CN107078750B - 无线电接收器、检测无线电接收器中的侵扰信号的方法以及计算机程序 - Google Patents

Abstract

公开了一种检测无线电接收器中的侵扰信号的方法、接收器和计算机程序。接收器具有布置成将接收信号与在零频率或接近零频率的模拟基带信号混合的混合器、布置成低通滤波所述模拟基带信号的滤波器以及布置成以采样频率对所述滤波模拟基带信号采样使得形成数字基带信号的模数转换器。所述方法包括：接收射频信号、将射频信号与在零频率或接近零频率的模拟基带信号混合、低通滤波所述模拟基带信号以及以过采样频率对所述滤波模拟基带信号进行模数转换使得形成数字基带信号。所述方法进一步包括：对在基于额定采样频率的奈奎斯特频率周围的数字基带信号进行频率变换(额定采样频率是根据过采样率的过采样频率的分数)，以形成变换数字基带信号，使得在零频率周围的数字基带信号的信号内容将被变换成在额定采样频率周围，并且在变换数字基带信号中反之亦然；确定在数字基带信号的零频率的第一信号电平以及在变换数字基带信号的零频率的第二信号电平；基于第一信号电平与第二信号电平之间的关系来检测侵扰信号；以及输出侵扰信号状态信号。

Description

无线电接收器、检测无线电接收器中的侵扰信号的方法以及 计算机程序

技术领域

本发明一般涉及无线电接收器、检测无线电接收器中的侵扰信号（obtrudingsignal）的方法以及用于实现该方法的计算机程序。具体地说，本发明涉及用于确定引起采样基带信号中的混叠效应的侵扰信号的方法。

背景技术

考虑射频信号从传送器天线传送到接收器天线,无线电传送本质上是模拟的。使用数字基带电路的无线电接收器从而需要在某一点从模拟域转换到数字域。模数转换可提供一些问题，并且其中一个是混叠效应。这通过在模数转换器之前应用抗混叠滤波器来处置。然而，滤波通常未完全消除该问题，并且一些问题仍可保留。因此期望处置此类剩余影响。

发明内容

本发明基于以下理解：为了能够处置混叠效应，得到混叠效应的量或存在的指示是好的。发明人已经发现，通过对过采样基带信号执行一些频率变换操作，估计或检测此类效应的量或存在是可行的。

根据第一方面，提供了一种接收器，接收器包括布置成将接收信号混合成在零频率或接近零频率的模拟基带信号的混合器、布置成低通滤波所述模拟基带信号的滤波器、布置成以采样频率用过采样因子对所述滤波模拟基带信号过采样使得形成数字基带信号的模数转换器。所述无线电接收器包括用于确定引起所述滤波模拟基带信号和所述采样的组合的混叠效应的侵扰信号的机制。所述机制包括：频率变换器布置，其布置成对基于额定采样频率的奈奎斯特频率周围的所述数字基带信号进行变换，所述额定采样频率是根据所述过采样因子的所述过采样频率的分数（fraction），以形成变换数字基带信号，使得零频率周围的数字基带信号的信号内容将被变换成在所述额定采样频率周围，并且在变换数字基带信号中反之亦然。所述机制还包括：检测器，布置成确定在所述数字基带信号的零频率的第一信号电平以及在所述变换数字基带信号的零频率的第二信号电平。另外，机制包括：侵扰信号检测器，布置成基于所述第一信号电平与第二信号电平之间的关系来检测侵扰信号，并基于所述侵扰信号的检测来输出侵扰信号状态信号。

这里，“侵扰信号”将被视为在采样时引起效应的信号，例如由混叠而在基带出现的干扰信号和/或假信号。对于感兴趣的读者，词语“侵扰（obtrude）”通常已知为意思是以不受欢迎的或侵入的方式变得值得注意（牛津难语词典，牛津大学出版社，2004）。

侵扰信号检测器可布置成基于所述第一信号电平与第二信号电平之间的关系，输出至少第一侵扰信号状态和第二侵扰信号状态之一作为所述侵扰信号状态信号。当所述第一信号电平比所述第二信号电平更高时，可输出所述第一侵扰信号状态。备选地，当所述第一信号电平比所述第二信号电平显著更高时，可输出所述第一侵扰信号状态，其中显著更高通过阈值确定。当所述第一信号电平比所述第二信号电平更低时，可输出所述第二侵扰信号状态。备选地，当所述第一信号电平未达到比所述第二信号电平显著更高的电平时，可输出所述第二侵扰信号状态，其中显著更高通过阈值确定。当所述第一信号电平和所述第二信号电平的比值比阈值更高时，可输出所述第一侵扰信号状态，而当所述比值比所述阈值更低时输出所述第二侵扰信号状态。

