CN103208998A - 使用级间片外射频带通滤波器的子采样接收机 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种使用级间片外射频带通滤波器的子采样接收机。本发明构思涉及一种无线通信接收机。该无线通信接收机包括第二片外RF滤波器、RF到数字变换器和用于处理变换为数字的信号的数字预处理器。该RF到数字变换器将正接收的RF信号变换为DC频带或中频频带的、并具有能够处理期望RF频带信号和该期望RF频带信号附近的不期望信号的动态范围的数字信号。该数字预处理器对信号增益进行数字化控制，以将其传送到调制器/解调器。

Description

使用级间片外射频带通滤波器的子采样接收机

相关申请的交叉引用

该美国非临时专利申请要求2012年7月11日提交的韩国专利申请第10-2012-0075612号在35U.S.C.§119下的优先权，由此通过引用合并其全部内容。

技术领域

这里的本发明构思涉及无线通信接收机，并更具体地，涉及能对期望信号附近的噪声信号进行数字化处理的子采样接收机。

背景技术

RF集成电路使用LC谐振电路来放大期望信号，并且LC谐振电路具有带通滤波器特性。然而，由于集成电路的谐振电路具有不好的质量因子，所以不适于对期望RF频带中的期望信号进行滤波。由此，在高端应用领域的接收机集成电路的前面，为了增加信号的选择性，必须使用在具有对于带内信号的高选择性的同时、能大大降低带外信号分量的预滤波器。

当实现包括将RF信号直接变换为数字信号的RF到数字变换器的子采样接收机时，由于子采样接收机对于多频带多模式、多输入多输出（MIMO）以及载波聚合（CA）是有利的，所以高端应用是可能的。

发明内容

本发明构思的实施例提供了一种接收机。该接收机可包括：RF前端部分，用于对首次通过频带并被放大的信号进行二次带通滤波，以减弱除了频带信号之外的噪声和干扰信号；模拟数字变换部分，用于根据时钟信号对期望信号频带的载频执行子采样，根据时钟对期望信号频带执行过采样，将从该RF前端部分输出的模拟信号变换为DC频带或中频频带的、并具有能够处理期望信号和该期望信号附近的不期望信号的输入信号范围的数字信号；信号处理部分，用于对从该模拟数字变换部分输出的数字信号进行数字化预处理和解调；和检测控制部分，用于检测从该模拟数字变换部分输出的数字信号的信道数据（具有IQ失配）之间的失配，并控制所述时钟信号的相位。

本发明构思的实施例还提供了一种接收机。该接收机可包括：级间类型的片外带通滤波器，用于接收RF前端部分的可变增益放大器的输出以执行直接抗锯齿滤波，该片外带通滤波器按照SAW滤波器或FBAR滤波器的类型实施；数字信号处理部分，用于对在正接收的数字信号中设置的频带附近的噪声信号进行数字化去除，并对该设置频带内的信号进行数字化处理；和模拟数字变换器，用于通过使用子采样频率时钟，将从该片外带通滤波器输出的模拟信号变换为覆盖能处理期望信号和该期望信号附近的不期望信号的输入信号范围的数字信号，来生成该数字信号处理部分的数字信号。

本发明构思的实施例还提供了一种接收机。该接收机可包括：第一片外滤波器，用于对输入信号进行带通滤波；单一输入－输出可变增益放大器，用于对从该第一片外滤波器输出的信号进行带通滤波和放大，并将输入信号的范围改变为下一级的输入信号的范围；第二片外滤波器，由SAW滤波器或FBAR滤波器构成，以对该单一输入－输出可变增益放大器的输出再次进行带通滤波；基于ADC的RFDC（RF到数字变换器），用于通过使用对信号的载频执行子采样并对期望信号的频带执行过采样的采样频率作为时钟信号，将该第二片外滤波器的输出信号变换为DC频带或中频频带的数字信号，该数字信号具有能够处理期望信号和该期望信号附近的不期望信号的输入信号范围；和数字处理器，用于通过数字信号处理对在该RFDC中变换为数字信号的输出执行信号频率变换、信道滤波和可变增益放大、以及采样频率变换。

附图说明

下面将参考附图来更详细地描述本发明构思的优选实施例。然而，本发明构思的实施例可以按照不同形式实施，并不应被解释为限于这里阐明的实施例。相反，提供这些实施例，使得该公开将是彻底和完整的，并将向本领域技术人员全面传达本发明构思的范围。相同的附图标记始终表示相同的元件。

