KR20150035819A - 멀티플렉스 대역에서 유용한 신호를 검색하는 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 ΔB보다 더 큰 스펙트럼 폭을 갖는 멀티플렉싱 대역에서 기정의된 스펙트럼 폭(ΔB)의 유용한 신호의 유무를 검색하는 방법(50)에 관한 것으로, 상기 방법은
- 멀티플렉싱 대역에서 파워 스펙트럼 밀도를 나타내는 주파수 신호를 계산하는 단계(51):
- ΔB 이하의 스펙트럼 폭을 갖는 신호들 모두 또는 일부를 억제할 수 있는 필터에 의한 주파수 신호의 필터링에 의해 유용하지 않은 신호를 계산하는 단계(54):
- 주파수 신호 대 유용하지 않은 신호의 비를 나타내는 출력비 신호를 계산하는 단계(56); 및
- 출력비 신호를 기정의된 임계치와 비교하는 단계(57)를 포함한다.
본 발명은 또한 컴퓨터 프로그램 제품, 수신기 유닛, 및 이런 수신기 유닛을 포함한 디지털 통신 시스템(10)의 스테이션(30)에 관한 것이다.

Description

멀티플렉스 대역에서 유용한 신호를 검색하는 방법{METHOD FOR SEARCHING FOR A USEFUL SIGNAL IN A MULTIPLEXING BAND}

본 발명은 디지털 통신 분야에 속하며, 보다 상세하게는 ΔB보다 큰 스펙트럼 폭을 갖는 공유 주파수 대역에서 기정의된 스펙트럼 폭(ΔB)의 유용한 신호의 유무를 검색하는 것에 관한 것이다.

디지털 통신 시스템에서, 단말기로부터 스테이션으로 유용한 신호의 전송을 위해 "멀티플렉싱 대역"이라고 하는 동일한 주파수 대역을 이용하는 것이 알려져 있다.

일반적으로, 유용한 신호들은 동일한 스펙트럼 폭을 갖고, 상기 스펙트럼 폭은 스테이션에 의해 사전에 알려져 있다. 소정의 경우, 복수의 가능한 스펙트럼 폭들을 갖는 것이 또한 가능하며, 모든 스펙트럼 폭들은 스테이션에 의해 사전에 알려져 있다.

또한, 유용한 신호들이 전송될 수 있는 중앙 주파수들은, 가장 일반적인 경우, 스테이션에 의해 사전에 기정의되고 알려져 있다. 이로써, 멀티플렉싱 대역으로 전송되는 유용한 신호의 유무를 찾는 것은 각각의 가능한 중앙 주파수들에 대한 출력 검출로 제한될 수 있다.

그러나, 유용한 신호들의 중앙 전송 주파수는 미리 알려지지 않는 경우들이 있다.

예컨대, PCT 국제출원공개번호 WO 2011/154466는 유용한 신호의 스펙트럼 폭(ΔB)이 수 헤르쯔에서 수백 헤르쯔 범위에 있는 협대역 디지털 통신 시스템을 기술하고 있다.

또한, FSFDMA(Forced Statistical Frequency Division Multiple Access)을 보장하기 위해, 상기 유용한 신호들의 주파수 드리프트는 스펙트럼 폭(ΔB)보다 더 크다.

따라서, 이런 경우, 유용한 신호들은 디지털 통신 시스템 스테이션에 의해 수신될 수 있는 중앙 주파수들을 미리 알 수 없는 것을 알 수 있다. 따라서, 멀티플렉싱 대의 유용한 신호의 존재에 대한 검색은 전체 멀티플렉싱 대역에서 수행되어야 하며, 따라서 유용한 신호가 스테이션에 의해 수신된 (시간에 따라 변한다면, 적어도 초기에) 중앙 주파수에 대한 검색에 의해 달성되어야 한다.

이런 공동 실재와 중앙 주파수 검색은, 특히 멀티플렉싱 대역이 유용한 신호들의 스펙트럼 폭(ΔB)보다 상당히 더 크다면, 달성하기 복잡할 수 있다.

본 발명은, 간단하고 강건한 형태로 멀티플렉싱 대역에 사전에 알려지지 않은 중앙 주파수를 갖는 유용한 신호의 유무에 대해 검색할 수 있는 방안을 제공함으로써, 종래 기술의 방안들의 한계들, 특히 상술한 한계들 모두 또는 일부를 극복하는 것을 목적으로 한다.

또한, 본 발명은 또한, 적어도 소정의 실시예들에서, 에러가 전혀 없이 디코딩될 수 있는 유용한 신호들을 단지 검출할 수 있는 방안을 제공하는 것을 목적으로 한다.

