JP2019149684A

JP2019149684A - 自己診断装置

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Publication number: JP2019149684A
Application number: JP2018033175A
Authority: JP
Inventors: 幸谷　真人; Masato Koya; 真人幸谷
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2018-02-27
Filing date: 2018-02-27
Publication date: 2019-09-05
Anticipated expiration: 2038-02-27
Also published as: JP7063004B2

Abstract

【課題】ＤＣ以外の周波数においても高精度に自己診断できるようにした自己診断装置を提供する。【解決手段】ＰＬＬ６は、第１のローカル信号LO1を生成すると共に自己診断用の第２のローカル信号LO2及び第２のローカル信号LO2の周波数より低くＤＣを超える周波数条件を満たす自己診断用周波数信号BIST＿CLKを全て生成するように構成されている。第２の周波数混合器５は、ＰＬＬ６が生成した第２のローカル信号LO2に自己診断用周波数信号BIST＿CLKをアップコンバートして２トーンを生成して高周波入力RxINに入力させる。【選択図】図１

Description

本発明は、信号処理回路を自己診断する自己診断装置に関する。

近年、衝突防止や自動運転などの技術が数多く提案されており、レーダ技術を使用し自装置から物標までの距離を測定する技術が注目されている。例えば出願人は、自装置から物標までの距離を測定する装置として、移動体用のミリ波帯レーダ装置を提案している。

この装置は、例えばミリ波帯の高周波領域の信号を生成し外部との間で送受する。この種の装置をテストするときには、ミリ波帯の外部信号源を入力し受信部をテストすることが考えられるが、より低コストで量産テストの可能な自己診断機能を実現することが望まれている。半導体集積回路は、出荷時の試験に要するコストを低減するため、その内部にて試験を行うＢＩＳＴ（Built-In-Self Test）機能を設けている。このＢＩＳＴ機能は、例えば特許文献１に開示されている。

この特許文献１記載の技術によれば、スペクトラムアナライザ等の外部測定器を使用することなく利得を測定する方法として、受信信号を受け取り、発振器からのローカル信号と混合して中間周波信号を出力する周波数混合器と、ローカル信号の一部の信号を取り出して異なる位相を設定し、受信信号として出力する位相制御部と、を備え、位相制御部により設定された異なる位相に対して、周波数混合器から出力される中間周波信号における直流電圧を検出し、周波数混合器の出力ＤＣオフセットの変化量を求めて受信機の利得を算出している。

特開２０１３−９８６９３号公報

特許文献１記載の技術では、周波数混合器に入力される高周波信号とローカル信号の周波数が等しく設定されているため、セルフミキシングによるＤＣオフセットを利用した利得測定処理しか対応することができない。したがって、ＤＣオフセット以外の利得検査を高精度に実現することができない。

本開示の目的は、ＤＣ以外の周波数においても高精度に自己診断できるようにした自己診断装置を提供することにある。

請求項１記載の発明によれば、アンテナを通じて高周波入力に入力される高周波信号を増幅する高周波増幅器と、第１のローカル信号を生成するＰＬＬと、高周波信号を第１のローカル信号によりダウンコンバージョンする第１の周波数混合器と、及び、第１の周波数混合器により出力される中間周波数の信号を増幅する中間周波数増幅器と、を備え、高周波入力から高周波増幅器、第１の周波数混合器、中間周波数増幅器を通じて得られる信号を用いて自己診断する自己診断装置を対象としている。

このとき、同一のＰＬＬが、第１のローカル信号を生成すると共に自己診断用の第２のローカル信号及び前記第２のローカル信号より低くＤＣを超える周波数条件を満たす自己診断用周波数信号を全て生成するように構成されているため、これらの第１及び第２のローカル信号並びに自己診断用周波数信号を高い周波数確度で生成できる。第２の周波数混合器は、ＰＬＬが生成した第２のローカル信号に自己診断用周波数信号をアップコンバートして２トーンを生成して高周波入力に入力させている。

すると、高周波増幅器は、第２の周波数混合器の２トーンの出力を増幅し、第１の周波数混合器は、高周波入力に入力される２トーンの出力を第１のローカル信号によりダウンコンバージョンすることになるため、理論的には、第１の周波数混合器は、自己診断用周波数信号の周波数成分を混合信号として出力することになる。このとき、同一のＰＬＬが第１及び第２のローカル信号並びに自己診断用周波数信号を全て生成しているため、第１の周波数混合器は、高い周波数確度で１トーンにダウンコンバージョンできる。
中間周波数増幅器は、第１の周波数混合器により出力される中間周波数の信号を増幅する。このため自己診断装置が、この中間周波数増幅器を通じて得られる信号を用いて自己診断することで、ＤＣを超える周波数にて高精度で自己診断できる。

第１実施形態を説明する電気的構成図ダウンコンバージョン前後の周波数の説明図（２トーン）自己診断処理フロー図のその１自己診断処理フロー図のその２自己診断処理フロー図のその３自己診断処理フロー図のその４位相の変化時における２トーンの位相関係の説明図移相器により位相を変化させた際のダウンコンバージョン後の所望波とイメージ波を合成した後の出力理論結果出力の評価結果中間周波数において利得を評価した評価結果第２実施形態における第２の周波数混合器の電気的構成図（２トーン生成）２トーンの混合信号の評価結果第３実施形態を説明する電気的構成図ダウンコンバージョン前後の周波数の説明図（１トーン）第４実施形態における第２の周波数混合器の電気的構成図（１トーン生成）１トーンの信号の評価結果位相変化に伴う第１の周波数混合器の出力ＤＣオフセット電圧の変化第５実施形態を説明する電気的構成図第６実施形態を説明する電気的構成図第７実施形態を説明する電気的構成図