图1是基于传统集成电路的接收机的框图。

图2示出了图1中图示的接收机的框图中依次出现的波形。

图3是理论子采样接收机的方框结构图。

图4是根据本发明构思的一些实施例的子采样接收机的框图。

图5是根据本发明构思的一些其他实施例的子采样接收机的框图。

图6示出了在图4或图5的子采样接收机的框图中依次出现的输入/输出信号的波形。

图7A是通过图4或图5的子采样接收机的框图出现的信号的频率特性图。

图7B是图示了向图4或图5应用的SAW滤波器的产品和操作的图。

图7C是图示了向图4或图5应用的FBAR滤波器的产品形式的图。

图8是根据本发明构思的一些其他实施例的接收机框图。

图9是包括图8中图示的RFDC和DAC电路的第一级采样器的积分器的详细电路。

图10示出了与图9相关的子采样块的波形。

具体实施方式

其后将参考其中示出了本发明的实施例的附图来更全面地描述本发明构思的实施例。然而，该发明构思可以按照许多不同形式实施，并不应被解释为限于这里阐明的实施例。相反，提供这些实施例，使得该公开将是彻底和完整的，并将向本领域技术人员全面传达本发明构思的范围。在图中，为了清楚可夸大层和区域的尺寸和相对尺寸。相同的附图标记始终表示相同的元件。

在说明书中，片外器件不仅描述只在芯片外部的器件，而且描述通过和诸如三极管、电感器、电阻器和电容器的传统集成电路器件相同的制造处理难以制造的器件。这是因为即使片外器件也可通过各种方法连接到在封装内部的电路块，并且可制作包括片外器件的一块芯片的封装。在一些情况下，可以连同片外器件一起在同一模子（die）上实施集成电路芯片。

一般来说，在接收机中，通过RF混频器将经过输入级的第一滤波器的信号变换为低频带。将变换为低频带的信号施加到模拟滤波器集成电路，并且该模拟滤波器集成电路附加地减少带外信号的剩余部分。在该情况下，该模拟滤波器集成电路中需要的第二滤波器的特性应满足接收机需要的线性。而且，第二滤波器应具有以下特性，即，使得接收机的SNR上由模数变换器的采样生成的锯齿噪声的效果小。

为了获得在第一SAW滤波器之后需要的附加滤波器特性，可实施I/Q混频器和低通滤波器（LPF）的集成电路。如果混频器将RF信号变换为低频带一次，则容易地设计模拟滤波器集成电路。

如果实施I/Q混频器和LPF的集成电路，则可以不使用片外器件。然而，当需要的数据量逐步增加时，高端应用领域的移动通信接收机需要容纳多输入多输出（MIMO）和载波聚合（CA）的接收机。由此，由于并行路径的接收机结构对于执行并发操作是必要的，所以接收机复杂性迅速增加。此外，由于信道带宽也可变以有效使用信道，所以模拟LPF的设计变得复杂。由此，越来越难以设计接收机。

接收机应支持传统多模式并还应支持用于区域兼容性的多频带。具有先进特征的通信器件应容纳用于无线局域网（LAN）或GPS的接收模式。在一个芯片上集成所有东西越来越增加设计难度。为了实施最新的多功能接收机结构，必须尝试比较简单的实施方法。

下面将描述传统接收机结构。

图1是基于传统集成电路的接收机的框图。图2示出了图1中图示的接收机的框图中依次出现的波形。

图1的接收机结构典型地代表各种接收机结构之中的直接变换接收机的结构。

在图1的接收机中，通过天线2接收的信号由预滤波器4进行带通滤波，并通过LAN 101放大，并然后通过信道混频器102和104被频率变换为低频带。在频率变换后的信号由LPF 105和109通过信道进行低频滤波之后，它们由可变增益放大器（VGA）106和110放大，使得ADC 107和112能接收具有固定幅度的信号。包括用于进行预处理的数字预处理器210和用于执行调制/解调功能的数字调制解调器220的数字集成电路200对A/D变换后的信号进行数字化处理，以将它们提供到系统外围设备300。

由于在如图1的传统接收机中难以实施仅从高RF频带中挑选期望信号的滤波器，所以传统接收机具有以下结构，在将信号频率降低为低频率一次之后，使用模拟滤波器来获得期望信号。