이를 위해, 그리고 제 1 태양에 따르면, 본 발명은 전체 신호에서 유용한 신호의 유무를 검색하는 방법에 관한 것으로, 상기 유용한 신호는 ΔB보다 더 큰 스펙트럼 폭을 갖는 멀티플렉싱 대역에서 단말기에 의해 전송된 기정의된 스펙트럼 폭(ΔB)을 갖는 무선신호에 해당하고, 상기 전체 신호는 멀티플렉싱 대역에 수신된 모든 무선신호에 해당한다. 검색 방법은:

- 멀티플렉싱 대역의 기본 주파수로 샘플화된 전체 신호의 파워 스펙트럼 밀도를 나타내는 주파수 신호를 계산하는 단계;

- 상기 주파수 신호에서 ΔB 이하의 스펙트럼 폭을 갖는 신호들 모두 또는 일부를 주로 억제할 수 있는 필터에 의한 주파수 신호의 필터링에 의해 "유용하지 않은 신호"라고 하는 신호를 계산하는 단계;

- 각 기본 주파수에서, 주파수 신호 대 유용하지 않은 신호의 비를 나타내는 "출력비 신호"라고 하는 신호를 계산하는 단계; 및

- 출력비 신호를 기정의된 임계치와 비교하는 단계를 포함하고, 상기 출력비 신호가 상기 임계치보다 더 큰 로컬 최대값을 갖는 기본 주파수는 전체 신호에서 유용한 신호의 중앙 주파수인 것으로 간주된다.

이런 검색 방법은 주파수 신호가 획득된 다음 몇몇 동작들을 필요로 하기 때문에 상대적으로 실행하기가 간단하다. 특히, 유용하지 않은 신호를 계산하는데 사용된 필터는 간단한 유한 임펄스 응답 필터일 수 있다.

유용하지 않은 신호를 계산하는데 사용된 필터는 주파수 필터로서, 즉, 주파수 필드에서, 다른 기본 주파수들에 해당하는 주파수 신호의 다른 샘플들의 선형 조합을 수행하는 것에 더 유의해야 한다.

따라서, 이 주파수 필터의 애플리케이션은 컨볼루션의 필요한 계산 시간에 해당하는 지연과 다르지 않은 지연을 도입하고 쉽게 보상될 수 있는 주파수 이동만을 도입한다. 따라서, 다른 연속한 시간들에 대해 얻은 샘플들에 적용된 시간 필터의 사용은 상기 시간 필터의 순서에 의존하는 지연을 필수적으로 도입하는 반면, 주파수 필터의 사용에 의한 검색 방법은 전체 신호에서 유용한 신호를 신속히 검출할 수 있다.

이런 검색 방법은 유용한 신호가 전체 신호에 있는지 여부를 결정하는데 유용한 신호가 각 기본 주파수에서 가진 신호 대 노이즈/간섭 비를 나타내는 출력비 신호를 사용하기 때문에 더 강건한다.

실제로, 유용하지 않은 신호는, 각 기본 주파수에서, 이 기본 주파수에 수신된 전력을 나타내고, ΔB 이하의 스펙턱럼 폭의 신호들(및 이에 따라 전체 신호에 가능하게 있는 유용한 신호들 모두를)은 사전에 억제된다.

주파수 신호는, 각 기본 주파수에서, 이 기본 주파수에 수신된 전체 출력을 나타내며, 전체 출력은 가능하게는, 이 기본 주파수에 있는 유용한 신호의 출력으로 누적된, 이 기본 주파수에 유용하지 않은 신호의 출력에 해당한다.

특정 실시예에서, 검색 방법은 별도로 취해지거나 모든 기술적으로 가능한 조합들에 따라 하나 또는 복수의 하기의 특징들을 포함한다.

특정 실시예에서, 기본 주파수는 ΔB 보다 더 작은 샘플링 간격 Δb 만큼 이격되고, 상기 방법은 기본 주파수에 대해 ΔB와 실질적으로 폭이 같은 슬라이딩 윈도우로 주파수 신호를 평균함으로써 "평균 신호"라고 하는 신호를 계산하는 단계를 포함한다. 이 경우, 유용하지 않은 신호는 평균 신호의 필터링에 의해 계산되고, 출력비 신호는, 각 기본 주파수에서, 평균 신호 대 유용하지 않은 신호의 비를 나타내는 것으로 계산된다.

이런 평균으로 인해, 실질적으로 스펙트럼 폭(ΔB)의 각 대역에서 전력은 실질적으로 대역폭(ΔB)의 대역 중심에 실질적으로 위치된 기본 주파수 주위에 집중된다. 이로써, 특히, 유용한 신호의 존재시, 평균 신호는 상기 유용한 신호의 실제 중앙 주파수에 가장 가까운 기본 주파수 수준에서 로컬 최대값을 갖는 사실로 인해 유용한 신호의 검출이 향상되나, 이는 주파수 신호에서 반드시 그러한 것은 아니다.

또한, 특히 유용한 신호의 중앙 주파수의 정확도를 향상시키기 위해 ΔB보다 훨씬 더 작은(가령, ΔB/4보다 작은) 샘플링 간격(Δb)을 고려하는 것이 이점적이다. 그런 후 출력 집중은 유용한 신호의 전력이 주파수 신호의 복수의 인접한 샘플들에 대해 분포되기 때문에 늘 더 이점적이다.