以下、自己診断装置の幾つかの実施形態について、図面を参照しながら説明する。以下に説明する各実施形態において、同一又は類似の動作を行う構成については、同一又は類似の符号を付して必要に応じて説明を省略する。なお、下記の実施形態において同一又は類似する構成には、符号の十の位と一の位とに同一符号を付して説明を行っている。

（第１実施形態）
図１から図７は、第１実施形態の説明図を示している。図１に示すように、受信機１は、カプラ２と、高周波増幅器３と、第１及び第２の周波数混合器４，５と、ＰＬＬ６と、中間周波数増幅器７と、移相器８と、受信アンテナ９と、制御器１０と、を半導体集積回路のチップ内に備えている。受信機１がこのような構成を備えることで自己診断装置としての機能を備える。

制御器１０は、例えばロジック回路又はマイコンなどの制御主体により構成され、中間周波数増幅器７の利得の可変制御、ＰＬＬ６の出力周波数制御を行う各種制御機能を備えると共に、移相器８が信号を移相する位相φを制御する移相調整部としての制御機能を備える。

通常、ＰＬＬ６は、基準発振回路（図示せず）により生成される基準クロックCLKを入力し、この基準クロックCLKを用いて周波数ｆLO（例えば、数十ＧＨｚ、４０ＧＨｚ、８０ＧＨｚ）の第１のローカル信号LO1を生成する。高周波増幅器３は、例えばローノイズアンプにより構成され、受信アンテナ９を通じて高周波入力RxINに入力されるミリ波帯の高周波信号を増幅する。この高周波増幅器３の利得は、例えば数ｄＢ程度に設定されている。
第１の周波数混合器４は、高周波増幅器３により増幅された高周波信号を第１のローカル信号LO1によりダウンコンバージョンする。中間周波数増幅器７は、制御器１０により増幅度を変更可能に構成されており、第１の周波数混合器４によりダウンコンバージョンされた信号を例えば数ｄＢ〜数十ｄＢの範囲で増幅し、中間周波数信号IFOUTとして出力する。

他方、この受信機１は自己診断機能を備えている。この自己診断機能を実現するため、ＰＬＬ６は、前記の周波数ｆLOの第１のローカル信号LO1と共に、周波数ｆLO2の第２のローカル信号LO2を生成する機能を備え、さらに、第２のローカル信号LO2の周波数ｆLO2よりも低くＤＣを超える周波数条件を満たす周波数ｆBIST＿CLK（例えば、２０ＭＨｚ）の自己診断用クロック信号（自己診断用周波数信号相当）BIST＿CLKを生成する機能を備える。このＰＬＬ６は、基準発振回路（図示せず）の基準クロックCLKを用いて基準クロックCLKの逓倍数等のパラメータを調整することで、これらの第１及び第２のローカル信号LO1及びLO2、並びに自己診断用クロック信号BIST＿CLKを全て生成する。

同一のＰＬＬ６が、これらの信号を全て生成するため、これらの第１及び第２のローカル信号LO1及びLO2及び自己診断用クロック信号BIST＿CLKは、基準クロックCLKの周波数変動や外的環境変動に対する周波数特性変化に高い相関性を備える。

受信機１が、この受信系回路を自己診断するときには、ＰＬＬ６が、周波数ｆLO2（＝ｆLO）の第２のローカル信号LO2を第２の周波数混合器５に出力すると共に、この第２のローカル信号LO2より低い周波数条件を満たす周波数ｆBIST＿CLKの自己診断用クロック信号BIST＿CLKを出力する。すると、第２の周波数混合器５は、ＰＬＬ６が生成した第２のローカル信号LO2に、自己診断用クロック信号BIST＿CLKをアップコンバートすることで、所定の周波数帯域幅内に周波数ｆLO2±ｆBIST＿CLKの２トーンを生成できる。

図１には、第２の周波数混合器５が２トーンの信号を生成出力する場合に、要部に出力される主な周波数成分を図示している。また図２の左側には、第２の周波数混合器５による２トーンの周波数ｆLO2±ｆBIST＿CLKの混合信号の出力ＰBISTを示している。

移相器８は、例えば第２の周波数混合器５から高周波入力RxINに至るまでの経路に備えられ、第２の周波数混合器５から２トーンの信号を入力すると、基準位相（例えば０°）に対し２トーンをそれぞれ移相し、この信号を高周波入力RxINに出力する。

カプラ２は、高周波入力RxINに構成され、移相器８から出力される周波数ｆLO±ｆBIST＿CLKの２トーンの信号を高周波入力RxINにてカップリングし、高周波増幅器３に入力させる。高周波増幅器３は、この２トーンの信号を増幅し、第１の周波数混合器４に出力する。

