JPH02288641A - ディジタル低調波ダウンコンバータ - Google Patents

ディジタル低調波ダウンコンバータ

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JPH02288641A
JPH02288641A JP2075781A JP7578190A JPH02288641A JP H02288641 A JPH02288641 A JP H02288641A JP 2075781 A JP2075781 A JP 2075781A JP 7578190 A JP7578190 A JP 7578190A JP H02288641 A JPH02288641 A JP H02288641A
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digital
signal
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subharmonic
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JP2075781A
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Iv Charles M Puckette
チャールズ・マクドナルド・プケッテ，ザ・フォース
Gary J Saulnier
ゲーリー・ジュード・ソウルニア
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General Electric Co
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は変調されたＲＦ搬送波信号から変調信号を復
元する装置、更に具体的に云えば、中間周波（ＩＦ）信
号をその後で復調する為にベースバンドに変換し、ｎを
Ｏより大きい整数として、ＩＦ周波数の４／（２ｎ＋ｌ
）倍の速度の標本化信号を使うディジタル低調波標本化
ダウンコンバータに関する。
スーパヘテロゲイン形の受信機を使うことはよく知られ
ている。この時、受信された搬送波信号を、）Ｐ波作用
及び変調の検波が行なわれる中間周波（ＩＦ）に周波数
変換する。ＩＦ受信機部分、とくにその変２１検波部分
をモノリシック集積回路形式で提供することが非常に望
ましい。
従来の技術 集積可能な１つの復調器は、米国特許第４，７５５．７
６１号に記載されているベースバンド又ハセロＩＦ、Ｆ
Ｍ復調器である。ゼロＩＦベースバンド復調器が、下向
き変換されたＩＦ倍信号受取って、第１及び第２のＲＦ
ミクサ手段の各々の第１の入力に印加する。搬送波周波
数で局部的に発生されたＬＯ倍信号一方のミクサ手段の
第２の入力に直接的に印加されると共に、９０″移相し
て直角位相ＬＯ倍信号発生してから、他方のミクサ手段
の第２の入力に印加される。ミクサの出力のベースバン
ド信号は夫々同相信号及び直角位相信号であり、スペク
トルは約ゼロＩｌｚの周波数を中心としている。適当な
低域フィルタにかけた後、ベースバンド同相ｌ信号が第
１の中間節に発生され、ベースバンド直角位相Ｑ信号が
第２の中間節に発生される。この明細書では、復調器の
内、中間節より前にある部分をコンバータと呼び、中間
節より後にある部分を検波器と呼ぶ。ＦＭ復調器では、
検波器は弁別器であってよく、この場合、ｌ及びＱ信号
の各々を期間Δｔだけ遅延させて、遅延させた同相信号
Ｉ′又は遅延させた直角位相信号Ｑ′を発生する。第１
の乗算器が第１の入力に遅延Ｉ′倍信号受取ると共に第