无线电接收器可包括布置成基于侵扰信号状态信号控制所述无线电接收器的至少一个接收参数的控制器。

根据第二方面，提供了一种检测无线电接收器中的侵扰信号的方法，无线电接收器具有布置成将接收信号混合成在零频率或接近零频率的模拟基带信号的混合器、布置成低通滤波所述模拟基带信号的滤波器以及布置成以采样频率对所述滤波模拟基带信号采样使得形成数字基带信号的模数转换器。所述方法包括：接收射频信号、将射频信号混合成在零频率或接近零频率的模拟基带信号、低通滤波所述模拟基带信号以及通过用与额定采样频率相关的过采样因子进行过采样来对所述滤波模拟基带信号进行模数转换，使得形成数字基带信号。所述方法进一步包括：对在基于额定采样频率的奈奎斯特频率周围的数字基带信号进行频率变换以形成变换数字基带信号，使得在零频率周围的数字基带信号的信号内容将被变换成在额定采样频率周围，并且在变换数字基带信号中反之亦然。所述方法仍进一步包括：确定在数字基带信号的零频率的第一信号电平以及在所述变换数字基带信号的零频率的第二信号电平；基于所述第一信号电平与第二信号电平之间的关系来检测侵扰信号，并基于所述侵扰信号的检测来输出侵扰信号状态信号。

输出侵扰信号状态信号可包括：基于所述第一信号电平与第二信号电平之间的关系，输出至少第一侵扰信号状态和第二侵扰信号状态之一。当所述第一信号电平比所述第二信号电平更高时，可输出所述第一侵扰信号状态。备选地，当所述第一信号电平比所述第二信号电平显著更高时，输出所述第一侵扰信号状态，其中显著更高通过阈值确定。当所述第一信号电平比所述第二信号电平更低时，可输出所述第二侵扰信号状态。当所述第一信号电平未达到比所述第二信号电平显著更高的电平时，可输出所述第二侵扰信号状态，其中显著更高通过阈值确定。当所述第一信号电平和所述第二信号电平的比值比阈值更高时，可输出所述第一侵扰信号状态，而当所述比值比所述阈值更低时，输出所述第二侵扰信号状态。

所述方法可包括：基于所述侵扰信号状态信号控制无线电接收器的至少一个接收参数。控制无线电接收器的至少一个接收参数可包括调整用于限制侵扰信号的低通滤波的滤波器参数。控制无线电接收器的至少一个接收参数可包括：当所述第一信号电平比所述第二信号电平显著更低时，省略那个调谐的输入信号上的接收信号的进一步信号处理，其中显著更低通过阈值确定，。

对奈奎斯特频率周围的数字基带信号进行频率变换可包括将数字基带信号乘以e^-jπn或其有限项泰勒展开，其中n是相应样本的样本序列号。

确定相应信号电平可通过计算来执行，其中N是观察的样本数，n是样本序列号，并且S(n)是相应信号的样本。

信号可以是包括同相分量I和正交分量Q的正交信号，其中确定相应信号电平可通过计算和来执行，其中N是观察的样本数，n是样本序列号，并且I(n)和Q(n)是相应信号分量的样本，并且根据相应信号分量的平方计算相应信号电平。

信号可以是包括同相分量I和正交分量Q的正交信号，其中确定相应信号电平可通过如下执行：用低通滤波器对过采样I和Q信号分量进行滤波，并且将第一信号电平确定为，用低通滤波器对频率变换信号进行滤波，并将第二信号电平确定为；

其中N是观察的样本数，n是样本序列号，I_LPF(n)和Q_LPF(n)分别是滤波的过采样I和Q信号分量，并且I _TRANS,LPF (n)和Q _TRANS,LPF (n)是滤波的频率变换信号分量。

