、ＲＦフィルタ４６のフィルタ帯域幅２ＭHzよりも小さく、その１／２より少し大きいことがわかる。

一方、表１(2) に示す参考例は、極性切替器１２がなく、直交ミキサ回路４４の直交入力の極性が固定で、例えば上側周波数（ＲＦ＝ＬＯ＋ＩＦ）を出力する設定とし、ローカル周波数ＬＯ(298.5ＭHz）が固定の場合、中間周波数ＩＦ（＝ＲＦ−ＬＯ）は 0.5〜2.5 ＭHzとなり、その最大値 2.5ＭHzは、ＲＦフィルタ４６のフィルタ帯域幅２ＭHzよりも大きくなることがわかる。

すなわち、参考例に対して本実施例の場合は、ＬＯを例えば 298.5ＭHzまたは301.5 ＭHzとし、直交ミキサ回路４４の出力周波数帯を切り替えることにより、中間周波数ＩＦの最大値が約１／２（ 2.5ＭHz→ 1.5ＭHz）に低減されることになる。これにより、ＩＦ信号を生成するデータ信号生成回路１１およびＤ／Ａ変換器４２_I，４２_Qに要求される性能条件を緩和することができる。

局部発振器２０Ａは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１、分周器２２、比較器２３、ループフィルタ２４およびセレクタ２５により構成される。分周器２２は、電圧制御発振器２１から出力されるＬＯ信号を、ｎ個（ｎは２以上の整数）のチャネルに対応するブロック選択制御信号に応じて分周する。ここでは、選択チャネルｉに対する無線周波数ＲＦ(i) とＲＦフィルタ４６の中心周波数との大小関係により、データ信号生成回路１１から出力される出力周波数帯切替信号に応じて、ローカル周波数ＬＯ１，ＬＯ２（ＬＯ１＜ＬＯ２）を切り替えるためのブロック選択制御信号１，ブロック選択制御信号２をセレクタ２５で選択して分周器２２に入力する。比較器２３は、分周器２２から出力されるＬＯ信号の分周信号と、チャネル周波数間隔ｆ_CHのｎ倍の参照信号（ｎ×ｆ_CH）を比較し、ＶＣＯ２１を制御するフィードバックループを形成する。

これにより、ＶＣＯ２１から出力されるローカル周波数ＬＯ１またはＬＯ２は、それぞれｎ個のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定され、同一のチャネルブロック内では一定となり、直交ミキサ回路４４から出力される各チャネルｉに対応する無線周波数ＲＦ(i) は、中間周波数ＩＦ(i) に応じてチャネルｉごとに異なることになる。

ループフィルタ２４の帯域は、隣接チャネルの折り返し（ＡＣＰＲ）性能を向上させるため、チャネル周波数間隔ｆ_CHよりも大きく、また参照信号の周波数成分を抑圧するため、チャネル周波数間隔ｆ_CHのｎ倍よりも小さく設定される。図２に、局部発振器２０Ａの位相雑音特性を示す。上向き矢印は中心周波数付近の出力であり、ＶＣＯ２１の元々持っていた位相雑音がＰＬＬにより抑圧されている。これに対し、ループフィルタ２４の帯域の外側の位相雑音はＰＬＬにより抑圧されないため、ＶＣＯ２１の元々持っていた位相雑音特性を示している。

以上により、ＶＣＯ２１に含まれる位相雑音は、広いループフィルタ帯域の範囲で位相雑音の小さい水晶発振器からの参照信号により補正されて大幅に低減され、隣接チャネルへの漏洩信号が大幅に抑圧される。このとき、隣接チャネルへの漏洩信号による位相雑音を低減するには、ループフィルタ２４の帯域をチャネル周波数間隔ｆ_CHよりも大きくする必要がある。このため、チャネルブロックを構成するチャネル数ｎは３以上が好ましく、位相雑音を充分低減するには通常ｎ≧６程度に設定することが好ましい。また、チャネル数ｎの値は大きければ大きいほど効果が大きくなるが、ディジタル回路の性能限界を考慮すると、チャネル数ｎの上限は例えば 100程度が好ましい。

図３は、本発明の無線送信機の実施例２を示す。
図３において、実施例２の無線送信機は、図１に示す実施例１の無線送信器の局部発振器２０Ａに代えて、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬを用いる局部発振器２０Ｂを備えた構成である。局部発振器２０Ｂは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１、分周器２２、比較器２３、ループフィルタ２４、セレクタ２５および分周比擬似ランダム設定回路２６により構成される。

分周比擬似ランダム設定回路２６は、周波数ロック時における分周器２２の分周比を擬似ランダム的に変動させることで、出力信号周波数間隔ｎｆ_CHよりも高周波の参照信号を用いることができる。ここでは、参照信号周波数が出力信号周波数間隔ｎｆ_CHよりもｍ倍大きい（ｍ＞１）とする。