２の入力に遅延しないＱ信号を受取って、積Ｑｌ’であ
る出力信号を発生し、それが加算手段の第１の入力に印
加される。第２の乗算器が第１の入力に遅延Ｑ′信号を
受取ると共に第２の入力に遅延しないｌ信号を受取って
、その出力に積ＩＱ’信号を発生し、それが加算手段の
減算入力である第２の入力に印加される。加算手段の出
力の差信号が検波器の出力に発生され、それが周波数変
調されたＩＦ入力信号から復元された変調データである
。中間節より後の回路を変えることにより、移相キーイ
ング（ＰＳＫ）又は連続位相／周波数偏移キーイング（
ＣＰ　Ｆ　Ｓ　Ｋ）変調並びにその他のディジタル変調
形式を復元することが出来る。
この変調器が多数のアナログ・ブロックを使うことが理
解されよう。寸法、電力及び装置のコストを下げると共
に、各々のブロックの信頼性を高め、それと共に完全に
ディジタル形の復調器を１個の集積回路チップの一部分
として製造し易くする為に、ディジタル信号処理を使う
ことが非常に望ましい。将来性のある１つのディジタル
形復調器は、米国特許第４，６４７，８６４号に記載さ
れているものである。ＦＭ信号に対するこの非コヒーレ
ント形ディジタル形復調器は、！Ｆ周波数を持つアナロ
グＦＭ信号をディジタル・データ・ワードの標本化され
たストリームに変換する為にアナログ・ディジタル変換
器を用い、データ・ワードがベースバンドへの周波数変
換の為にディジタル形ミクサに印加され、それが、ディ
ジタル・データ・ワードのストリームを、変調波形のベ
ーバンド表示を構成する別々のＩ及びＱデータ・ストリ
ームに分類する手段となる。ＩＦ倍信号入っている位相
及び周波数情報の両方を保つ為には、２つのベースバン
ド・データ・ストリームを出力する変換器を使うことが
必要である。それより後のディジタル形非コヒーレント
形検波器を使って、その引数が変調信号に比例する正弦
関数を抽出する。この関数が復調器のディジタル・デー
タ出力となり、これは必要な場合、アナログ信号に再び
戻して、復調器のアナログ出力にすることが出来る。こ
の変換器−弁別器装置全体は、実質的にディジタル性で
あるが、標本化周波数が搬送波周波数の正確に４倍に等
しくない場合、１対の望ましくない出力サイドローブを
発生することが判ったし、前に述べた周波数オフセット
が存在すると共にＩＦ入力信号に直流成分があった場合
には、第２の１対の望ましくないサイドローブをも持つ
ことが判った。こう云う２つの問題は、装置の変換器部
分と合せて、１９８８年１２月５日に出願された係属中
の米国特許出願通し番号第２８０，０７３号に記載され
る複素数ディジタル標本化変換器、又は１９８９年３月
　日に出願された係属中の米国特許出願通し番号　　（
出願人控え番号ＲＤ−１９，２７７）＋こシ己裁される
ディジタル形ヒルベルト変換フィルタ作用を持つディジ
タル標本化タウンコンバータを用いて解決することが出
来る。その何れの場合でも、ＩＦ通過帯域の中心周波数
（ｆｕρの略４倍に等しい周波数（ｆｃ　）を持つ局部
発振器（ＬＯ）又はサンプルＣＬＫクロック信号をダウ
ンコンバータに供給しなければならない。クロック周波
数ｆｃの最大値が、使うことが出来るＩＦ最高周波数（
ｆ　　　＝　ｆ　ｃ　／　４　）ｆｆ！ａＸ を決定する。二の為、標本化能力を拡大したアナログ・
ディジタル変換器（ＡＤＣ）を使わない限り、−層高い
！Ｆ信号周波数を使うことが出来ない。この様に標本化
周波数の高いＡＤＣは高価であって電力を消費すると共
に大形であるばかりでなく、一般的に標本化速度が一層
高い場合の精度（これは特定の用途で必要になることが
ある）を犠牲にするものである。非常に望ましいディジ