根据第三方面，提供了一种包括指令的计算机程序，所述指令当在通信设备的处理器上执行时，使通信设备执行根据第二方面的方法。

附图说明

参考附图，通过本发明的优选实施例的如下说明性和非限制性的详细描述，将更好地理解本发明的上面以及附加目的、特征和优点。

图1示意性图示根据实施例的接收器。

图2示意性图示根据实施例的接收器。

图3-10图示侵扰信号引入混叠效应的不同情形。

图11图示接收的模拟信号。

图12图示在模数转换之前的信号的带限滤波的滤波器特性的示例。

图13图示要进行模数转换的滤波信号。

图14图示具有混叠效应的非过采样数字信号。

图15图示过采样数字信号。

图16图示频率变换的过采样数字信号。

图17图示过采样数字信号。

图18图示频率变换的过采样数字信号。

图19是图示根据实施例的方法的流程图。

图20是图示根据实施例与侵扰信号的检测相关的动作的流程图。

图21是图示根据实施例与侵扰信号的检测相关的动作的流程图。

图22是图示使用根据实施例的原理来调节接收的示例的流程图。

图23是示意性图示根据实施例的通信装置的框图。

图24示意性图示计算机可读介质和处理装置。

具体实施方式

图1示意性图示根据实施例的接收器100。接收器100包括布置成将接收信号混合成在零频率或接近零频率的模拟基带信号的混合器102。接收的信号可通过天线103接收，天线103例如通过双工器105、带通滤波器107和低噪声放大器109向接收器100提供信号，低噪声放大器109耦合到混合器102的输入。混合器102还被提供了振荡器信号LO以实现混合。混合器102的输出可被提供给低通滤波器104，在被提供给模数转换器106之前，低通滤波器104限制模拟基带信号的带宽。

模数转换器106将模拟基带信号转换成数字基带信号。模数转换器可布置用于使用过采样，即，采样率是模拟基带信号的额定带宽所需的奈奎斯特频率的多倍。是否使用来自模数转换器106的过采样数据或非过采样数据的选择可基于接收什么种类的信号和/或出于什么目的接收信号。例如，为了扫描以便发现适合的频率，例如在蜂窝通信系统中的小区搜索期间，可使用非过采样数据，以便降低小区搜索算法的复杂性并降低功耗。接收器100进一步包括用于确定侵扰信号的机制，或侵扰信号确定机制OSDM 108,这将在下面进一步展示。接收器100还可包括控制器111，其基于OSDM 108的输出而控制接收器100（例如低通滤波器104）的接收参数。

图2示意性图示根据实施例的接收器200。接收器200包括布置成提供同相基带信号的一个信号路径和布置成提供正交相位基带信号的一个信号路径。接收器200包括布置成将接收信号混合成同相模拟基带信号的第一混合器202和布置成将接收信号混合成正交相位模拟基带信号的第二混合器212，二者都在零频率或接近零频率。接收的信号可通过天线203接收，天线103例如通过双工器205、带通滤波器207和低噪声放大器209向接收器200提供信号，低噪声放大器209耦合到混合器202、212的输入。还经由分相器201向混合器202、212提供了振荡器信号LO以实现混合，其中分相器提供相互正交的振荡器信号的版本，即，相互相位差是π/2或90º。混合器202、212的输出分别被提供给低通滤波器204、214，在被提供给相应模数转换器206、216之前，低通滤波器204、214限制模拟基带信号的带宽。模数转换器206、216使用过采样将模拟基带信号转换成相应数字基带信号，即，采样率是模拟基带信号的额定带宽所需的奈奎斯特频率的多倍。接收器200进一步包括用于确定侵扰信号的机制，或侵扰信号确定机制OSDM 208,这将在下面进一步展示。接收器200还可包括控制器211，其基于OSDM 208的输出而控制接收器200（例如低通滤波器204、214）的接收参数。图3-10图示不同情形作为基带频谱图，即信号s与频率f，其中侵扰信号引入混叠。

图3和图4图示第一情形，其中在图3中示出模拟基带信号，其具有以零频率为中心的期望信号300以及频率上邻近的信号302、312。在附图中，鉴于要施加的采样频率来指示频率。从而，在图3的示例中，奈奎斯特频率，即采样频率的一半，是期望信号300的带宽的两倍，即，要施加两倍的过采样。图4图示非过采样基带信号，其在这里仅在奈奎斯特频率以下观察到。这里，可以看到，混叠效应将邻近信号302、312“折叠”到期望信号中，其当然变成干扰，即，邻近信号变成侵扰。

图5和图6图示第二情形。类似于图3和图4中的图示，图5图示模拟基带信号，并且图6图示采样的基带信号。在此情形下，没有信号在期望频率存在，但混叠引起“幻影（ghost）”信号出现在采样之后，尽管实际上在期望频率上没有信号存在。这例如可引起信号的假检测，即，邻近信号变成侵扰。

为了避免或者至少减轻这些现象，上面展示的低通滤波器104、204、214应该将频率分量限制在期望信号的额定带宽之外。另一方面，滤波器在频带之外不具有无限衰减，并且非常陡峭的滤波器也可在滤波器复杂性之外还具有不期望的效应。

图7图示来自第一情形的模拟基带信号，在第一情形中模拟基带信号已经被低通滤波，并且图8图示对应的采样信号。类似地，图9图示来自第二情形的模拟基带信号，在第二情形中模拟基带信号已经被低通滤波，并且图10图示对应的采样信号。然而，滤波对于适当接收是否足够有帮助可能仍取决于对信号、特征和执行进一步信号处理（例如解调/解码/等）以及侵扰信号的信号强度的要求。