如果通过天线2接收图2的F1的信号波形，则预滤波器4执行预处理以输出信号波形F2。混频器102和104接收信道信号，以输出如同信号波形F3的被变换为低频率的信号。LPF105和109对从混频器102和104输出的信号分别执行低频滤波，以输出图2的信号波形F4。在图2中，水平轴代表频率，并且垂直轴代表信号的电压电平。

由于使用混频器的低频变换最终降低将模拟信号变换为数字信号的ADC的操作频率，所以ADC的实施例变得容易。如果使用可变放大器将在ADC中输入的信号的幅度固定为任何参考幅度，则ADC的动态范围被设计得相对小，并由此可容易地实施电路。

由于位于混频器的下一级的模拟滤波器使用模拟设计技术，所以难以改变滤波器的通带频率。由此，必须针对正通过天线接收的每一信道信号使用一个模拟滤波器。为了实现这个，包括用于合成向模拟混频器供应的本地振荡器（LO）的频率的频率合成器108。如果使用频率合成器108使得每一中心频率被供应到混频器，则变换为低频带的信号的中心频率是固定的。

由于如图1那样的传统接收机不得不在执行AD变换之前滤除不期望的干扰信号，所以该接收机需要诸如频率合成器、混频器、滤波器和可变增益放大器的器件。这些器件是处理模拟信号的块。需要许多时间来设计这些器件，并且只要处理升级就不得不重新设计这些器件。

如图1那样的传统接收机的缺点在于功耗、芯片面积和快速市场适应性。

与如图1那样的传统接收机决裂的、包括许多数字设计元件的无线发射机/接收机可按照很多方式补偿当使用模拟设计方法时出现的缺点，但是实际实现无线发射机/接收机存在许多困难。

在无线接收机直接采样高频带信号以执行数字信号处理的情况下，由于模数变换器（ADC）在按照非常高频率操作的同时不得不具有高比特分辨率，所以难以利用已知技术来实现无线接收机。这是因为难以满足奈奎斯特定理，即，仅当ADC的采样频率至少是载波信号的两倍（信号带宽/2）时，才可恢复信号。为了处理2GHz频带的信号，应实施具有4GHz采样频率的ADC。为了不仅接受操作速度而且接受大输入信号，ADC的动态范围应该大。即使实施这样的ADC，由于ADC的数据的输出速度非常高，所以位于ADC的后级的数字处理器难以处理数据。数字处理器中的功耗由于高处理速度而非常大。

图3是理论子采样接收机的方框结构图。参考图3，子采样接收机包括在数字预处理器210的前级处的预滤波器4、可变增益低噪声放大器（LNA）101、抗锯齿滤波器114和子采样ADC107。

图3的概念结构提供了本发明构思的接收机结构的基础。

子采样方法是使用与信号的载频相比具有低采样频率的时钟、将信号变换为低频带的方法。该方法具有以下特性，即，与一般奈奎斯特采样方法相比，通过锯齿将位于与采样频率（f_s）的倍数对应的位置处的所有信号与最后采样的信号重叠。由此，抗锯齿滤波器不得不位于ADC的前级。然而，半导体集成电路具有以下难度，即，实施在针对RF频带中的期望带内信号具有高选择性的同时、能大大降低带外信号的RF滤波器。诸如SAW滤波器的片外滤波器的性能已连同技术进步一起被大大改善。由于精细制造处理的发展以及电路实施技术的发展，使得ADC已在SNR或操作速度方面被大大改善。

在本发明构思中，通过基于能够子采样的ADC的结构以及SAW滤波器的特性、构造RF到数字变换器，来实施子采样接收机，使得其可应用到高端应用领域。要在子采样接收机中使用的基于ADC的RF到数字变换器的条件如下。

首先，为了在子采样接收机中使用基于ADC的RF到数字变换器，当信号具有高载频时，应使得信号降低最小化。为了实现这个，带宽应该大到使得输入信号的采样器负荷变小。第二，子采样接收机具有使得功耗最小化的目的，但是必须使得采样频率高于特定频率以使得折叠噪声最小化。第三，基于ADC的RF到数字变换器应在具有高采样频率的同时、不仅变换期望的带内信号而且变换不期望的带内信号。基于ADC的RF到数字变换器应具有低噪声功率信号，以使得RF到数字变换器的前级的放大增益负担最小化。由此，RF到数字变换器应具有宽动态范围。第四，应控制使得由于子采样导致的I/Q RFDC（I/Q ADC）的输出信号I和Q具有正交关系。为了实现此，应校正在I/Q RFDC中正输入的I/Q RFDC时钟输入之间的相位差。I/Q时钟之间的相位差具有特定值，以在输出信号之间具有正交关系。