タル標本化ダウンコンバータは、標本化周波数の１／４
より大きい中心周波数を持つ入力ＩＦ倍信号動作し得る
ものであろう。
発明の要約 この発明では、ＩＦ信号復調器等に使うディジタル低調
波標本化変換器が、ＩＦアナログ信号を受取って、ｎを
Ｏより大きい整数として、ＩＦ信号周波数の４／（２ｎ
＋ｌ）倍に略等しい標本化速度の周波数で標本化するこ
とによって、ディジタル・データ・ストリームに変換す
るアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）手段と、標本
化されたデータをベースバンドに変換するディジタルミ
クサ手段と、インターリーブ形の逐次的な同相■データ
・ワード及び直角位相Ｑデータ・ワードを１対の並行し
たＩ及びＱデータ・ワード・ストリームに分類する手段
とを有する。ＡＤＣに印加されるアナログ信号信号の直
流オフセットの影響を取除くと共に、並行するＩ及びＱ
ストリームの整合外れ誤差を是正する手段を設けるのが
を利である。
従って、この発明の目的は、新規なディジタル低調波標
本化形ダウンコンバータを提供することである。
この発明の上記並びにその他の目的は、以下図面につい
てこの発明の詳細な説明する所がら明らかになろう。
発明の詳細な説明 現在好ましいと考えられる実施例の低調波標本化形ダウ
ンコンバータが第１図に１０で示されている。このダウ
ンコンバータは、このダウンコンバータの出力に発生さ
れた同相Ｉデータ信号及び直角位相Ｑデータ信号を使う
ディジタル周波数弁別器等の様なこの後の変調検波器に
使うのが普通である。ディジタル形ＦＭ復：ＪＳ’Ｊ５
を構成しようとする場合、米国特許第４．６４７．８６
４号に記載されている完全ディジタル形弁別器の構成を
この弁別器に利用することが出来、そうすることが好ま
しい。例として示すディジタル標本化コンバータ１０が
、第１の入力１０ａに、ＩＦ周波数ｆＩＦのアナログ中
間周波（ＩＦ）信号を受取ると共に、第２の人力１０ｂ
に標本化クロック周波数ｆｃの周期的な標本化クロック
ＣＬＫ信号を受取って、１対の出力端子１０ｃｍ１，１
０ｃｍ２に略同時の１対のＩ及びＱデータ・ワードのス
トリームを発生する。これらの出力端子はこの後の弁別
器部分の人力であってよい。即ち、コンバータ１０が４
　Ｍ［Ｉｚの例で示した中心周波数又は搬送波周波数ｆ
Ｉ、を持つ（周波数変調された）アナログ入力信号を受
取る。前の特許出願のダウンコンバータでは、受取る標
本化クロックＣＬＫ信号は、復調器のディジタル弁別器
部分に持込む為に、夫々出力１０ｃｍ１．１０ｃｍ２に
Ｉ及びＱデータ・ストリームを発生する為、ＩＦ搬送波
周波数の４倍（即ち、ｆ　ｃ　−４ｆ　ｔｐ）に常に略
等しく、理想的には正確に等しい標本化周波数ｆｃで受
取る。
帯域通過アナログＩＦ入力信号が１個のＡＤＣ手段１１
のアナログ入力１１ａに印加される。この手段は標本化
クロック入力１１ｂにクロック信号を受取る。従来のコ
ンバータでは、これによって略等間隔の４つのサンプル
が得られる。その各々は、入力アナログ信号の各サイク
ルの間、データ出力ボートｌｌｃに於ける複数個（Ｍ個
）の並列データ・ビットからなるディジタル・データ・
ワードである。クロック信号自体は、ｎを０より大きい
整数として、実質的に４ｆＩｐに等しい周波数ｆｓの標
本化信号を除数（２ｎ＋１）で除した結果であってよい
。この除算が徐算器手段１４で行なわれる。実際には、
手段１４を設けないのが普通であり、人力１０ｂに対す
るクロックＣＬＫ信号は４　ｆ　＋ｐ／　（２ｎ　＋　
１　）の周波数を有する。標本化されたデータのベース