参考图11至18，该方法将作为示例彻底展示。图11至18被图示为基带频谱图，即，信号s与频率f。侵扰信号通过图11至18中的图案填充来强调以便更容易地区分期望信号与侵扰信号。要进一步注意，在附图中标示的采样频率f _s 考虑了额定采样频率，尽管附图中的一些附图图示过采样信号。

图11图示接收模拟信号向下转换成在零频率周围的模拟基带。示出了期望信号1100和邻近信号1102。而且，在这里，参考采样频率来指示频率，并且为了更容易理解，参考上面论述的图3至10的频谱图，这里还使用2的过采样因子，尽管其它过采样因子同样可行。

图12图示用于在模数转换之前对信号进行带限滤波（即参考图1和图2展示的滤波器104、204、214中任一个进行的低通滤波）的滤波器特性的示例。滤波器特性可不同于所描绘的，但此示例示出了在相关上下文中使用的真实世界滤波器的一些典型问题。例如，滤波器特性可被选择成使得频率特性跨期望信号的额定带宽是恒定的。这提供了期望信号的低失真，但实际上还暗示，直接在额定带宽之外，滤波器通常将不具有高衰减。另外，如在示例中所示出的，滤波器特性具有有限的，可能甚至是中等的陡峭性，以及也是有限的，这里可能也是中等的甚至在远离额定带宽的频率处的衰减。

图13图示要进行模数转换的滤波信号，即，由在图12中图示的滤波器特性滤波的图11中图示的信号。邻近信号从而被衰减，但仍存在。

图14图示具有混叠效应的非过采样数字信号。这里，可以看到，邻近信号尽管被具有如图12中所图示的特性的滤波器衰减，但在奈奎斯特频率周围直接折叠到零频率周围中，并且从而变成引起混叠效应的侵扰信号。

侵扰信号确定机制OSDM对过采样信号进行操作，这实现了信号中混叠效应的确定，如上面的图14一样。这将对于下面分别参考图15和16以及图17和18的两个示例进行展示。

图15图示具有侵扰信号的过采样数字信号。也就是，测量如图15中所图示的在零频率的信号强度S，其表示期望信号。对频谱的频率分量进行变换，这将在下面进一步阐明，使得在零频率周围的数字基带信号的信号内容将被变换成在奈奎斯特频率周围，并且在变换的数字基带信号中反之亦然，这在图16中图示。测量如在图16中所图示的在频率变换的数字基带信号的零频率的信号强度S'。从而，信号S的测量将是期望信号的表示，并且信号S'的测量将是侵扰信号的表示。然而，取决于相应信号的频谱特征，即，如图13的，表示在一些情况下可能不免于被另一信号（即，分别是期望信号或邻近信号）贡献。因此，S'的值自己可能不给出侵扰信号的存在/影响的清晰画面。通过使用信号电平S和S'，有可能基于第一信号电平S与第二信号电平S'之间的关系来检测侵扰信号。

在基于下采样频率的奈奎斯特频率周围进行频率变换。下采样频率在这里是根据过采样因子的采样频率的分数。从而，如上面所展示的，形成变换的数字基带信号。

图17图示具有侵扰信号的过采样数字信号。这里，可以看到，期望信号不存在，但如参考图9和图10所展示的，在混叠处可检测到假信号或幻影信号。在数字基带信号的零频率测量第一信号电平S，其在这里大约是零。图18图示这个示例的频率变换的过采样数字信号，其中测量在频率变换的数字基带信号的零频率的信号强度S'。类似于先前示例，有可能基于第一信号电平S与第二信号电平S'之间的关系检测侵扰信号。这里，考虑以下情况：图17中的期望信号不存在，即，S实质上将是0，而S'如图18将大约与上面展示的相同，因为贡献或多或少仅通过邻近信号被折叠到期望频谱中做出。从而，数字基带信号中的信号的任何检测将能够被作为假信号或幻影信号拒绝。

因为现在能检测到侵扰信号的影响，因此存在接收器将特征调节成至少限制该影响的可能性。关于此类调节的示例例如可以是调节滤波器104、204、214、调节过采样因子、调节后面的电路对数字基带信号的信号处理、调节信号方案等，以便作为整体进行接收，较不易于混叠效应。根据一些实施例，优点可能是避免使用比在处理对于适当接收足够有效时所需的更复杂的处理。根据一些实施例，优点是避免使用当在处理对于适当接收足够有效时不需要的可使信号失真的处理。根据一些实施例，优点是避免使用可使适当接收困难的频率。