本发明构思的子采样接收机满足ADC的条件，并且还有利地按照多频带多模式、多输入多输出（MIMO）和载波聚合（CA）起作用，以适于高端应用。即使子采样接收机使用片外RF滤波器，组成块之中的模拟区域的块也被显著减少，并且大部分组成块可被变换为数字电路。在将本发明构思应用到具有诸如多频带、多模式、MIMO、和载波聚合的功能的复杂接收机以提供高用户数据速率的情况下，由于模拟区域的块被最小化的结构使得接收机的结构变得简单。

图4是根据本发明构思的一些实施例的子采样接收机的框图。

参考图4，该接收机包括RF前端部分400、模数变换部分510、信号处理部分520和检测控制部分550。

RF前端部分400对带通和放大的信号再次进行带通滤波，以去除除了频带信号之外的噪声和干扰信号。

模数变换部分510根据时钟信号对期望信号频带的载频执行子采样，根据时钟信号对期望信号频带执行过采样，将从RF前端输出的模拟信号变换为DC频带或中频频带的、并具有处理期望信号和该期望信号附近的不期望信号的动态范围的数字信号。

信号处理部分520对从模数变换部分510输出的数字信号进行数字化预处理和解调。

RF前端部分400包括带通预滤波器410、放大器420和带通级间滤波器430。带通预滤波器410使得具有高载频和特定信号带宽的模拟信号通过频带，并降低滤波频带外噪声或干扰信号。放大器420根据可变增益控制信号放大带通信号。带通级间滤波器430使得带通和放大的信号再次通过频带，并降低除了频带信号之外的白噪声和干扰信号。

检测控制部分550包括IQ_CLK生成和I/Q相位调整器530以及I/Q失配检测器和I/Q控制器540。

IQ_CLK生成和I/Q相位调整器530接收子采样时钟以生成I_CLK和Q_CLK，并将它们提供到I/Q ADC510。IQ_CLK生成和I/Q相位调整器530接收通过反馈环的自动相位控制信号或预定相位控制预置信号，使得I/Q数字信号输出具有正交关系。响应于自动相位控制信号或相位控制预置信号，IQ_CLK生成和I/Q相位调整器530控制I/Q时钟的相位，使得I/Q数字信号输出具有正交关系。

I/Q失配检测器和I/Q控制器540从信号处理部分520接收I/Q信号，以确定I/Q信号之间的失配，并然后生成控制信号，用于补偿所检测的失配，以将其应用到IQ_CLK生成和I/Q相位调整器530。该控制信号就是自动相位控制信号。

包括信号预处理器的信号处理部分520可包括抽选（decimation）滤波器，用于将来自模数变换部分的输出信号的期望信号频带的采样率降低为所设置的整数比率或分数比率；混频器，用于进行数字化的信号的载频变换；信道选择滤波器，用于仅使得期望频带的信号低通；可变增益放大器和控制器，用于使得通过该信道选择滤波器的信号具有特定幅度的输出。信号处理部分520可进一步包括用于去除IQ失配或DC偏移的IQ失配/DC偏移去除器、和用于检测信号幅度的检测器中的至少一个。

在RF前端部分400中，带通预滤波器410、放大器420和带通级间滤波器430之间的信号连接形式可以依次是单端－单端－单端、单端－单端－单端到差分、单端－单端到差分－差分、以及单端到差分－差分－差分中的一个。

RF前端部分400的放大器420和级间滤波器430中的每一个可利用一个或多个块实施。

IQ_CLK生成和I/Q相位调整器530控制向I/Q RFDC510施加的两个输入时钟之间的相位差，以保证I/Q数字信号输出的正交相位关系。

为了使得具有如图4的结构的子采样接收机正确操作，抗锯齿滤波器（即，位于模数变换部分510的前级的带通级间滤波器430）的特性应该较好。即，带通级间滤波器430应具有对于RF频带中的带内信号的高选择性和对于RF频带中的带外信号的大降低特性。