本実施例の局部発振器２０Ｂにおいても、発振周波数はｎ個のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定される。このため、同一のチャネルブロック内では局部発振器２０Ｂの発振周波数は一定であり、各チャネルのＩＦ信号の周波数ＩＦはチャネルごとに異なる。

また、局部発振器２０Ｂを構成するループフィルタ２４の帯域は、チャネル周波数間隔ｆ_CHよりも大きく、そのｍ×ｎ倍よりも小さく設定される。したがって、実施例１における同じｎの値を用いた局部発振器に比べて、ループフィルタ帯域をｍ倍大きくできる。このためｎの値が実施例１に比べて小さい場合でも、局部発振器２０Ｂの出力に含まれる位相雑音は広いループフィルタ帯域により大幅に低減することができ、隣接チャネル信号の折り返し妨害信号を大幅に抑圧できる。この時、隣接チャネル信号の折り返しに影響する位相雑音を低減するには、ループフィルタの帯域をチャネル周波数間隔ｆ_CHの２倍よりも大きくする必要がある。すなわち、ｍ×ｎ＞２が必要条件であり、位相雑音を充分低減するには通常ｍ×ｎ≧６程度に設定する。

なお、ｎ＝１である一般的なデルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬを用いても、ｍを充分大きくすれば同様な効果が得られる。しかし、上記のようにｍ値が大きくなれば擬似ランダム処理が複雑になり、不要なスプリアスが起こらないようにするため設計が困難になる。そこで、実施例２では２以上の整数ｎを用いることで小さいｍ値でも同様の広いループフィルタ帯域が実現でき、ｍ値を小さくすることでデルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬの構成を簡略化できるという長所も持つ。

１１データ信号生成回路
１２極性切替器
２０Ａ，２０Ｂ局部発振器
２１電圧制御発振器（ＶＣＯ）
２２分周器
２３比較器
２４ループフィルタ
２５セレクタ
２６分周比擬似ランダム設定回路
４１データ信号生成回路
４２Ｄ／Ａ変換器
４３ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
４４直交ミキサ回路
４５パワーアンプ（ＰＡ）
４６ＲＦフィルタ
５０局部発振器
５１電圧制御発振器（ＶＣＯ）
５２分周器
５３比較器
５４ループフィルタ

Claims

ディジタルデータ信号を出力するデータ信号生成回路と、
前記ディジタルデータ信号をディジタル／アナログ変換し、中間周波数ＩＦのＩＦ信号を出力するＤ／Ａ変換器と、
ローカル周波数ＬＯのＬＯ信号を出力する局部発振器と、
前記ＩＦ信号と前記ＬＯ信号とをミキシングし、無線周波数ＲＦのＲＦ信号を出力する直交ミキサ回路と、
前記直交ミキサ回路から出力される前記ＲＦ信号に含まれる不要信号を抑圧するＲＦフィルタと
を備えた無線送信機において、
前記データ信号生成回路は、前記Ｄ／Ａ変換器から出力される前記中間周波数がチャネル選択制御信号に応じて切り替わる前記ディジタルデータ信号を出力する構成であり、
前記局部発振器は、前記ＲＦ信号のチャネル周波数間隔のｎ倍（ｎは２以上の整数）の周波数帯域のＬＯ信号を出力する構成であり、
前記直交ミキサ回路から出力される前記ＲＦ信号として、前記ＩＦ信号と前記ＬＯ信号とのミキシングによる上側周波数と下側周波数を切り替える切替手段を備え、
前記チャネル選択制御信号により選択される無線周波数ＲＦが、前記ＲＦフィルタの中心周波数以下のときに、前記ローカル周波数ＬＯ１を前記ＲＦフィルタの帯域の下限よりも小さい値に設定し、前記切替手段を制御して前記直交ミキサ回路から上側周波数を出力させ、前記ＲＦフィルタの中心周波数より大きいときに、前記ローカル周波数ＬＯ２を前記ＲＦフィルタの帯域の上限よりも大きい値に設定し、前記切替手段を制御して前記直交ミキサ回路から下側周波数を出力させる制御手段を備えた
ことを特徴とする無線送信機。
請求項１に記載の無線送信機において、
前記中間周波数ＩＦの最大値が、前記ＲＦフィルタの帯域幅から１／２倍の範囲になるように、前記ローカル周波数ＬＯ１，ＬＯ２が設定される
ことを特徴とする無線送信機。
請求項１に記載の無線送信機において、
前記局部発振器は、整数分周型ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、前記チャネル周波数間隔より大きくｎ倍より小さい値に設定される
ことを特徴とする無線送信機。
請求項１に記載の無線送信機において、
前記局部発振器は、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、前記チャネル周波数間隔より大きくｍ×ｎ倍（ｍ＞１）より小さい値に設定される
ことを特徴とする無線送信機。