第１の周波数混合器４は、この増幅された２トーンの信号を周波数ｆLOの第１のローカル信号LO1と混合する。そして中間周波数増幅器７は、この第１の周波数混合器４により混合された混合信号を増幅し中間周波数信号IFOUTとして出力する。この場合、第１の周波数混合器４は、周波数ｆLO2±ｆBIST＿CLKの信号に周波数ｆLOの第１のローカル信号LO1を混合して中間周波数信号IFOUTとして出力する。

原理的には、第１の周波数混合器４は、高周波数側の出力ＰBIST（ＲＦ＋）と低周波数側の出力ＰBIST（ＲＦ−）とを同一周波数にダウンコンバートするため、図２の右側に示すように、混合信号の周波数をｆBIST＿CLKとして出力する。

図３Ａ〜図３Ｄは、自己診断処理フロー図を示す。自己診断時には、制御器１０は、例えば図３Ａに示すように、第２のローカル信号LO2の周波数ｆLO2を例えば８０ＧＨｚに設定すると共に、自己診断用クロック信号BIST＿CLKの周波数ｆBIST＿CLKを例えば２０ＭＨｚに設定する。すると第２の周波数混合器５は、周波数ｆLO2±ｆBIST＿CLK（８０ＧＨｚ±２０ＭＨｚ）の信号をカプラ２を用いて高周波入力RxINにカップリングさせる。この後、図３Ｂに示すように、制御器１０が、移相器８により位相Δφを調整することで、第１の周波数混合器４から中間周波数信号IFOUTとして出力させる１トーンを可変利得制御する。

このとき制御器１０は、周波数ｆLO2±ｆBIST＿CLKの２トーンの間のイメージ干渉を利用し、第１の周波数混合器４の出力の信号レベルを最も低くするように移相器８の位相Δφを調整制御することが望ましい。図３Ｃに、第１の周波数混合器４による中間周波数帯の出力を示すように、制御器１０は、移相器８の位相Δφを調整制御することで例えば−３０ｄＢｍから最小−４０ｄＢｍにレベルを変化させる。すると図３Ｄに示すように、自己診断時において、中間周波数増幅器７の利得可変範囲を例えば最小０ｄＢ〜最大３０ｄＢまで極力広くできる。これにより、ミリ波帯を増幅する高周波増幅器３によるゲイン（例えば、数ｄＢ）だけでは実現困難な利得可変範囲を実現できる。

図４には、位相Δφの変化時における２トーンの位相関係を示している。この図４には、第２の周波数混合器５により生成される２トーンを、それぞれ、所望波（Desired tone）、イメージ波（Image tone）として示す。移相器８は、位相Δφを０°〜３６０°に変化させることができる。

図５には、第１の周波数混合器４が、これらの２トーンを合成後の出力理論結果を示している。この図５に示したように、移相器８の位相Δφを９０°、２７０°としたときに出力を最大レベルにできる。

理論上、第１の周波数混合器４が、例えば同一位相の２つのトーンの周波数の信号をダウンコンバートした場合、ダウンコンバートした後の所望波及びイメージ波の周波数は同一周波数で互いに逆相、すなわち表記上±ｆBIST＿CLKとなる。

他方では、制御器１０が、移相器８により位相Δφを変化させると、所望波及びイメージ波が互いに逆方向に同時に位相変化するため、その２トーンの間の位相変化はその２倍となる。このため、理論上では、移相器８が位相Δφを９０°又は２７０°とすることで、所望波及びイメージ波をダウンコンバートした後の周波数ｆBIST＿CLKにおける位相を互いに同相の関係にできる。これにより、これらの２つのトーンが互いに強め合うことで出力を最大レベルにできる。
逆に、制御器１０が、移相器８の位相Δφを０°、１８０°とすることで、所望波及びイメージ波をダウンコンバートした後の周波数ｆBIST＿CLKにおける位相を互いに逆相の関係にすることができる。これにより、これらの所望波及びイメージ波が互いに弱め合うことで出力を最小レベルにできる。

また図６には、これらの理論に基づく評価結果を示している。この図６においては、横軸を移相器８の位相Δφとし、縦軸を第１の周波数混合器４の混合信号の出力電力（ｄＢｍ）としている。出力電力がピークとなる位相は、第１の周波数混合器４がダウンコンバージョン時に供給される第１のローカル信号LO1の位相初期値に依存する。この図６の表記条件においては、図５の表記条件とは異なり、位相Δφが０°の時に出力電力がピークとなることを確認した。

この図６の評価結果を、前述の理論値と相対的に考慮すれば、移相器８の位相Δφ＝０°、１８０°のときに最大レベルとなり、位相Δφ＝９０°、２７０°のときに最小レベルとなる。この図６に示すように、移相器８が位相Δφを変化させることで、Δφ＝０°における最大レベルと、Δφ＝９０°における最小レベルとを比較すると、２０ｄＢを超える出力変化を確認できる。この出力変化を自己診断時に利用することで、検査可能範囲を大きくしながら自己診断できる。

図７には、周波数ドメインにて中間周波数増幅器７の利得を評価した評価結果を示している。この図７には、自己診断用クロック信号BIST＿CLKの周波数ｆBIST＿CLKを２２ＭＨｚとし、中間周波数増幅器７の利得を、低利得ＩＦlo、中利得ＩＦmid、高利得ＩＦhiと変化させたときにスペクトラムアナライザを用いて観察した例を示している。