因此，如图5中图示的，包括片外RF预滤波器4、可变增益低噪声放大器420、级间片外RF滤波器430、使用子采样方法将RF频带的信号直接变换为DC频带或IF频带的RF到数字变换器510、以及数字预处理器520的接收机可被实施为替换例。

图5是根据本发明构思的一些其他实施例的子采样接收机的框图。

参考图5，对通过天线2输入的信号进行带通滤波的片外RF预滤波器4位于集成电路芯片570外部。天线2仅被图示为解释接收机，并在接收机的应用中不是必需的。

对预滤波器4的输出进行放大的可变增益低噪声放大器420可被实施在集成电路芯片570内部。

在对低噪声放大器420的输出信号进行带通滤波的同时具有单端到差分功能的平衡类型的级间片外RF滤波器430位于集成电路芯片570外部。

接收子采样时钟I和Q以及级间片外RF滤波器430的差分输出信号的基于ADC的I/Q RFDC510可被实施在集成电路芯片570内部。

子采样时钟I和Q具有任何相位差，使得基于ADC的I/Q RFDC510的输出信号I和Q具有正交关系。

处理数字输出信号的数字预处理器520和数字调制解调器530可被实施在集成电路芯片570内部。

片外RF预滤波器4可由单一滤波器或双工器实施，并不得不与RF开关链接，以应用到多个频带。

在图5中，片外RF带通滤波器430可包括单端片外RF滤波器431和单端到差分缓冲器432，如附图标记A1图示的那样。

I/Q RFDC510具有使得接收机操作为直接变换接收机或低IF变换接收机的结构。I/Q RFDC510可被实施为独立路径。当I/Q RFDC510具有低IF结构时，I/Q RFDC510可通过使用I/Q路径RFDC之间的信号交换，来生成附图标记A2图示的具有一个边带的输出。I/Q RFDC510可具有复杂采样的功能。

图6示出了在图4或图5的子采样接收机的框图中依次出现的输入/输出信号的波形。

参考图6，如果通过天线2向预滤波器4接收信号波形F10，则预滤波器4执行预处理以输出信号波形F11。级间片外RF滤波器430使用直接抗锯齿滤波方法对从放大器420输出的信号进行滤波，以输出如同信号波形F12的信号。在图6中，水平轴代表信号频率，而垂直轴代表信号的电压电平。

如信号波形F12中图示的，片外滤波器具有对于带内信号的高选择性，并大大衰减带外信号，使得后级的ADC可通过子采样操作来容易地执行带内信号的倾斜（declining）变换。

由于第二片外RF滤波器430被实施在LNA的后级，所以子采样接收机可被应用到高端应用领域。

可用作片外RF滤波器的部分的示例是SAW滤波器、FBAR滤波器等。

图7A是通过图4或图5的子采样接收机的框图出现的信号的频率特性图。图7B是图示了向图4或图5应用的SAW滤波器的产品和操作的图。图7C是图示了向图4或图5应用的FBAR滤波器的产品形式的图。

图7B中图示的SAW滤波器描述了表面声波滤波器。使用电磁波的表面波执行滤波的SAW滤波器基于将压电材料的机械振动变换为电信号的压电原理对信号进行滤波。如果将相对快的电磁波变换为慢的声波，则仅期望频率的波长通过。如图7B中图示的，如果梳子形状的两个金属板被布置为在压电材料的两面分别脱离（dislocated），并然后从一面输入电信号，则在压电材料上生成SAW（表面弹性波）。称为表面弹性波的机械振动在另一面再次被变换为电信号。如果压电材料自己的表面弹性波频率与输入的电信号的频率不同，则不传送信号，并且信号消失。即，滤波器仅使得与滤波器自己的机械频率具有相同频率的信号通过。由此，SAW滤波器是带通滤波器（BPF）。由于SAW滤波器与使用LC谐振原理的滤波器相比具有窄带宽，所以它可几乎完全滤除不必要的频率的信号。当必须精确滤除期望频率的信号时，很好地采用SAW滤波器。与具有类似性能的陶瓷滤波器相比，SAW滤波器的尺寸相对小。

图7C中的薄膜腔声谐振器（FBAR）滤波器是用于使用压电效果进行通信的滤波器。FBAR使用RF磁控溅射方法在硅基板上沉积作为压电材料的氧化锌（ZnO）或氮化铝（AlN），以生成压电现象。谐振在特定频带中发生，并且使用该谐振来执行滤波。