특정 실시예에서, 임계치는 에러를 갖는 유용한 신호를 디코딩할 확률이 5% 미만, 바람직하게는 1% 미만인 출력비 신호 값으로 미리 정해진다.

"에러를 갖는 유용한 신호를 디코딩할 확률"은 심볼들의 복호화(BPSK, DBPSK, QPSK, 16QAM, 등) 후에 그리고 채널 코딩이 유용한 신호를 전송한 단말기에 의해 수행되었다면 채널 디코딩 후에 얻은 비트들 중에서 적어도 하나의 거짓 비트를 물리적 계층의 수준에서 갖는 확률을 말한다.

출력비 신호에 대한 이런 임계치 선택은 높은 확률을 가지며 에러 없이 디코딩될 수 있는 유용한 신호들에 대한 검출을 제한할 수 있다는 점에서 이점적이다. 출력비 신호는 유용한 신호가 각 기본 주파수에 있을 수 있는 신호 대 노이즈/간섭비를 나타내는 사실로 인해 이런 임계치 선택이 가능하므로, 적용된 임계치는 가령 시뮬레이션에 의해 미리 정의될 수 있다.

에러를 갖는 유용한 신호를 디코딩할 확률이 낮은 이러한 기준은 높은 검출 확률의 기준과 매우 다른 것에 유의해야 한다. 실제로, 이 특정 실시예에서, 거의 에러가 없는 디코딩을 갖도록 보장되는 유용한 신호들만이 검출된다. 따라서, 에러를 가진 유용한 신호들을 디코딩할 확률이 너무 높다면, 유용한 신호는 검출되지 않을 것이며, 이로써, 검출 확률이 낮아질 수 있다.

이런 실시예는, 가령, 동일한 유용한 신호가 각 단말기에 의해 여러 번 재전송되는 사실로 인해, 바람직하게는 저성능 검출 확률을 허용할 수 있는 디지털 통신 시스템을 목적으로 한다.

대응하는 것으로, 이런 검색 방법은 유용한 신호들을 디코딩하도록 의도된 스테이션의 계산 능력의 이용을 최적화할 수 있는데, 상기 계산 능력은 디코딩되기에 충분히 유력한 유용한 신호들의 처리에 주로 사용되기 때문이다.

제 2 태양에 따르면, 본 발명은 하나 또는 복수의 프로세서들에 의한 실행시, 본 발명에 따른 유용한 신호의 유무를 검색하는 방법을 실행하는 프로그램 코드 명령어 세트를 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품에 관한 것이다.

제 3 태양에 따르면, 본 발명은 스펙트럼 폭(ΔB)보다 더 큰 스펙트럼 폭을 갖는 멀티플렉싱 대역으로 단말기에 의해 전송된 기정의된 ΔB의 무선신호에 해당하는 유용한 신호를 수신하기 위한 유닛에 관한 것으로, 상기 수신기 유닛은 본 발명의 방법에 따른 멀티플렉싱 대역에 유용한 신호의 유무를 검색하도록 구성된 수단을 구비한다.

제 4 태양에 따르면, 본 발명은 본 발명에 따른 수신기 유닛을 포함한 디지털 통신 시스템의 스테이션에 관한 것이다.

본 발명의 내용에 포함됨.

본 발명은 도면과 연계해 비제한적인 예로써 주어진 하기의 설명을 읽을 때 더 잘 이해될 것이다.
도 1은 디지털 통신 시스템의 개략도이다.
도 2는 유용한 검색 방법의 주요 단계들을 도시한 도면이다.
도 3a 내지 도 3d는 도 2의 검색 방법의 단계들의 출력시 얻은 주파수 신호들의 예들이다.
이들 도면에서, 한 도면에서 또 다른 도면으로 동일한 참조부호는 동일하거나 유사한 요소를 나타낸다. 명확히 하기 위해, 도시된 요소들은 달리 언급되지 않는 한 비율에 따르지 않는다.

도 1은 복수의 단말기들(20)과 스테이션(30)을 포함한 통신 시스템(10)을 아주 개략적으로 도시한 것이다.

본 발명과 관련해, "스테이션"은 일반적으로 무선신호를 수신할 수 있는 임의의 수신기 디바이스를 의미한다. 스테이션(30)은 가령 단말기들(20) 또는 상기 단말기들(20) 각각에 의해 전송된 데이터를 집중화하는 유무선 통신 네트워크의 액세스 점과 같은 특정 디바이스 중 어느 하나이다.

"무선신호"는 (수 헤르쯔에서 수백 기가 헤르쯔의) 전파의 종래 스펙트럼 내에 또는 이웃 주파수 대역들의 주파수를 갖는 무선수단을 통해 전파하는 전자기파를 의미한다.