この図７の測定例から明らかなように、同一のＰＬＬ６が、第１及び第２のローカル信号LO1及びLO2と自己診断用クロック信号BIST＿CLKとを全て生成しているため、第１の周波数混合器４によるダウンコンバージョン後の１トーンの周波数をｆBIST＿CLKに許容範囲内で一致させることができ、周波数確度を極めて高くできることを確認できた。

すなわち、第２の周波数混合器５が、高周波側にて２トーンを生成した後、第１の周波数混合器４が、移相器８による移相後の信号をダウンコンバージョンして周波数ｆBIST＿CLKのトーンを生成しているにも拘わらず、このトーンを１トーンにできる。これは、同一のＰＬＬ６により、第１及び第２のローカル信号LO1及びLO2の出力を同期できるためである。すなわち、アップコンバージョン時に使用したオフセット周波数ｆBIST＿CLKは、中間周波数帯にダウンコンバートしたときにも常に同じオフセット周波数ｆBIST＿CLKになることを保証できる。

＜本実施形態のまとめ、効果＞
以上説明したように、本実施形態によれば、自己診断時において、同一のＰＬＬ６が第１及び第２のローカル信号LO1及びLO2と共に自己診断用クロック信号BIST＿CLKを全て生成し、第２の周波数混合器５は、ＰＬＬ６が生成した第２のローカル信号LO2に自己診断用クロック信号BIST＿CLKをアップコンバートして２トーンを生成し、カプラ２により高周波入力RxINに入力させている。
このため、自己診断時には、第１の周波数混合器４が、この高周波入力RxINに入力された２トーンを第１のローカル信号LO1によってダウンコンバージョンすることで、周波数ｆBIST＿CLKの１トーンを高い周波数確度にて出力できる。これにより、受信機１が、高周波入力RxINから高周波増幅器３、第１の周波数混合器４、中間周波数増幅器７を通じて得られる信号を用いて自己診断するときに、ＤＣ以外の周波数にて高精度で自己診断できる。また、半導体集積回路のチップの規模を複雑化することなく自己診断できる。

特に中間周波数増幅器７が、第１の周波数混合器４によりダウンコンバージョンした後の中間周波数の信号を可変増幅するように構成されており、高周波入力RxINから高周波増幅器３、第１の周波数混合器４、及び中間周波数増幅器７を通じて得られる信号を用いて自己診断するときに、中間周波数増幅器７のＡＣ利得変化量を高精度に自己診断できる。

さらに移相器８が、第２の周波数混合器５から高周波入力RxINに至るまでの経路に構成されており、第２の周波数混合器５により出力される２トーンの間の位相Δφを変化させるように構成されている。このため、第１の周波数混合器４の出力の利得を調整できる。

また制御器１０が、移相器８による位相Δφを調整することで、第１の周波数混合器４から出力させる１トーンも可変利得制御できる。このため、極力コンパクトに構成しながら、受信機１の受信利得、又、中間周波数増幅器７の利得の検査可能範囲を拡大できる。このとき、制御器１０は、イメージ干渉を利用して、第１の周波数混合器４の出力の信号レベルを最も低くするように移相器８の位相Δφを調整することが望ましい。すると、中間周波数増幅器７の利得可変範囲を極力広くできる。

（第１実施形態の変形例１）
移相器８は、第２の周波数混合器５が出力する２トーンの信号の振幅を減衰度αで減衰させたり、当該２トーンの信号を増幅したりする振幅調整器としての機能を備えていても良い。また、移相器８の前段又は後段に２トーンの信号の振幅を調整する振幅調整器を設けても良い。この場合、制御器１０が、２トーンの信号の振幅の減衰度α又は増幅度を調整制御する振幅調整部としての機能を備えていても良い。すると、制御器１０が、第１の周波数混合器４の出力を可変利得制御できる。

（第１実施形態の変形例２）
前述した第１実施形態には説明を省略しているが、中間周波数増幅器７の後段にローパスフィルタ（図示せず）を接続した場合、制御器１０が、自己診断用クロック信号BIST＿CLKの周波数ｆBIST＿CLKを変化させることで、ローパスフィルタのカットオフ周波数などの周波数特性、またその利得の確認もできる。

（第２実施形態）
図８及び図９は、第２実施形態の追加説明図を示している。第１実施形態では、第２の周波数混合器５をブロック図により示してその説明を行ったが、本実施形態では、第２の周波数混合器５の望ましい電気的構成例を説明する。

図８は、第２の周波数混合器５に代わる第２の周波数混合器１０５の電気的構成図を示す。図８に示すように、第２の周波数混合器１０５は、第２のローカル信号LO2を所定の増幅度で増幅する増幅段１１と、自己診断用クロック信号BIST＿CLKを入力端子としてのゲートに入力する第１〜第４のトランジスタＴ１〜Ｔ４を備えるスイッチ段１２と、を備え、負荷１３に高周波出力するギルバートミキサにより構成される。第１〜第４のトランジスタＴ１〜Ｔ４は、それぞれ例えばＭＯＳトランジスタにより構成されている。

第１及び第４のトランジスタＴ１及びＴ４のゲートは共通接続されると共に、第２及び第３のトランジスタＴ２及びＴ３のゲートは共通接続されている。また、第１及び第３のトランジスタＴ１及びＴ３の増幅段１１の側の通電端子としてのソースと、第２及び第４のトランジスタＴ２及びＴ４の増幅段１１の側の通電端子としてのソースとが、それぞれ共通接続されている。また、第１及び第２のトランジスタＴ１及びＴ２の負荷１３の側の通電端子としてのドレインと、第３及び第４のトランジスタＴ３及びＴ４の負荷１３の側の通電端子としてのドレインとが、それぞれ共通接続されている。