バンドへの周波数変換が、この後ディジタル・ミクサ手
段１２によって行なわれる。ＡＤＣ手段１１からのディ
ジタル・データ・ワードのストリームがミクサ手段の第
１の入力１２ａに供給される。ミクサは局部発振器人力
１２ｂを持ち、これが略ＩＦ周波数ｆＩ−知形波信号を
受取る。この矩形波信号は、除数４の除算手段１５で、
クロックＣＬＫ信号を除数４で除すことによって得られ
る。ディジタル・ミクサの出力１２ｃに出るベースバン
ド・データ信号が随意選択の直流オフセット除去手段１
６のデータ入力１６ａに印加される。この除去手段を使
う場合、これは第２の入力１６ｂにクロック信号をも受
取る。直流オフセット除去手段の出力１６ｃは、アナロ
グ入力信号に直流バイアスがあった場合、その影響を除
去したディジタル・データ・ワードのストリームである
。このデータ・ストリームが１／Ｑソ一タ手段１８の入
力１８ａに供給される。
その第２の入力１８ｂは、除数２の除算手段２０から供
給された、クロックＣＬＫ周波数の半分の周波数を持つ
実質的な矩形波信号を受取る。ソータ手段１８が時間的
に逐次的な、インターリーブ形のデータ・ワードを分類
して、ソータの出力１８Ｃ及ｐ１８ｂに分類された１対
の同相工＄及び分類された直角位相Ｑｓデータ・ワード
が同時に現れる様にする。こうして、サンプル速度で１
つのストリームとして入力１８ａに入って来た標本化デ
ータφワードが、入力サンプル速度の半分の速度の１対
のストリームとして出て行く　（例えば、Ｉｓ及びＱ８
ワード・ストリームがｆｃ／２で出て行く）。随意選択
の直角位相補償手段２２が分類されたＩｓ及びＱｓデー
タ・ワードを受取り、標本化周波数、即ち、クロックＣ
ＬＫ周波数ｆｃが、復調器に対するＩＦ信号入力の搬送
波周波数’ＩＦの正確に４倍でない場合に通常起る１対
の変調出力サイドローブを実質的に除去する。直角位相
補正手段２２を設ける場合、これは第１の人力２２ａに
Ｉｓ倍信号受取って、複素数ディジタル・サンプラの出
力節１０ｃｍ１に結合された第１の出力２２ｄに遅延を
補正した同相Ｉ信号を発生する遅延補償手段２２−１と
、第２の入力２２ｂにＱｓ倍信号受取って、複素数ディ
ジクル・サンプラの第２の出力節１０ｃｍ２に結合され
る出力２２ｄに、直角位相を補正した直角位相Ｑデータ
φストリームを供給する整合外れ補正手段２２−２とを
有する。
１つのＡＤＣ手段１１しか使わないことが認められよう
。従来のある復調器の、大部分がアナログ形のコンバー
タと異なり、このディジタル標本化コンバータでは、ア
ナログ・ミクサ及び直角位相分割器はもはや必要としな
い。ディジタル混合過程が周波数が一層高い項を発生し
ないから、低域フィルタの必要がもはやなくなる。更に
重要なことは、何れもミクサ、フィルタ及びＡＤＣ手段
を含む全く別々の２つのチャンネルが必要でなくなるこ
とであり、この為、厳密に釣合った位相及び振幅と応答
を求める必要がなくなる。更に、前に引用した米国特許
出願通し番号　　（出願人控え番号ＲＤ−１９，２７７
）に記載されている様なディジタル形ヒルベルト変換フ
ィルタ回路に手段１８及び２２を置換えることにより、
更に簡単にすることが出来る。
ＡＤＣ標本化速度ｆｃは、帯域通過信号に対する標本化
の定理を使うことによって選ばれる。関心の持たれる最
低周波数がｆＬで関心の持たれる最高周波数がｆ、の通
過帯域にある信号では、標本化の判断基準は、２　ｆＬ
／ｎ＞ｆｃ＞２　ｆＨ／（ｎ＋１）　、ｎ−０，１，２
−−−−−−、にと述べることが出来る。ニーでＫは、
スペクトルのエーリアシングを発生させずに許し得る標
本化周波数帯の数である。Ｋはに＝　Ｉ　ｎ　ｔ　（ｆ