단말기(20)로부터 스테이션(30)으로 데이터 전송의 경우가 주로 고려되는 것에 주목해야 한다. 스테이션(30)에서 단말기(20)로 데이터의 가능한 전송은 본 발명의 범위에 포함되어 있지 않다.

단말기(20)는 스펙트럼 폭(ΔM)을 갖는 "멀티플렉싱 대역"이라고 하는 공유 주파수 대역으로 유용한 신호들을 스테이션(30)으로 전송한다.

단말기(20)에 의해 전송된 유용한 신호들은 ΔM보다 더 작은 기정의된 스펙트럼 폭(ΔB)을 갖는다. 바람직하기로, 멀티플렉싱 대역의 스펙트럼폭(ΔM)은 매우 많은 단말기들(20)을 멀티플렉스할 수 있도록 유용한 신호들의 스펙트럼폭(ΔB)보다 상당히 더 크다. 예컨대, 스펙트럼 폭(ΔM)은 스펙트럼 폭(ΔB)보다 적어도 백배 더 크다.

스펙트럼 폭(ΔB 및 ΔM)은 스테이션(30)에 의해 사전에 모두 알려져 있다. 그러나, 단말기(20)가 유용한 신호를 전송하는 중앙 주파수는 스테이션(30)에 의해 반드시 사전에 알려질 필요가 없다. 이것이 가령, 유용한 신호의 주파수 드리프트가 상기 유용한 신호의 스펙트럼 폭(ΔB) 보다 더 클 경우, 상술한 바와 같이 사실이다(국제출원 WO 2011/154466 참고).

하기의 설명은 국제출원 WO 2011/154466에 기술된 바와 같은 디지털 통신 시스템을 고려하나, 이에 국한되지 않으며, 유용한 신호들은 협대역(수 헤르쯔에서 수백 헤르쯔 범위의 스펙트럼 폭(ΔB))을 갖고, 상기 유용한 신호들의 주파수 드리프트는 스펙트럼 폭(ΔB)보다 더 크다.

유용한 신호들의 스펙트럼 폭(ΔB)은 상기 유용한 신호들의 순간 스펙트럼 폭과 일치하는 것에 더 유의해야 한다. 유용한 신호로써 시간에 걸쳐 연이어 취해진 주파수들은 특히, 상기 유용한 신호의 주파수 드리프트로 인해, ΔB보다 더 큰 폭을 갖는 주파수 대역에 해당해야 한다.

따라서, 스테이션(30)은 상기 멀티플렉싱 대역에 있는 유용한 신호들의 중앙 주파수들에 대한 검색과 결부해 전체 멀티플렉싱 대역에서 유용한 신호의 존재에 대해 검색해야 한다.

이를 위해, 스테이션(30)은 특히 멀티플렉싱 대역에 수신된 모든 무선신호들에 해당하는 전체 신호를 수신할 수 있는 수신기 유닛을 포함한다.

수신기 유닛은 아날로그 수신기 모듈과 디지털 수신기 모듈을 포함한다.

아날로그 수신기 모듈은 전체 신호의 주파수를 이동시킬 수 있는 당업자에 알려진 것으로 간주된 수단 세트(안테나, 아날로그 필터, 증폭기, 로컬 오실레이터, 믹서, 등)를 포함한다.

아날로그 수신기 유닛은 멀티플렉싱 대역의 중앙 주파수보다 더 낮은 중간 주파수 주위로 이동된 전체 신호에 해당하고, (알려진 방식으로 위상(I) 및 직교(Q)의 경로들에 해당하는 2개의 아날로그 신호들이 제공되는 경우) 0일 수 있는 아날로그 신호를 출력한다.

디지털 수신기 모듈은, 알려진 방식으로, 아날로그 신호(들)을 나타내는 디지털 신호(St)를 얻기 위해 기정의된 샘플 주기에 따라 아날로그 수신기 모듈에 의해 전달된 아날로그 신호(들)을 샘플링할 수 있는 하나 또는 복수의 아날로그-디지털 컨버터(A/D)를 포함한다.

디지털 수신기 모듈은 A/D 컨버터의 출력시 디지털 신호를 처리하기 위한 유닛을 더 포함한다. 처리 유닛은 특히, 디지털 신호를 기반으로, 하기에 더 상세히 기술된 전체 신호에서 유용한 신호의 유무를 검색하는 방법(50) 단계들을 실행한다.

처리 유닛은 가령 프로세서와, 상기 프로세서에 의해 실행될 경우, 본 발명에 따라 유용한 신호의 유무를 검색하는 방법(50)의 단계들 모두 또는 일부를 실행하는, 프로그램 코드 명령어 세트 형태로 내부에 저장된 컴퓨터 프로그램 제품을 갖는 전자 메모리를 구비한다. 변형으로, 처리 유닛은 상기 검색방법(50)의 단계들 중 모두 또는 일부를 실행할 수 있는 FPGA, PLD 등의 프로그램가능한 논리회로, 타입 및/또는 ASICs(Application-Specific Integrated Circuits)를 포함한다.