また本実施形態では、第１及び第４のトランジスタＴ１及びＴ４のゲート、並びに、第２及び第３のトランジスタＴ２及びＴ３のゲートには、それぞれＤＣバイアスＶｂが抵抗１４，１５を通じて入力されている。なお、第２及び第３のトランジスタＴ２及びＴ３のゲートに対するＤＣバイアスＶｂの供給点には、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が接続されており、制御器１０がスイッチＳＷ１及びＳＷ２をオン・オフ制御することによりＤＣバイアスＶｂを切替入力可能になっている。本実施形態では、制御器１０は、スイッチＳＷ１をオフし、スイッチＳＷ２をオンすることにより、ＤＣバイアスＶｂをトランジスタＴ１及びＴ３のゲートに入力させる。

第２及び第３のトランジスタＴ２及びＴ３のゲートには、自己診断用クロック信号BIST＿CLKが、直流遮断コンデンサ１６を通じて入力されている。また第１及び第４のトランジスタＴ１及びＴ４のゲートには、自己診断用クロック信号BIST＿CLKが直流遮断コンデンサ１７を通じて入力されている。また、第１及び第２のトランジスタＴ１及びＴ２のソースには、第２のローカル信号LO2が増幅段１１を介して入力されている。第３及び第４のトランジスタＴ３及びＴ４のソースには、第２のローカル信号LO2が増幅段１１を介して入力されている。このため、第１から第４のトランジスタＴ１〜Ｔ４は、第２のローカル信号LO２と自己診断用クロック信号BIST＿CLKとを混合した信号を負荷１３を通じて高周波入力RxINに出力できる。

図９は、この第２の周波数混合器１０５による２トーンの混合信号の評価結果を示している。この図９に示すように、第２の周波数混合器１０５は、混合信号の基本波となる２トーンの他に、第２のローカル信号LO2の漏れ信号や、その他の高調波信号を出力するものの、基本波の２トーンの信号は、他の信号に比較して大きな出力となるため、２トーンの混合信号を実用に適するものにできることを確認できている。
以上説明したように、本実施形態によれば、第２の周波数混合器１０５としてギルバートミキサの構成を用いているため、実用に適したものにできる。

なお、図８に示したスイッチＳＷ１及びＳＷ２は、後述の第４実施形態に示すように、１トーンを生成するための切替部に対応する構成であり、本実施形態では、これらのスイッチＳＷ１及びＳＷ２を設けなくても良く、スイッチＳＷ１を設けた部分を開放すると共に、スイッチＳＷ２を設けた部分を導通した回路構成を用いれば良い。

（第３実施形態）
図１０及び図１１は、第３実施形態の追加説明図を示している。本実施形態では、第２の周波数混合器５が２トーンを生成する機能を備えると共に、第２のローカル信号LO2を用いて１トーンを生成する機能を備える形態を示す。

図１０に示す受信機２０１は、第２の周波数混合器５に代えて第２の周波数混合器２０５を備える。この第２の周波数混合器２０５は、前述実施形態で説明した第２の周波数混合器５と同様に、ＰＬＬ６が生成した周波数ｆLO2の第２のローカル信号LO2に周波数ｆBIST＿CLKの自己診断用クロック信号BIST＿CLKをアップコンバートして２トーンを生成する機能を備える。この説明は、前述実施形態と同様であるため説明を省略する。

また、この第２の周波数混合器２０５は、ＰＬＬ６が生成した周波数ｆLO2（＝ｆLO）の第２のローカル信号LO2を通過することで、周波数ｆLO2の１トーンの信号を生成するように構成されている。図１１の左側には、この１トーンの周波数ｆLO2の出力ＰBISTを示している。

図１０に示す移相器８は、第２の周波数混合器２０５から１トーンの信号を入力すると、この１トーンの信号を位相φだけ移相し、この信号を高周波入力RxINに出力する。カプラ２は、高周波入力RxINに構成されており、移相器８から出力される周波数ｆLO2の１トーンの信号をカップリングし高周波増幅器３に入力させる。

高周波増幅器３は、この１トーンの信号を増幅し第１の周波数混合器４に出力する。第１の周波数混合器４は、高周波増幅器３が増幅した周波数ｆLO2の１トーンの信号にＰＬＬ６が出力する周波数ｆLOの第１のローカル信号LO1を混合する。この場合、第１の周波数混合器４は、周波数ｆLO2の信号に周波数ｆLOの信号を混合して中間周波数信号IFOUTとして出力するため、図１１の右側に示すように、混合信号として直流（ＤＣ）成分を出力する。

このとき制御器１０が、例えばＰＬＬ６の出力を調整することで出力ＰBISTの振幅を調整できる。また、第１実施形態の変形例１に示したように、移相器８が、振幅の減衰度α、増幅度を調整する振幅調整機能を備えていたり、振幅調整器を別途設けた場合には、制御器１０が、１トーンの信号の振幅の減衰度α又は増幅度を調整制御することで、第１の周波数混合器４の出力を可変利得制御できる。これにより、ＤＣオフセットの自己診断テストを広い利得範囲にて実行できる。