Ｈ／ＢＷ）から計算される。ニーで帯域幅ＢＷは（ｆＨ
−ｆＬ）であり、Ｉｎｔ（ｘ）関数は、引数（ｘ）以下
の最大の整数を抽出するものである。例えば、ｆＨ−４
，１Ｍｌ１ｚ　、ｆＬ−３，９ＭＨｚであると、ＢＷ−
Ｑ、２ＭＩＩｚであり、Ｋ−１ｎｔ　（４，１１０，２
）−Ｉｎｔ　（２０，５）　−２０である。従って、ス
ペクトルのエーリアシングを発生させずに使うことが出
来る相異なる標本化周波数ｆｃの範囲は２０個ある。最
初の５つの範囲を表に挙げると次の通りである。
ｎ　　ＭＩＮ　ｆｃ−２ｆ１− Ｏ無限大 １　　７　、８Ｍ１ｌｚ ２　　３．９Ｍｔｌｚ ３　　２．６ＭＩＩｚ ４　　１．９５　ＭＨｚ ／ｎ　　　　　　　ＭＡＸ　ｆ（−２ｆＨ／（ｎ＋１＞
＞　ｆｃ＞　　　　　８．２ＭＩＩｚ ＞　ｆ　ｃ＞　　　　　４．１ＭＩＩｚ＞ｆｃ＞　　　
　　２．７３ＭＩＩｚ ＞　ｆｃ＞　　　　　２．０５　Ｍ）１２＞　ｆｃ＞　
　　　　１．６４　）４１（ｚ従って、従来の場合、即
ちｆＣ−４ｆ、Ｆの場合に使われるディジタル標本化過
程はｎ−０の範囲だけであったことが理解されよう。
第２図は複素数ディジタル標本化過程を例示する。期間
Ｔ　＝　１　／　ｆ　＋ｐを占めるアナログＩＦ信号波
形２５がτ−（１／ｆｃ）毎に１目標本化される。この
図に示すのはｎｍＯの場合であり、この時、ＩＦ周波数
の各サイクルの間、標本化が４回行なわれる、即ち、ｆ
（”４ｆｉｐである。１番目のサンプルＳ１が第１の振
幅を持つ標本化信号２６を発生し、これが同相１データ
・ストリームに割当てられるデータ・ワードに変換され
る。次のサンプルＳ２はサンプルＳ１から時間Ｔ／４後
に発生し、直角位相Ｑデータ・ストリームに割当てられ
るデータ・サンプル２７を発生する。その後、更に期間
Ｔ／４を於て、３番目のサンプルＳ３を求める。これは
もう１つのＩサンプルである。サンプルＳ３のサンプル
・データ２８は、最初の■サンプルＳ１から期間Ｔ／２
後であるから、これはサンプルＳ１とは極性が反対の半
サイクルの間に発生する。同様に、４番目のサンプルＳ
４が次のＱサンプルであって、最初のＱサンプルから期
間Ｔ／２後に発生され、従って４番目のサンプル・デー
タ２８は、サンプルＳ２とは極性が反対の半サイクルの
間に発生する。その後、■データ・ストリームのサンプ
ルＳｓ、Ｑデータ・ストリームのサンプル８６等に対し
て、１サイクル当たりサンプル４個の過程が繰返される
。各サイクルの３呑目及び４番目のサンプルが、夫々工
及びＱデータ・ストリームに正しく割当てられるが、工
及びＱデータ・ストリームをそれに相当するベースバン
ドの形式に変換するには、乗数−１の乗算を必要とする
ことが理解されよう。この乗算が、実効的には、サンプ
ル・データの２の補数の表示を単純に反転すること〜し
て実行される。従って、複素数ディジタル標本化過程は
、（イ）中心周波数又は搬送波周波数を除数（２ｎ＋１
）で除したもの一４倍、即ちｆｃ　−４ｆＩｐ／　（２
ｎ　＋　１）の標本化周波数で人力波形を標本化し、（
ロ）標本化信号の１つ置きの対を反転し、（ハ）データ
・サンプルのストリームを同相！及び直角位相Ｑ成分に
正しく分割すると云う３つの別々の工程に分けて行なう
ことが出来る。この過程の３つの工程が、夫々ＡＤＣ手
段１１、ディジタル・ミクサ手段１２及びＩ／Ｑソータ
手段１８で実行される。
第２ａ図には、帯域通過信号を完全に特徴づける同相Ｓ
Ｔ　　（ｔ）成分及び直角位相Ｓｏ　（ｔ）成分に対し
、従来のｎ−１０の２次標本化方法に対する標本化過程
が信号空間で示されている。普通の記法とは対照的に、
こ＼では信号ベクトルのＩ及びＱ成分は不動と想定し、
標本化ベクトルＳ　（ｔ）が、同相成分Ｓ＋　　（ｔ）