도 2는 멀티플랙싱 대역에서 단말기(20)에 의해 전송된 유용한 신호의 존재에 대한 검색 방법(50)의 주요 단계들: 즉,

- 주파수 신호(Sf)를 계산하는 단계(51):

- "유용하지 않은 신호(Snu)"라고 하는 신호를 계산하는 단계(54):

- "출력비 신호(Srp)"라고 하는 신호를 계산하는 단계(56); 및

- 출력비 신호(Srp)를 기정의된 임계치와 비교하는 단계(57)를 도시한 것이다.

도 2에 도시된 실시예에서, 검색 방법(50)은 또한, 상기 주요 단계들 이외에, 후술되는 선택 단계들을 포함한다.

계산 단계(51) 동안 주파수 신호(Sf)는 전체 신호의 파워 스펙트럼 밀도를 나타내고, 상기 파워 스펙트럼밀도를 이하 "PSD"라 한다.

보다 상세하게, 주파수 신호(Sf)는 멀티플렉싱 대역에 규칙적으로 분포된 기본 주파수(fn)(0≤n≤N-1)에서 전체 신호의 파워 스펙트럼 밀도(PSD)에 의해 취해진 값들을 나타내는 N개 샘플들(Sf(n))(0≤n≤N-1)의 형태이며, 샘플링 간격(Δb)은 N·Δb = ΔM인 것으로 가정된다. 다시 말하면:

- Sf = {Sf(n), 0≤n≤N-1}

- Sf(n) ∼ PSD(fn), "∼"는 상당함을 의미함.

- fn = f0 + n·Δb, 0≤n≤N-1.

전체 신호에 있는 있을 수 있는 유용한 신호의 중앙 주파수를 정확히 평가하기 위해, 샘플링 간격(Δb)은 유용한 신호들의 스펙트럼 폭(ΔB)보다 더 작도록 더 선택된다. 바람직한 실시예에서, 샘플링 간격(Δb)은 스펙트럼 폭(ΔB)보다 훨씬 더 작으며, 가령 ΔB/4 보다 작다.

도 2는 주파수 신호(Sf)를 계산하는 단계(51)의 특정 실시예를 도시한 것이다. 이 실시예에서, 주파수 신호(Sf)를 계산하는 단계(51)는:

- 시간 도메인에서 정의된 신호인, 디지털 신호(St)의 고속 퓨리에 변환(FFT)을 계산하는 단계(510);

- 각각 기본 주파수에서, 고속 퓨리에 변환 결과의 모듈러스인 것으로 주파수 신호(Sf)를 계산하는 단계(511)의 서브단계들을 포함한다.

전체 신호를 나타내는 디지털 신호(St)의 파워 스펙트럼 밀도는 고속 퓨리에 변환 결과의 모듈러스의 제곱을 계산함으로써, 각 기본 주파수에서, 얻어지는 것으로 알려져 있다. 따라서, 주파수 신호(Sf)는 하기의 수학식에 의해 전체 신호의 파워 스펙트럼 밀도(PSD)에 연결된다:

도 3a는, 로그자(logarithmic scale)로, 기저대역으로 이동된 전체 신호의 파워 스펙트럼 밀도의 예를 도시한 것이다. 다시 말하면, 도 3a는 주파수 간격[-ΔM/2;ΔM/2]에 분포된 기본 주파수들에 대한 함수 20·log(Sf(n))의 변형을 도시한 것이다.

도 3a에서, 파워 스펙트럼 밀도(PSD)는, 상기 도 3a에서 "DC"라고 하는 원치않는 DC 성분에 해당하는, 0 주파수에 집중된 라인을 포함하는 것에 유의해야 한다. 0 주파수는 일반적으로 매우 혼란스러워:

- 잘못된 검출을 초래할(즉, 0 주파수에 집중된 유용한 신호가 있는 것으로 잘못 생각하는) 원치 않는 DC 성분,

- 유용한 신호들이 있고 0 주파수에 집중되더라도, 에러 없이 이를 디코딩할 확률이 낮다는 사실로 인해 유용한 신호들의 존재에 대한 검색시 종종 무시되는 것이 실제로 당업자에 알려져 있다.

도 2에 도시된 실시예에서, 검색 방법(50)은 "평균 신호"(Sm)라고 하는 신호를 계산하는 단계(52)를 포함한다. 단계 52 동안 계산된 평균신호(Sm)는 기본 주파수(fn)(0≤n≤N-1)에 대한 슬라이딩 윈도우로 기본 주파수(Sf)의 평균에 의해 얻어지며, 상기 슬라이딩 윈도우는 유용한 신호들의 스펙트럼 폭(ΔB)과 실질적으로 같은 폭을 갖는다.