以上説明したように、本実施形態によれば、第２の周波数混合器２０５が１トーンを生成する機能を備えるようにした。これにより、前述実施形態に示した効果に加えて、ＤＣオフセットの自己診断テストを実施できるようになり、検査周波数の選択自由度を向上できる。すなわち、ＡＣ利得検査できると共にＤＣオフセット検査も可能になる。

（第４実施形態）
図１２から図１４は、第４実施形態の追加説明図を示している。第３実施形態では、第２の周波数混合器２０５についてブロック構成を用いて説明したが、本実施形態では、図８に示した構成による実用例を示す。図１２は、図８に示した第２の周波数混合器１０５の構成と同一構成を示すと共に、１トーンを生成するときの作用説明図を兼ねている。

制御器１０が、第２の周波数混合器５により１トーンを生成するときには、スイッチＳＷ１をオンすると共にスイッチＳＷ２をオフする。これにより、トランジスタＴ１及びＴ４のゲートにＤＣバイアスＶｂを印加しつつ、トランジスタＴ２及びＴ３のゲートを抵抗１５を通じてグランド電位にできる。このとき、トランジスタＴ２及びＴ３は常時オフするため、トランジスタＴ２及びＴ３の機能を完全に無効化できる。これにより、自己診断用クロック信号BIST＿CLKの入力を無効化できる。なお、制御器１０が、ＰＬＬ６から自己診断用クロック信号BIST＿CLKの出力を停止制御するようにしても良い。

トランジスタＴ１及びＴ４のゲートにはＤＣバイアスＶｂが印加されているため、トランジスタＴ１及びＴ４を有効に機能させることができる。このときの第２の周波数混合器１０５は、カスコード接続増幅器と同様の回路となるため、トランジスタＴ１及びＴ４のソースに入力された第２のローカル信号LO2を増幅して負荷１３に出力できる。図１３は、１トーンの信号の評価結果を示している。この図１３に示すように、十分に高調波を無視できる程度に１トーンの信号を生成できることを確認できた。

図１４は、この１トーンの出力を適用した場合、移相器８の位相φの変化に対応した第１の周波数混合器４の出力ＤＣオフセット電圧（p-p）の変化を示す。この図１４は、第１の周波数混合器４の出力にＡ／Ｄ変換器（図示せず）を接続し、ＤＣオフセット電圧（p-p）を読み取り自己診断した結果を示している。
横軸は、移相器８の位相φの量に対応して示す位相シフトコードを表しており、縦軸はＤＣオフセット電圧を示している。またＧmaxは、本実施形態の構成を適用し、高周波増幅器３のゲインを最大ゲインとした場合のＤＣオフセット電圧値、Ｇminは、高周波増幅器３のゲインを最小ゲインとした場合のＤＣオフセット電圧値、を示している。この図１４に示すように、ＤＣオフセット電圧を自己診断できる。

制御器１０が、移相器８の位相φを変化させると、第１の周波数混合器４は、高周波増幅器３からの周波数ｆLO2（＝ｆLO）の信号と、ＰＬＬ６による周波数ｆLOの信号とを混合する。このため第１の周波数混合器４は、これらの入力信号を強め合ったり弱め合ったりすることでＤＣオフセット出力の振幅を変化させる。このとき、制御器１０がこの第１の周波数混合器４のＤＣ出力を読み取ることでＤＣオフセット電圧を自己診断できる。

なお、特許文献１に記載の技術では、ＤＣオフセット電圧を検出できるように構成されているが、この結果も利得変化時の最大応答範囲が小さくなってしまい検査可能範囲が狭いことが確認されている。本実施形態では、従来技術と同様にＤＣオフセットの利得の検証結果も確認できている。すなわち本実施形態の構成によれば、ＤＣオフセットの自己診断処理にも柔軟に対応できるようになる。

以上説明したように、本実施形態によれば、制御器１０が、第２の周波数混合器１０５のスイッチＳＷ１をオンすると共にスイッチＳＷ２をオフに切替えることで１トーンを生成できる。制御器１０は、例えばスイッチＳＷ１及びＳＷ２のオン／オフを切り替えることで、例えば第２及び第３のトランジスタＴ２及びＴ３に対するＤＣバイアスＶｄを供給／停止させることができ、第２の周波数混合器１０５の２トーンの生成機能と１トーンの生成機能とを切替えることができる。このため、ＤＣオフセットの自己診断処理にも柔軟に対応できる。

（第５実施形態）
図１５は、第５実施形態の追加説明図を示している。本実施形態では、移動体用のミリ波レーダシステムＳに適用した場合の例を説明するが、第３又は第４実施形態と同一又は類似の機能を備える部分には同一符号を付して説明を省略して異なる部分を説明する。
移動体用のミリ波レーダシステムＳは、例えば移動体の前方にレーダ波を送信可能に搭載され、送信機２１によりミリ波（例えば８０ＧＨｚ帯：７６ＧＨｚ）帯のレーダ波をターゲットＴに向けて出力し、その反射波ＷＲ１を受信機３０１を用いて受信する。ターゲットＴは、例えば先行車両等の他の移動体や路上の路側物等である。