图19是图示根据实施例的方法的流程图。信号被接收1900，并被混合1902成在零频率或接近零频率周围的模拟基带信号。模拟基带信号被低通滤波1904。滤波信号通过用过采样因子（例如两倍）进行过采样被模数转换1908到数字域，使得形成数字基带信号。提供这个数字基带信号以便进行进一步的信号处理，诸如解调、解码等。为了确定任何侵扰信号的影响，数字基带信号被频率变换1910，如上面所展示的，以形成频率变换数字基带信号。这个频率变换的数字基带信号仅用于确定任何侵扰信号的影响。对于数字基带信号，确定1912在零频率的信号电平S。类似地，对于频率变换的数字基带信号，确定1914在零频率的信号电平S'。这些信号电平用于检测1916任何侵扰信号，并且可输出1918侵扰信号状态信号。可选地，侵扰信号状态信号可用于控制1919接收参数，如上面所展示的。

粗略地说，如果信号电平S'低并且信号电平S高，即，我们在数字基带信号中具有强信号，并且有关通过信号S'的混叠效应的指示是中等，则我们期待指示由任何混叠效应的低或可忽略的影响的侵扰信号状态信号。另一方面，如果信号电平S'高并且信号电平S低，即，我们在数字基带信号中具有弱信号，并且有关通过信号S'的混叠效应的指示相当大，则我们期待指示由混叠效应的高影响的侵扰信号状态信号。可选地，在侵扰信号状态信号中可能指配了另外粒度，例如当我们在数字基带信号中具有强信号并且有关通过信号S'的混叠效应的指示相当大时，可能对于那些情形也指配一个或多个侵扰信号状态，或者这些情形可与上面展示的两个状态中的一个或另一个混在一起（取决于旨在解决的问题）。在两个强/相当大信号电平S、S'的情况下，可能存在来自进行接收器参数中的调节以便改进接收的益处，如将在下面进一步展示的，例如用于限制干扰。

从此论述中，我们看到，观察信号电平S、S'之间的关系提供了能够处置混叠效应所需的信息。下面展示关于观察信号电平之间的关系的一些示例。

图20是图示根据实施例与侵扰信号的检测相关的动作的流程图。如上面所展示的，在数字基带信号的零频率确定第一信号电平S，并且在频率变换的数字基带信号的零频率确定第二信号电平S'。比较2000第一信号电平S与第二信号电平S'。检查2002第二信号电平S'是否大于第一信号电平S（或者第一信号电平S是否大于第二信号电平S'）。取决于结果，输出2004第一侵扰信号状态，或者输出2006第二侵扰信号状态。可选地，检查2002可包括检查信号电平S、S'之间的差（例如S-S'）是否显著（例如S-S'>t），其中t是阈值，因此可相应地输出2004、2006状态。从而，可存在多于两个的不同侵扰信号状态。可为确定差是否“显著”并且到什么程度而指配一个或多个阈值。对于具体接收器或接收情形，一个或多个阈值的级别例如可基于混叠效应的确定旨在解决的问题的仿真来设置。

图21是图示根据实施例与侵扰信号的检测相关的动作的流程图。如上面所展示的，在数字基带信号的零频率确定第一信号电平S，并且在频率变换的数字基带信号的零频率确定第二信号电平S'。通过确定2100第一电平S与第二电平S'之间（或者第二信号电平S'与第一信号电平S）的比值来比较第一电平S与第二电平S'。检查2102比值是否大于（或小于）阈值。取决于结果，输出2104第一侵扰信号状态，或者输出2106第二侵扰信号状态。可选地，检查2102可包括相对多于一个阈值检查比值，即，信号电平S、S'之间的差是否显著，因此可相应地输出2104、2106状态。从而，可存在多于两个的不同侵扰信号状态，并且可指配用于确定侵扰信号状态的一个或多个阈值。对于具体接收器或接收情形，一个或多个阈值的级别例如可基于混叠效应的确定旨在解决的问题的仿真来设置。