실질적으로 스펙트럼 폭(ΔB)의 대역 중심에 실질적으로 위치된 기본 주파수 주위로 실질적으로 스펙트럼 폭(ΔB)을 갖는 각 대역에서 주파수 신호(Sf)의 이런 평균은 전력을 집중하는데 있다. 이로써, 유용한 신호의 존재시, 평균신호(Sm)는 상기 유용한 신호의 실제 중앙 주파수에 가장 가까운 기본 주파수 수준에서 이론상 로컬 최대값을 포함한, 이는 주파수 신호(Sf)에서는 반드시 그러한 것은 아니다.

따라서, 평균신호(Sm)는, 각 기본 주파수에서, 가능하게는 이 대역에 있는 유용한 신호의 전력으로 누적된, 이 대역에서 유용하지 않은 신호의 전력에 해당하는, 이 기본 주파수에 집중된 스펙트럼 폭(ΔB)의 대역에 수신된 전체 전력을 나타낸다.

가령 평균 신호(Sm)를 계산하는 단계(52)는 하기의 식을 계산하는 것을 포함한다:

여기서,

- h = {h(m), -M/2 ≤ m ≤ M/2}는 평균하기 위해 사용된 슬라이딩 윈도우이고, M은 짝수임,

- Sf(n+m) = Sf(n+m) (0 ≤ n+m ≤ N-1인 경우),

- Sf(n+m) = 0 (n+m < 0 또는 n+m > N-1인 경우).

스펙트럼 폭(ΔB)과 실질적으로 같은 주파수 폭의 평균 윈도우를 갖기 위해, M은 가령 (M-2)·Δb ≤ ΔB ≤ (M+2)·Δb이도록 선택된다.

특정 실시예에서, 사용된 슬라이딩 윈도우는 단순한 직사각형 윈도우이다. 다시 말하면, h(m) = 1/(M+1)(-M/2 ≤ m ≤ M/2)이다. 다른 예들에 따르면, 가능하게는 가중 평균을 나타내는 다른 타입의 슬라이딩 윈도우를 고려한 어느 것도 배제하지 않는다.

도 2에 도시된 특정 실시예에서, 검색 방법(50)은 단계(53)를 포함하고, 상기 단계(53) 동안 평균 신호(Sm)가 신호(Slog)를 계산함으로써 로그자로 변환된다:

Slog(n) = 20·log(Sm(n)), 0 ≤ n ≤ N-1

로그자로 넘기는 것은 출력비 신호(Srp)를 더 간단히 계산할 수 있는 이점이 있다.

도 3b는 도 3a에 도시된 신호로부터 얻은 신호(Slog)를 도시한 것이다. 도 3b에 도시된 바와 같이, 평균은 중앙 주파수 부근 유용한 신호들의 전력의 집중에 의해, 그러나 또한 주파수 신호(Sf)에 있는 노이즈의 파워 스펙트럼 밀도의 요동 감소에 의해, 유용한 신호들에 해당할 수 있는 로컬 최대값(R1,R2,R3)을 도시한 것이다.

도 2에 도시된 특정 실시예에서, 평균 신호(Sm)로부터 발생하고 전체 신호의 파워 스펙트럼 밀도(PSD)를 나타내는 신호(Slog)는 그런 후 2가지 다른 처리 분기들, 즉:

- 유용하지 않은 신호(Snu)가 신호(Slog)로부터 계산되는 제 1 분기(계산단계 54);

- "이동된 신호"(Sd)라고 하는 신호가 신호(Slog)로부터 계산되는 제 2 분기로 전달된다.

제 1 분기에서, 유용하지 않은 신호(Snu)는 ΔB 이하의 스펙트럼 폭을 갖는 신호들 모두 또는 일부를 억제할 수 있는 필터에 의한 신호(Slog)의 필터링으로 계산된다.

따라서, 유용하지 않은 신호(Snu)를 계산하는 단계(54)는 멀티플렉싱 대역에서 신호(Slog)의 주파수 변화의 저역필터링을 수행한다. 실제로, 좁은 주파수 대역을 차지하는 신호들에 해당하는 신호(Slog)의 "빠른" 변화는 넓은 주파수 대역을 차지하는 신호들에 해당하는 신호(Slog)의 "느린" 주파수 변화보다 더 많이 감쇠될 것이다.

유용하지 않은 신호(Snu)를 계산하는 단계(54) 동안 사용된 필터는 ΔB 보다 더 큰 주파수 대역을 차지하는 신호들에 비해 ΔB 이하의 주파수 대역을 차지하는 신호들을 강하게 감쇠시킬 수 있다. 이런 필터의 설계는 당업자의 능력 내에 있는 것으로 간주된다.

상기 특징들을 갖는 필터의 사용으로 인해, 획득한 유용하지 않은 신호(Snu)에서,

- 가능하게는 전체 신호에(및 따라서 신호(Slog)에) 있는 유용한 신호들이 강하게 감쇠될 것이고,

- 전체 멀티플렉싱 대역에서 실질적으로 일정한 스펙트럼 밀도의 노이즈는 가볍게 감쇠될 것임을 알아야 한다.