ミリ波レーダシステムＳは、逓倍器２５、移相器２６、増幅器２７、カプラ２８、カプラ２８から送信信号を検出する検出器２９、送信アンテナ３０、を送信機２１として備える。このミリ波レーダシステムＳは、受信アンテナ９、カプラ２、高周波増幅器３、第１及び第２の周波数混合器４，２０５、中間周波数増幅器７、移相器８、逓倍器２２，２３、可変増幅器２４、ＰＬＬ６を受信機３０１として備え、さらに制御器１０を備える。受信機３０１は、ＰＬＬ６と第１の周波数混合器４との間に２倍の逓倍器２２を備え、ＰＬＬ６と第２の周波数混合器２０５との間に２倍の逓倍器２３を備える。
ＰＬＬ６はＶＣＯ６ａを備え、制御器１０により指令される周波数指令に応じて、例えば時間的に周波数を漸増／漸減する変調信号を基準クロックCLKを用いて生成し、この変調信号を逓倍器２５に出力する。

逓倍器２５は、ＰＬＬ６の出力を例えば２逓倍し、移相器２６はこの信号を移相し、増幅器２７が増幅する。送信機２１は、可変増幅器２４が増幅した信号を送信アンテナ３０を通じて送信出力する。図１５に示すように、レーダ送信波ＷＴ１はターゲットＴに反射することで反射波ＷＲ１を生じる。この反射波ＷＲ１は、受信波として受信アンテナ９に入力される。

この受信機３０１は、前述実施形態の図１に示した構成に逓倍器２２，２３及び可変増幅器２４を備えた構成である。可変増幅器２４は、制御器１０により利得を制御可能になっている。このためＰＬＬ６が、その信号の生成周波数を前述実施形態に比較して１／２程度の周波数（例えば、３８ＧＨｚ）にすることで、前述実施形態の受信機１と同様の作用効果が得られる。

外部に設けられたマイコン（図示せず）が、受信機３０１により取得した中間周波数信号IFOUT又は後段の処理信号に基づいて信号処理を実行することでターゲットＴに関する情報（例えば、自機とターゲットＴとの間の距離Ｒ、相対速度、方位）を取得する。

このミリ波レーダシステムＳにおいて、レーダ送信波ＷＴ１は、距離Ｒに位置するターゲットＴに反射しその反射波ＷＲ１を生じる。また、バンパーやフロントガラスなどの移動体に搭載された部品Ｔｂが、この距離Ｒより近接した距離Ｒｂに位置して設置されていると、この部品Ｔｂに反射する反射波ＷＲ２も生じる。このため、反射波ＷＲ２が受信アンテナ９に入力されるとノイズとなる。

このノイズレベルを検出してキャンセルするため、制御器１０は、第２の周波数混合器２０５の出力を、周波数ｆLO2（＝ｆLO）の１トーンを出力するモードに切替えて出力することでノイズレベルを検出すると良い。すると、レーダ送信波ＷＴ１の送信周波数が周波数ｆLOのときには、反射波ＷＲ１、ＷＲ２の受信周波数も周波数ｆLOとなり、制御器１０が、この周波数ｆLOの反射波ＷＲ２の強度、位相に合わせて、移相器８の位相Δφ、及び可変増幅器２４の利得を制御することで、反射波ＷＲ２に起因したノイズを低減でき、これによりノイズを検出して当該ノイズをキャンセルできる。

本実施形態によれば、第２の周波数混合器２０５が周波数ｆLOの１トーンを出力する機能を備えているため、ミリ波レーダシステムＳに適用した場合においても実用的に使用できるようになり、しかもノイズキャンセラとしての機能を持たせることができる。

（第６実施形態）
図１６は、第６実施形態の追加説明図を示している。図１６は、図１の受信機１に代えて示す受信機４０１の電気的構成図である。この図１６の受信機４０１に示すように、ＰＬＬ６から第２の周波数混合器５に至るまでの第２のローカル信号LO2の出力経路に移相器４０８を備えていても良い。この移相器４０８は、制御器１０の制御により周波数ｆLO2の第２のローカル信号LO2の位相Δφを移相させる。
理論上、図１の構成と同様に、第２の周波数混合器５は、周波数ｆLO2±ｆBIST＿CLKの２トーンの信号を生成出力できる。その他の構成は、前述の第１実施形態と同様であり同様の作用効果を奏する。

（第７実施形態）
図１７は、第７実施形態の追加説明図を示している。図１７は、図１に代えて示す受信機５０１の電気的構成図である。この図１７の受信機５０１に示すように、ＰＬＬ６から第２の周波数混合器５に至るまでの自己診断用クロック信号BIST＿CLKの出力経路に移相器５０８を備えるように構成しても良い。理論上、図１、図１６の構成と同様に、第２の周波数混合器５は、周波数ｆLO2±ｆBIST＿CLKの２トーンの信号を生成出力できる。その他の構成は、前述実施形態と同様であり、前述実施形態と同様の作用効果を奏する。

（他の実施形態）
本開示は、前述した実施形態に限定されるものではなく、種々変形して実施することができ、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能である。例えば以下に示す変形又は拡張が可能である。