如果将电信号输入到上电极或下电极，则由于压电现象而发生谐振，并且使用从该谐振生成的体声波（BAW）。如果BAW频率等于输入的电信号的频率，则谐振现象出现，并且通过FBAR滤波器来实施使用谐振现象的谐振器。可实施使用FBAR滤波器的双工器。

参考图7A，图示了片外RF滤波器的使用效果。

在传统集成电路接收机中，使用混频器来仅选择期望信号。其频率由混频器降低的信号被下滤波。使用混频器的理由是因为难以实施仅能处理RF频带中的期望RF频带的信号的集成电路。

然而，在根据本发明构思的接收机中，通过使用片外滤波器代替集成电路，去除了在传统集成电路接收机中必须使用的许多构成块。由此，通过图7A代表片外RF滤波器的特性，并且改善了所发明的结构的效果。

附图标记S2代表SAW滤波器的特性，并且附图标记S1代表LNA增益控制的特性。附图标记S3代表在前端部分处发生的带外衰减的特性。使用LC负载，并且示出了LNA的带通特性。在图7A中，水平轴代表频率，并且垂直轴代表抑制比。

图7A中的图表仅是使用实践部分测量的示例，以验证本发明构思的有效性或预测效果。由此，由于向子采样接收机应用的SAW滤波器或FBAR滤波器的特性具有改进或修改的空间，所以实施本发明构思没有问题。图7A的图表示出了可真实实施已经存在的理论子采样接收机。

图8是根据本发明构思的一些其他实施例的接收机框图。

在图8中，采用离散时间△－∑ADC511，来使用第二片外RF滤波器430实施子采样接收机。

图5的接收机是专注于采用第二片外RF滤波器的概念结构的接收机。图8的接收机是真实实施以下结构的接收机，该结构采用第二片外RF滤波器430并完全满足基于ADC的RFDC的需求。

在图8中，△－∑ADC 511取决于采样器的位置被划分为离散时间类型△－∑ADC和连续时间类型△－∑ADC。当采样器位于前面时，△－∑ADC 511成为离散时间类型△－∑ADC，而当采样器位于滤波器的后面时，△－∑ADC 511成为连续时间类型△－∑ADC。

在这两者类型之间，离散时间类型△－∑ADC具有相对优秀的特性。该特性可包括低噪声电平和宽带宽。该特性对于以下条件是有利的，即，由于子采样导致的噪声应被最小化，并且采样频率应该高。

离散时间类型△－∑ADC 511包括I/Q路径和时钟发生器518。时钟发生器518可包括用于校准向I/Q RFDC施加的I/Q RFDC时钟输入之间的相位差的组成部分，使得由于子采样导致的I/Q RFDC（I/Q ADC）的输出信号I和Q具有正交相位关系。

作为图8的下部中图示的组成部分的ADC的一条路径可包括在离散时间域中操作的DAC＆积分器＆加法器514、多比特量化器515、解码器＆DEM（动态元素匹配）块516和输出缓冲器517。

可选块513可位于I/Q路径的前级。可选块513可按照复杂变换方法和一般正交变换方法操作，该复杂变换方法与I/Q路径的ADC输入信号链接来操作，该一般正交变换方法接收I/Q路径的ADC输入信号来操作。

图9是包括图8中图示的RFDC和DAC电路的第一级采样器的积分器的详细电路。

图8的ADC 511使用多比特量化器515。与多比特量化器515的输出端连接的解码器＆DEM516将数字输出值反馈到DAC＆积分器＆加法器514。

由于具有数字输出值负反馈要被输入到第一级采样器部分的结构，所以在图9中，实施具有合并电容性DAC电路的子采样器，以便容易地实施电路并迅速设置第一级积分器。

在图9中，子采样器514a包括第一子采样器组SG1、第二子采样器组SG2和比较器C1。

子采样器组中的采样电容器Cs和当执行采样时接收PHID时钟的开关一起构成子采样器。

由于ADC的输入信号是RF信号，所以当在功率采样器中输入信号时，必须加宽带宽并改进信号的线性。在图9中，使用自举电路来生成PHID时钟信号。和一般时钟信号相比，生成的PHID时钟信号大。