따라서, 신호(Slog)의 필터링은 각 기본 주파수에서, 이 기본 주파수에 집중된 주파수 폭(ΔB)의 대역에 수신된 전력을 나타내는 유용하지 않은 신호(Snu)를 얻을 수 있고, ΔB 이하의 스펙트럼 폭의 신호들(및 이에 따라 가능하게는 전체 신호에 있는 유용한 신호들 모두)은 이전에 억제되었다. 따라서, 유용하지 않은 신호(Snu)는 멀티플렉스 대역에 있는 노이즈/인터페이스를 나타낸다.

따라서, 신호(Slog)의 필터링은 유용한 신호들이 실질적으로 억제된 유용하지 않은 신호(Snu)를 제공한다.

도 3c는 도 3b에 도시된 신호(Slog)로부터 얻은 유용하지 않은 신호(Snu)를 도시한 것이다. 필터링으로 인해, 멀티플렉싱 대역에서 신호(Slog)의 평균 수준이 가볍게 감쇠된 반면, 로컬 최대값(R1,R2,R3)이 강하게 감쇠된 것이 관찰될 수 있다.

제 2 분기에서, 검색 방법(50)은 단계(55)를 포함하고, 유용하지 않은 신호(Snu)와 주파수 재정렬된 이동된 신호(Sd)를 얻기 위해 상기 단계(55) 동안 신호(Slog)가 주파수 이동된다.

실제로, 유용하지 않은 신호(Snu)는, 알려진 형태로, 주파수 필터링에 의해 도입되고 실행된 주파수 필터의 크기에 따른 주파수 이동을 나타낸다. 도입된 주파수 이동의 판단 및 그 보상은 당업자의 능력 내에 있는 것으로 간주되는 동작들에 의해 간단한 방식으로 수행된다.

그런 후 유용한 신호 검색 방법(50)은 출력비 신호(Srp)를 계산하는 단계(56)를 포함하고, 상기 출력비 신호는, 각 기본 주파수에서, 기본 주파수에 대해 얻은 평균 신호(Sm) 대 이 기본 주파수에 대해 얻은 유용하지 않은 신호(Snu)의 비를 나타낸다.

도 2에 도시된 예에서, 출력비 신호(Srp)는 유용하지 않은 신호(Snu) 및 이동된 신호(Sd)로부터 계산되며, 이는 기본적으로 평균 신호(Sm)에 해당한다.

유용하지 않은 신호(Snu) 및 이동된 신호(Sd)가 모두가 로그자라는 사실로 인해, 출력비 신호(Srp)는 각 기본 주파수에서 이동된 신호(Sd)로부터 유용하지 않은 신호(Snu)의 간단한 뺄셈에 의해 계산된다:

Srp(n) = Sd(n) - Snu(n), 0 ≤ n ≤ N-1

도 3d는 도 3b 및 도 3c에 도시된 신호들로부터 얻은 출력비 신호(Srp)를 도시한 것이다.

유용한 신호 검색 방법(50)은 출력비 신호(Srp)를 기정의된 임계치(V_min)와 비교하는 단계(57)를 포함한다. 이 단계 동안, 상기 출력비 신호(Srp)가 상기 임계치(V_min)보다 더 큰 로컬 최대값을 갖는 기본 주파수는 전체 신호에 있는 유용한 신호의 중앙 주파수인 것으로 간주된다.

원치 않는 DC 성분들이 무시된 도 3d에 도시된 예에서, 고려된 임계치(V_min)는 실질적으로 8 데시벨(dB)과 같고, 로컬 최대값(R1,R2,R3)은 상기 임계치(V_min)보다 모두 3 더 큰 것이 관찰될 수 있다. 따라서, 이들 3개 로컬 최대값(R1,R2,R3)은 유용한 신호에 해당하는 것으로 간주되고, 이들 로컬 최대 값들이 얻어진 기본 주파수들은 이들 유용한 신호들의 각각의 중앙 주파수인 것으로 간주된다.

바람직한 실시예에서, 임계치(V_min)는 출력비 신호(Srp)의 값인 것으로 미리 판단되며, 상기 값 이상에서 상기 출력비 신호보다 큰 에러를 갖는 검출된 유용한 신호의 디코딩 확률은 5% 미만, 바람직하게는 1% 미만이다.

이런 임계치(V_min)의 선택은 스테이션(30)의 계산 능력의 이용을 최적화할 수 있기 때문에 이점적인데, 이는 상기 계산 능력이 디코딩할 정도로 충분히 강력한 유용한 신호들을 처리하는데 주로 사용되기 때문이다.

보다 일반적으로, 본 발명의 범위는 비제한적인 예로서 상술한 실시예들에 국한되지 않는다.