图22是图示使用根据实施例的原理调节接收的示例的流程图。信号被接收2200，并且接收的信号被处理2202，如上面所展示的，即，混合成在零频率或接近零频率周围的模拟基带信号，模拟基带信号被低通滤波，通过用过采样因子过采样进行模数转换，使得形成数字基带信号，数字基带信号被频率变换以形成频率变换的数字基带信号，对于数字基带信号确定在零频率的信号电平S，并且对于频率变换的数字基带信号确定在零频率的信号电平S'。从而，如上面所展示的获得两个信号电平S、S'，其中相应地检测2204到侵扰信号。检查2206信号之间的关系是否使得任何侵扰信号的影响可忽略，即，在当前接收的上下文中。这可通过将信号电平彼此直接比较、比较信号电平之间的差与阈值t或者比较信号电平之间的比值与阈值T来执行。如果影响可忽略，则接收继续进行2214接收。如果否，则进行进一步检查2208影响是否显著。这里可执行上面所展示的类似比较，但具有略微不同的准则或阈值t2、T2。这里，例如，如果接收用于小区搜索并且影响是显著的，则过程可包含省略接收信号的进一步处理，调谐2210到另一频率，并且重新开始接收2200信号。这里，显著可通过与阈值相比较来确定，即，将信号之间的差与阈值相比较，或者将信号之间的比值与阈值相比较，其中阈值被设置成使得可以确定适当接收是否似乎不可行。如果确定2208接收似乎仍可行，但侵扰信号的影响可能要求改进接收，则过程可继续进行控制接收器参数，例如改变滤波器参数等，如上面所论述的，并且此后，过程继续进行2214接收。

例如，在小区重新选择和用于蜂窝通信的通信设备中的接收信号强度指示符RSSI测量期间，接收器可发现混叠频率作为潜在小区之一，并且继续进行小区搜索操作。当那个“发现的”小区频率（即，看来像混叠频率）的信号幅度可能足够高时，小区搜索操作继续其处理。一旦更强的RSSI算法选择了那个小区（下文称为幻影小区），则它尝试进行小区搜索操作，这当信号电平对那个混叠频率有好处时也可通过。那可以意味着，标识了小区的初级加扰代码，并且然后接收器还读取广播信道BCH信息，即，如果侵扰信号是邻近广播信道的话。这些操作可能花费时间、能量和处理能力。在此阶段，通信装置可能经历，它已经驻扎到期望的适当小区。但是，当它尝试发送上行链路消息时，它将与上行链路频率的网络期待不匹配，因为频率分配将是错误的，并且将不存在来自网络的响应。另外，通信装置可通过其错误的传送而增加干扰。除了不必要浪费的时间、能量和处理能力之外，这还可导致无线电链路故障。然而，通过能够检测到它是幻影小区，即，检测到它仅是侵扰信号，可以避免这些缺点。

信号S、S'的测量可分别从频率变换基带信号和数字基带信号的样本中推导。对于参考图1所展示的接收器的情况，通过计算信号电平来执行所述推导，计算信号电平通过计算如下而执行：

，以及

，其中：

N是观察的样本数，n是样本序列号，并且S(n)和S'(n)是相应信号的样本。

类似地，对于图2的正交接收器的情况，通过分别按以下计算I、I'、Q和Q'来执行：

，

，

，以及

，其中：

N是观察的样本数，n是样本序列号，并且I(n)、I'(n)、Q(n)和Q'(n)是相应信号的相应信号分量的样本。据此，通过根据相应信号分量的平方来计算相应信号电平而确定信号电平S、S'，即：

，以及

。

下面提供了标识侵扰信号的另一方法，其还可被用作上面描述的基于测量的方法的备选：

让我们考虑具有截止频率(f_s/2)Hz的简单低通滤波器（LPF）函数，其中f_s是额定采样频率。用这个LPF对过采样信号进行滤波，例如两倍过采样，其中可行的是，发现它的信号的功率为：

；

其中N是观察的样本数，n是样本序列号，并且I_LPF(n)和Q_LPF(n)是滤波的过采样信号分量。形成频率变换信号，如上面关于额定采样频率f _s 所展示的，并且用LPF对频率变换信号进行滤波，其中可行的是按以下来计算信号电平作为它的信号功率：

；

其中N是观察的样本数，n是样本序列号，并且I _TRANS,LPF (n)和Q _TRANS,LPF (n)是滤波的频率变换信号分量。然后可根据类似于已经用其它实施例所展示的这些信号功率电平之间的关系进行侵扰信号的检测，并且输出或动作也可与已经用其它实施例所展示的一致。

图23是示意性图示根据实施例的通信装置2300的框图。通信装置包括天线布置2302、连接到天线布置2302的接收器2304、连接到天线布置2302的传送器2306、可包括一个或多个电路的处理元件2308、一个或多个输入接口2310和一个或多个输出接口2312。接口2310、2312可以是用户接口和/或信号接口，例如电的或光的。通信装置2300布置成在蜂窝通信网络中操作。具体地说，通过将接收器2304布置成执行参考图1至18展示的实施例，通信装置2300能够检测侵扰信号状态，并且因此可选地执行接收控制。处理元件2308还可履行多个任务，范围从信号处理到实现接收和传送（这是因为它连接到接收器2304和传送器2306）、执行应用、控制接口2310、2312等。