移相器８，４０８，５０８は、必要に応じて設ければ良い。第１実施形態では、同一のＰＬＬ６が、第１の周波数混合器４に生成出力する第１のローカル信号LO1の周波数ｆLOと、第２の周波数混合器５に生成出力する第２のローカル信号LO2の周波数ｆLO2とを同一としたが、互いに異なるように設定していても良い。例えば、同一のＰＬＬ６が出力する第１及び第２のローカル信号LO1及びLO2の周波数ｆLO及びｆLO2を互いに異なる周波数にして出力する場合、これらの何れか又は両者を逓倍器（図示せず）により逓倍、又は、分周器（図示せず）により分周して出力するように構成しても良い。このような場合、自己診断時において、第１の周波数混合器４が、混合出力する混合信号の周波数を周波数ｆBIST＿CLKにできれば良い。

前述した複数の実施形態の構成、機能を組み合わせても良い。前述実施形態の一部を、課題を解決できる限りにおいて省略した態様も実施形態と見做すことが可能である。また、特許請求の範囲に記載した文言によって特定される発明の本質を逸脱しない限度において考え得るあらゆる態様も実施形態と見做すことが可能である。

本開示は、前述した実施形態に準拠して記述したが、本開示は当該実施形態や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範畴や思想範囲に入るものである。

図面中、１，２０１，３０１，４０１，５０１は受信機（自己診断装置）、３は高周波増幅器、４は第１の周波数混合器、５，１０５，２０５は第２の周波数混合器、６はＰＬＬ、７は中間周波数増幅器、８，４０８，５０８は移相器、１０は制御器（移相調整部、振幅調整部、切替部）、１０は増幅段、１２はスイッチ段、１３は負荷、Ｔ１〜Ｔ４は第１〜第４のトランジスタ、Ｓは移動体用ミリ波レーダシステム、を示す。

Claims

アンテナを通じて高周波入力に入力される高周波信号を増幅する高周波増幅器（３）と、第１のローカル信号を生成するＰＬＬ（６）と、前記高周波信号を前記第１のローカル信号によりダウンコンバージョンする第１の周波数混合器（４）と、前記第１の周波数混合器により出力される中間周波数の信号を増幅する中間周波数増幅器（７）と、を備え、前記高周波入力から前記高周波増幅器、前記第１の周波数混合器、前記中間周波数増幅器を通じて得られる信号を用いて自己診断する自己診断装置（１，２０１，３０１，４０１，５０１）であって、
前記ＰＬＬと、
第２の周波数混合器（５，１０５，２０５）と、を備え、
前記ＰＬＬは、前記第１のローカル信号を生成すると共に自己診断用の第２のローカル信号及び前記第２のローカル信号より低くＤＣを超える周波数条件を満たす自己診断用周波数信号を全て生成するように構成され、
前記第２の周波数混合器は、前記ＰＬＬが生成した前記第２のローカル信号に前記自己診断用周波数信号をアップコンバートして２トーンを生成して前記高周波入力に入力させる自己診断装置。
前記第２の周波数混合器から前記高周波入力に至るまでの経路に位置して前記２トーンの位相を変化させる移相器（８）を備える請求項１記載の自己診断装置。
前記第２の周波数混合器は、前記２トーンを生成する機能と共に、前記第２のローカル信号を用いて１トーンを生成する機能を備える請求項１又は２記載の自己診断装置。
前記２トーンの位相を変化させる移相器（８）を備え、
前記移相器により位相を調整することで前記第１の周波数混合器の出力を可変利得制御する移相調整部（１０）をさらに備える請求項１から３の何れか一項に記載の自己診断装置。
前記移相調整部はイメージ干渉を利用し、前記第１の周波数混合器の出力の信号レベルを最も低くするように前記移相器の位相を調整する請求項４記載の自己診断装置。
前記２トーンの振幅を調整する振幅調整器（８）を備え、
前記振幅調整器により前記２トーンの振幅を調整することで前記第１の周波数混合器の出力を可変利得制御する振幅調整部（１０）をさらに備える請求項１から５の何れか一項に記載の自己診断装置。
前記第２の周波数混合器（１０５）は、
前記第２のローカル信号を増幅する増幅段（１１）と、入力端子に前記自己診断用周波数信号を入力する第１〜第４のトランジスタ（Ｔ１〜Ｔ４）を備えるスイッチ段（１２）と、を備えるギルバートミキサにより前記２トーンを負荷（１３）に生成して前記高周波入力に入力させるものであり、
前記第１及び第４のトランジスタの入力端子が共通接続されると共に、前記第２及び第３のトランジスタの入力端子が共通接続され、前記第２及び第３のトランジスタの入力端子にはＤＣバイアスを切替入力可能になっており、
前記第１及び第３のトランジスタの前記増幅段の側の通電端子が共通接続されると共に前記第２及び第４のトランジスタの前記増幅段の側の通電端子とが共通接続され、
前記第１及び第２のトランジスタの前記負荷の側の通電端子が共通接続されると共に前記第３及び第４のトランジスタの前記負荷の側の通電端子とがそれぞれ共通接続されることで構成されており、
前記ＤＣバイアスを供給／停止することにより前記２トーンの生成機能と１トーンの生成機能とを切替える切替部（１０）を備える請求項１から６の何れか一項に記載の自己診断装置。
前記ＰＬＬから前記第２の周波数混合器に至るまでの前記第２のローカル信号の出力経路に移相器（４０８）を備える請求項１記載の自己診断装置。
前記ＰＬＬから前記第２の周波数混合器に至るまでの前記自己診断用周波数信号の出力経路に移相器（５０８）を備える請求項１記載の自己診断装置。