图10示出了与图9相关的子采样块的波形。

参考图10，当实施子采样接收机时，示出了对RF频带的信号执行子采样的时钟驱动方法。如图10中图示的，可使用与芯片的电源电压的电平相比自举的时钟（波形W1）、使用将跟随输入信号的改变的信号的幅度添加到自举时钟信号的幅度的时钟信号（波形W2）的时钟方案、或电源电压的幅度跟随输入信号的改变的时钟（波形W3）。

根据本发明构思的实施例，通过在使用子采样方法将接收的RF信号变换为IF信号或DC信号的同时对期望频带信号执行过采样，即使期望信号附近的噪声信号也被变换为数字信号。由此，期望信号附近的噪声信号可被数字化处理。通过应用第二片外滤波器以加强RF前端的功能，降低了RF接收机芯片的面积、设计成本和功耗。

如果接收机的功能块尽可能地在数字区域中设计，则其被容易地应用到多标准，并且只要升级处理，就可通过数字设计改变来解决问题。结果，提供了具有缩短的上市时间（time-to-market）的数字接收机。

前面是本发明构思的说明，并不被解释为其限制。尽管已描述了本发明构思的几个实施例，但是本领域技术人员将容易地认识到，实施例中的许多修改是可能的，而不实质上脱离本发明的新颖教义和优点。因此，所有这样的修改意欲被包括在权利要求中限定的本发明的范围中。本发明由以下权利要求限定，其中包括权利要求的等效。

Claims (21)

1.一种接收机，包括：

RF前端部分，用于对首次通过频带并被放大的信号进行二次带通滤波，以减弱除了频带信号之外的噪声和干扰信号；

模拟数字变换部分，用于根据时钟信号对期望信号频带的载频执行子采样，根据时钟对期望信号频带执行过采样，将从该RF前端部分输出的模拟信号变换为DC频带或中频频带的、并具有能够处理期望信号和该期望信号附近的不期望信号的输入信号范围的数字信号；

信号处理部分，用于对从该模拟数字变换部分输出的数字信号进行数字化预处理和解调；和

检测控制部分，用于检测从该信号处理部分输出的数字信号的I/Q信道数据之间的失配，并控制所述时钟信号的相位。

2.根据权利要求1的接收机，其中该RF前端部分包括：

带通预滤波器，用于对具有比子采样时钟的频率高的载频、和任意信号带宽的模拟信号进行带通滤波，并减弱在该滤波频带之外的噪声或干扰信号；

放大器，用于根据可变增益控制信号来放大通过该带通预滤波器的模拟信号；和

带通级间滤波器，用于对从该放大器输出的模拟信号进行带通滤波，并减弱在该滤波频带之外的白噪声或干扰信号。

3.根据权利要求1的接收机，其中该模拟数字变换部分输出该数字信号作为I信道数据和Q信道数据。

4.根据权利要求1的接收机，其中该信号处理部分包括：

抽选滤波器，用于将该模拟数字变换部分的输出信号中的期望信号频带的采样率降低为整数比或分数比；混频器，用于数字信号的载频变换；信道选择滤波器，用于仅使得期望频带的信号低通；可变增益放大器；和控制器，用于使得通过该信道选择滤波器的信号具有特定幅度的输出，和

其中该信号处理部分进一步包括用于去除IQ失配或DC偏移的IQ失配/DC偏移去除器以及用于检测数字信号幅度的检测器中的至少一个。

5.根据权利要求3的接收机，其中该检测控制部分包括：

I/Q失配检测和控制部分，用于检测从该信号处理部分输出的I/Q信道数据之间的失配，并生成用于补偿所检测的失配的自动相位控制信号；和

I/Q_CLK生成和相位控制部分，用于接收子采样时钟以向该模拟数字变换部分提供所述时钟信号作为I_CLK和Q_CLK，并响应于该自动相位控制信号或预置相位控制信号来控制所述I_CLK和Q_CLK之间的相位差，使得所述I/Q信道数据的相位保持正交关系。

6.根据权利要求2的接收机，其中在该RF前端部分的带通预滤波器－放大器－带通级间滤波器之间的信号连接形式是单端－单端－单端、单端－单端－单端到差分、单端－单端到差分－差分、以及单端到差分－差分－差分中的一个。

7.根据权利要求2的接收机，其中该RF前端部分的放大器－带通级间滤波器与一个或多个块彼此组合。

8.根据权利要求5的接收机，其中在将向该模拟数字变换部分施加的公共模拟信号作为I/Q路径信号施加的情况下，该自动相位控制信号是控制该I/Q路径信号的相位和幅度的信号。