根据本发明的方法适合于在处理部件（诸如计算机和/或处理器）的帮助下实现，特别是对于上面展示的接收器2304包括上面所展示的处理器处置控制接收器参数等的情况。因此，提供了计算机程序，其包括指令，所述指令布置成使处理部件、处理器或计算机执行根据参考图19至22描述的任何实施例的任何方法的步骤。计算机程序优选地包括存储在计算机可读介质2400上的程序代码，如图24中所图示的，其可被加载并由处理部件、处理器或计算机2402执行，以使它分别执行根据本发明的实施例（优选地如参考图19至22描述的任何实施例）的方法。计算机2402和计算机程序产品2400可布置成顺序地执行程序代码，其中任何方法的动作按步执行。当输入数据可用并且从而有时并行执行一些步骤时，计算机2402和计算机程序产品2400可布置成在实时基础执行步骤上执行程序代码。处理部件、处理器或计算机2402优选地通常被称为嵌入式系统。从而，在图24中描绘的计算机可读介质2400和计算机2402应该被视为仅用于说明性目的，以便提供原理的理解，并且不视为元件的任何直接图示。

Claims (24)

1.一种无线电接收器(100, 200, 2304)，包括：

混合器(102,202,212)，布置成将接收的信号混合成在零频率或接近零频率的模拟基带信号；

滤波器(104,204,214)，布置成对所述模拟基带信号进行低通滤波；

模数转换器(106,206,216)，布置成以采样频率用过采样因子对滤波的模拟基带信号进行过采样，使得形成数字基带信号，

其中所述无线电接收器(100,200,2304)包括用于确定侵扰信号的机制（108,208），所述侵扰信号引起所述滤波的模拟基带信号和所述采样的组合的混叠效应，

其特征在于所述机制包括：

频率变换器，布置成在基于额定采样频率的奈奎斯特频率周围对所述数字基带信号进行变换，所述额定采样频率是根据所述过采样因子的所述过采样频率的分数，以便形成变换的数字基带信号，使得所述数字基带信号的在零频率周围的信号内容将被变换成在所述额定采样频率周围，并且所述数字基带信号的在所述额定采样频率周围的信号内容将被变换成在零频率周围；

检测器，布置成确定在所述数字基带信号的零频率的第一信号电平以及在所述变换的数字基带信号的零频率的第二信号电平；以及

侵扰信号检测器，布置成基于所述第一信号电平与第二信号电平之间的关系来检测所述侵扰信号，并基于所述侵扰信号的检测来输出侵扰信号状态信号。

2.如权利要求1所述的无线电接收器，其中所述侵扰信号检测器布置成基于所述第一信号电平与第二信号电平之间的关系输出至少第一侵扰信号状态和第二侵扰信号状态之一作为所述侵扰信号状态信号。

3.如权利要求2所述的无线电接收器，其中当所述第一信号电平比所述第二信号电平更高时，输出所述第一侵扰信号状态。

4.如权利要求2所述的无线电接收器，其中当所述第一信号电平比所述第二信号电平显著更高时，输出所述第一侵扰信号状态，其中显著更高通过阈值确定。

5.如权利要求2至4中任一项所述的无线电接收器，其中当所述第一信号电平比所述第二信号电平更低时，输出所述第二侵扰信号状态。

6.如权利要求2或4中任一项所述的无线电接收器，其中当所述第一信号电平未达到比所述第二信号电平显著更高的电平时，输出所述第二侵扰信号状态，其中显著更高通过阈值确定。

7.如权利要求2所述的无线电接收器，其中当所述第一信号电平和所述第二信号电平的比值比阈值更高时，输出所述第一侵扰信号状态，而当所述比值比所述阈值更低时，输出所述第二侵扰信号状态。

8.如权利要求1至4和7中任一项所述的无线电接收器，包括：控制器(111,211)，布置成基于所述侵扰信号状态信号来控制所述无线电接收器(100,200,2304)的至少一个接收参数。

9.如权利要求8所述的无线电接收器，其中所述控制器（111,211）布置成调整用于所述低通滤波的滤波器参数以便限制所述侵扰信号。

10.一种检测无线电接收器中的侵扰信号的方法，所述接收器具有布置成将接收的信号混合成在零频率或接近零频率的模拟基带信号的混合器、布置成对所述模拟基带信号进行低通滤波的滤波器以及布置成以采样频率对滤波的模拟基带信号采样使得形成数字基带信号的模数转换器，所述方法包括：