특히, 다른 예에 따라, 출력비 신호(Srp)를 계산하는 단계(56) 전에, 가령, 한편으로는 유용하지 않은 신호(Snu) 및 다른 한편으로는 이동된 신호(Sd)에 실행된, 검색 방법(50)에서 다른 위치에 실행된 로그자로의 변환 단계(53)를 갖는 것을 전혀 배제하지 않는다.

또한, 상술한 예에서, 검색 방법(50)은 입력으로서 신호(Slog)를 취한 2개의 처리 분기들을 포함한다. 그러나, 이들 2개의 처리 분기들은 입력으로서 다른 신호들을 취한다. 비제한적인 예에 따르면, 2개의 분기들은 입력으로서 주파수 신호(Sf)를 취할 수 있다. 이 경우, (유용하지 않은 신호(Snu)를 얻는) 제 1 분기는 평균 단계(52)와 필터링 단계(54)를 수행할 수 있고, 가능하게는 로그자로 변환을 수행할 수 있다. 그런 후 제 2 분기는 평균 단계(52)와 가능하게는 로그자로 변환을 수행한다. 이 예에서, 각 처리 분기는 따라서 평균 단계(52)를 포함한다. 제 1 분기에서, 평균 단계(52)와 필터링 단계(54)는 하나의 필터로 함께 더 수행될 수 있다.

Claims (8)

1. 전체 신호에서 유용한 신호의 유무를 검색하는 방법(50)으로서,
   상기 유용한 신호는 ΔB보다 더 큰 스펙트럼 폭을 갖는 멀티플렉싱 대역으로 단말기에 의해 전송된 기정의된 스펙트럼 폭(ΔB)을 갖는 무선신호에 해당하고, 상기 전체 신호는 멀티플렉싱 대역에 수신된 모든 무선신호에 해당하며,
   - 멀티플렉싱 대역의 기본 주파수로 샘플화된 전체 신호의 파워 스펙트럼 밀도를 나타내는 주파수 신호를 계산하는 단계(51):
   - ΔB 이하의 스펙트럼 폭을 갖는 신호들 모두 또는 일부를 억제할 수 있는 필터에 의한 주파수 신호의 필터링에 의해 "유용하지 않은 신호"라고 하는 신호를 계산하는 단계(54):
   - 각 기본 주파수에서, 주파수 신호 대 유용하지 않은 신호의 비를 나타내는 "출력비 신호(Srp)"라고 하는 신호를 계산하는 단계(56); 및
   - 출력비 신호(Srp)를 기정의된 임계치와 비교하는 단계(57)를 포함하고,
   상기 출력비 신호가 상기 임계치보다 더 큰 로컬 최대값을 갖는 기본 주파수는 전체 신호에 있는 유용한 신호의 중앙 주파수인 것으로 간주되는 것을 특징으로 하는 유용한 신호의 유무를 검색하는 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   기본 주파수는 ΔB보다 작은 샘플링 간격(Δb)에 의해 이격되고, 상기 방법은 기본 주파수에 대해 ΔB와 실질적으로 폭이 같은 슬라이딩 윈도우로 주파수 신호를 평균함으로써 "평균 신호"라고 하는 신호를 계산하는 단계(52)를 포함하며,
   - 유용하지 않은 신호는 평균 신호의 필터링에 의해 계산되고,
   - 출력비 신호는, 각 기본 주파수에서, 평균 신호 대 유용하지 않은 신호의 비를 나타내는 것으로 계산되는 것을 특징으로 하는 유용한 신호의 유무를 검색하는 방법.
3. 제 2 항에 있어서,
   평균 신호를 계산하는 단계(52) 동안 고려된 슬라이딩 윈도우는 직사각형 윈도우인 것을 특징으로 하는 유용한 신호의 유무를 검색하는 방법.
4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
   임계치는 에러를 갖는 유용한 신호를 디코딩할 확률이 5% 미만, 바람직하게는 1% 미만인 출력비 신호 값으로 사전에 결정된 것을 특징으로 하는 유용한 신호의 유무를 검색하는 방법.
5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
   기본 주파수는 ΔB/4보다 작은 샘플링 간격(Δb)만큼 이격되어 있는 것을 특징으로 하는 유용한 신호의 유무를 검색하는 방법.
6. 프로세서에 의한 실행시, 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 따른 전체 신호에서 유용한 신호의 유무를 검색하는 방법(50)을 실행하는 프로그램 코드 명령어 세트를 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 프로그램 제품.
7. ΔB보다 큰 스펙트럼 폭을 갖는 멀티플렉싱 대역에서 단말기에 의해 전송된
   기정의된 스펙트럼 폭(ΔB)의 무선신호에 해당하는 유용한 신호를 수신하는 수신기 유닛으로서,
   수신기 유닛이 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항의 방법(50)에 따라 멀티플렉싱 대역에서 유용한 신호의 유무를 검색하도록 구성된 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기 유닛.
8. 제 7 항의 수신기 유닛을 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템(10)의 스테이션(30).

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