9.根据权利要求5的接收机，其中周期性地、连续地、或在特定时间中执行该I/Q信道数据之间的失配补偿。

10.一种接收机，包括：

级间类型的片外带通滤波器，用于接收可变增益放大器的输出以执行直接抗锯齿滤波，该片外带通滤波器按照SAW滤波器或FBAR滤波器的类型实施；

数字信号处理部分，用于对在正接收的数字信号中设置的频带附近的噪声信号进行数字化去除，并对该设置频带内的信号进行数字化处理；和

模拟数字变换器，用于通过使用采样频率时钟，将从该片外带通滤波器输出的模拟信号变换为覆盖能处理期望信号和该期望信号附近的不期望信号的输入信号范围的数字信号，来生成该数字信号处理部分的数字信号。

11.一种接收机，包括：

第一片外滤波器，用于对输入信号进行带通滤波；

单一输入－输出可变增益放大器，用于对从该第一片外滤波器输出的信号进行带通滤波和放大，并将输入信号的范围改变为下一级的输入信号的范围；

第二片外滤波器，由SAW滤波器或FBAR滤波器构成，以对该单一输入－输出可变增益放大器的输出再次进行带通滤波；

基于ADC的RFDC（RF到数字变换器），用于通过使用对信号的载频执行子采样并对期望信号的频带执行过采样的采样频率作为时钟信号，将该第二片外滤波器的输出信号变换为DC频带或中频频带的数字信号，该数字信号具有能够处理期望信号和该期望信号附近的不期望信号的输入信号范围；和

数字处理器，通过数字信号处理对在该RFDC中变换为数字信号的输出执行信号频率变换、信道滤波和可变增益放大、以及采样频率变换。

12.根据权利要求11的接收机，如果该RFDC是I/Q ADC，则进一步包括时钟发生器，用于生成使得该I/Q ADC的输出相位关系保持正交状态的I/Q子采样时钟，并控制所述I/Q子采样时钟之间的相位差。

13.根据权利要求11的接收机，其中该第二片外滤波器具有单端到差分输入/输出结构。

14.根据权利要求11的接收机，其中该第二片外滤波器包括：

SAW滤波器或FBAR滤波器，具有单端到单端输入/输出；和

集成电路，具有单端到差分输入/输出。

15.根据权利要求11的接收机，其中在该RFDC的前级安装的采样器对I信道和Q信道中的第二片外的输出信号进行独立采样，或者通过链接I信道和Q信道来对所述输出信号进行复杂采样。

16.根据权利要求11的接收机，其中该RFDC基于离散时间△－∑ADC结构来实施。

17.根据权利要求11的接收机，其中在将该RFDC按照I/Q路径形式实施的情况下，该RFDC包括：

可选变换块，其能够被包括或去除，用于I/Q复杂变换或I/Q独立变换的选择性操作；

DAC＆积分器＆加法器块，用于处理输入信号和负反馈信号；

多比特量化器，用于将所述DAC＆积分器＆加法器块的输出变换为多数字比特信号；

动态元素匹配（DEM）块，用于对该多比特量化器的输出进行解码，或对通过负反馈输入端接收该量化器的输出的多比特DAC的线性进行加强；

输出缓冲器，用于该I/Q路径的信号输出；和

时钟发生器，用于向所述块提供时钟。

18.根据权利要求15的接收机，其中位于该RFDC的前级的采样器使用与芯片的电源电压的幅度相比大的自举时钟作为开关时钟，使用将跟随输入信号的改变的信号的幅度添加到自举时钟信号的幅度的时钟信号、或使用将电源电压的幅度添加到跟随输入信号的改变的信号的幅度的时钟信号。

19.根据权利要求15的接收机，其中位于该RFDC的前级的采样器具有多比特DAC功能，以便使得该第一积分器具有短建立时间。

20.一种接收机，包括：

第一片外预滤波器组，用于实施多频带接收机；

单一输入/输出可变增益放大器组；和

第二片外预滤波器组，由SAW滤波器组或FBAR滤波器组实施，其中在每一组中，通过简单并行连接、路径多路复用或切换来选择性地连接信号路径，并将信号通过该信号路径传送到后级的RFDC。

21.根据权利要求20的接收机，其中所述滤波器组彼此平行，以执行多输入多输出（MIMO）或载波聚合（CA）的并发操作。

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