接收(1900,2200)射频信号；

将所述射频信号混合(1902,2202)成在零频率或接近零频率的所述模拟基带信号；

对所述模拟基带信号进行低通滤波(1904,2202)；

通过用与额定采样频率相关的过采样因子进行过采样(1908, 2202)来对所述模拟基带信号进行模数转换(1908,2202)，使得形成数字基带信号；

其中所述方法的特征在于

在基于所述额定采样频率的奈奎斯特频率周围对所述数字基带信号进行频率变换(1910,2202)，以便形成变换的数字基带信号，使得所述数字基带信号的在零频率周围的信号内容将被变换成在所述额定采样频率周围，并且所述数字基带信号的在所述额定采样频率周围的信号内容将被变换成在零频率周围；

确定(1912,1914,2202)在所述数字基带信号的零频率的第一信号电平以及在所述变换的数字基带信号的零频率的第二信号电平；

基于所述第一信号电平与第二信号电平之间的关系检测(1916,2000-2006,2100-2106,2204)侵扰信号；以及

基于所述侵扰信号的检测输出(1918)侵扰信号状态信号。

11.如权利要求10所述的方法，其中输出(1918)所述侵扰信号状态信号包括：基于所述第一信号电平与第二信号电平之间的关系，输出至少第一侵扰信号状态和第二侵扰信号状态之一。

12.如权利要求11所述的方法，其中当所述第一信号电平比所述第二信号电平更高时，输出所述第一侵扰信号状态(2004)。

13.如权利要求11所述的方法，其中当所述第一信号电平比所述第二信号电平显著更高时，输出所述第一侵扰信号状态(2004)，其中显著更高通过阈值来确定。

14.如权利要求11至13中任一项所述的方法，其中当所述第一信号电平比所述第二信号电平更低时，输出所述第二侵扰信号状态(2006)。

15.如权利要求11或13中任一项所述的方法，其中当所述第一信号电平未达到比所述第二信号电平显著更高的电平时，输出所述第二侵扰信号状态(2006)，其中显著更高通过阈值确定。

16.如权利要求11所述的方法，其中当所述第一信号电平和所述第二信号电平的比值比阈值更高时，输出所述第一侵扰信号状态(2104)，而当所述比值比所述阈值更低时，输出所述第二侵扰信号状态(2106)。

17.如权利要求10至13和16中任一项所述的方法，包括：基于所述侵扰信号状态信号控制(2210,2212)所述无线电接收器的至少一个接收参数。

18.如权利要求17所述的方法，其中控制（2212）所述无线电接收器的至少一个接收参数包括调整用于所述低通滤波的滤波器参数以便限制所述侵扰信号。

19.如权利要求17所述的方法，其中控制（2212）所述无线电接收器的至少一个接收参数包括：当所述第一信号电平比所述第二信号电平显著更低时，省略那个调谐的输入信号上的接收的信号的进一步信号处理，其中显著更低通过阈值确定。

20.如权利要求10至13和16中任一项所述的方法，其中在所述奈奎斯特频率周围对所述数字基带信号进行频率变换(1910,2202)包括将所述数字基带信号乘以e^-jπn或其有限项泰勒展开，其中n是相应样本的样本序列号。

21.如权利要求10至13和16中任一项所述的方法，其中确定(1912,1914,2202)相应信号电平通过计算来执行，其中N是观察的样本数，n是样本序列号，并且S(n)是相应信号的样本。

22.如权利要求10至13和16中任一项所述的方法，其中所述信号是包括同相分量I和正交分量Q的正交信号，其中确定(1912,1914,2202)相应信号电平通过如下执行：

计算和，其中N是观察的样本数，n是样本序列号，并且I(n)和Q(n)是相应信号分量的样本；以及

根据相应信号分量的平方来计算相应信号电平。

23.如权利要求10至13和16中任一项所述的方法，其中所述信号是包括同相分量I和正交分量Q的正交信号，其中确定(1912,1914,2202)相应信号电平通过如下执行：

用低通滤波器对过采样的I和Q信号分量进行滤波；以及

将所述第一信号电平确定为：

；

用所述低通滤波器对所述频率变换的信号进行滤波；以及

将所述第二信号电平确定为：

，

其中N是观察的样本数，n是样本序列号，I _LPF (n)和Q _LPF (n)分别是滤波的过采样的信号I和Q分量，并且I _TRANS,LPF (n)和Q _TRANS,LPF (n)是滤波的频率变换的信号分量。

24.一种计算机可读介质，其上存储有包括指令的计算机程序，所述计算机程序当在无线电接收器的信号处理器（2402）上执行时，使所述无线电接收器执行如权利要求10至23中任一项所述的方法。