及び直角位相成分Ｓ。
（１）によって限定された座標平面内で回転すると仮定
する。標本化ベクトルＳ　（ｔ）が信号平面上のθ°の
位置にある時、最初の又は０番目のサンプルが発生し、
信号ベクトルが９０″の時に、１番目のサンプルが発生
し、１８０″の時に２番目のサンプルが発生し、２７０
°の時に３番目のサンプルが発生すると云う様に、最初
の１６個のサンプル（サンプルＯ乃至１５）に対して第
２ａ図に示す様に発生すると仮定しても、一般性を失わ
ない。これは実質的に、今日ではホモダイン又はゼロＩ
Ｆアーキテクチュアに対応すると考えられている形で、
直交基本ベクトル集合に投影した信号ベクトル・サンプ
ルを求めること〜と同様である。これが第２ｂ図乃至第
２ｄ図に示す周波数領域の場合に対応する。基本ＩＦ倍
信号正の周波数帯域通過領域３１及び負の周波数帯域通
過領域３２を持ち、何れも中間周波（Ｆ、、）を中心と
していて、ゼロ周波数軸３３（第２ｂ図）に対して互い
の鏡像を形成する。第２Ｃ図に示す様に、従来の１１−
１０の場合で１サイクル当たりサンプル４個の過程は、
実質的にゼロ周波数の所の標本化インパルス（標本化イ
ンパルス３５）、標本化クロック周波数ｆｃの整数倍の
所にある正の周波数標本化インパルス（標本化インパル
ス３６ａ、３６ｂ・・・・・・）及び標本化周波数の負
の整数倍の所にある負の周波数標本化インパルス（標本
化インパルス３７ａ、３７ｂ・・・・・・）を発生する
。周知の標本化方法に従って、単位標本化インパルス関
数列（第２Ｃ図）及び帯域通過信号スペクトル（第２ｂ
図）を畳込み積分すると、各々の標本化クロック周波数
インパルスの前後にサンプル帯域通過信号が廖製され（
第２ｄ図）、正の帯域通過周波数スペクトル３１が正の
周波数スペクトル３８として現れ、負の帯域通過周波数
スペクトル３２が負の周波数スペクトル３９となって現
れ、何れも直流周波数を中心とし、他の正の周波数及び
負の周波数帯域通過領域が、正の周波数インパルスの前
後の上側波帯部分４１ａ、４１ｂ・・・・・・及び下側
波部分４２ａ、４２ｂ・・・・・・と、負の周波数のイ
ンパルスの中心周波数の前後の周波数の低い方の側波帯
４３ａ、４３ｂ・・・・・・及び周波数が高い方の側波
帯４４ａ、４４ｂ・・・・・・となって現れる。第２ｄ
図の信号全体を手段１２に通過させると、スペクトルに
正の周波数低域通過関数４５が乗ぜられ、帯域通過スペ
クトル４７の底をゼロ・ベースバンド周波数に調節して
、ゼロ周波数に変換された所望のベースバンービ信号を
生ずる。この過程が、■及びＱデータ・ストリーム信号
の両方に対して行なわれ、この為、この後の信号処理（
例えば復：Ａ）から実数及び虚数ＩＦ信号成分を抽出す
ることが出来ると云っても、一般性を失わない。
ｎを集合（１，２，３・・・・・・Ｋ）から選んで、標
本化間隔をｒ−１／　（４ｆ　、Ｆ）からｒ’−（２ｎ
＋１）　／　（４ｆ、Ｐ）に増加しても、所望の時間多
重化１／Ｑ標本化過程を達成することが出来るが、所定
のＩＦ周波数に対して、最低標本化速度が下がるか、或
いは逆に所定の標本化速度に対し、最高ＩＦ周波数が高
くなる。ｎ−１では、標本化ベクトルが信号平面上でＯ
ｏの位置にある時、最初の又は０番目のサンプルが発生
し、次のサンプルが２７０”の位置で発生し、３番目の
サンプルが１８０＠の位置で発生し、４番目が９０″で
発生すると云う様に仮定しても、一般性を失わない。
従って、最初の（０次）のサンプルは同相サンプルＳｒ
　　（ｔ）であるが、次のサンプルはＳη（１）であり
、その後Ｓ＋　　（ｔ）サンプルとその後Ｓ。
（１）サンプルが続き、ｎ−１であって、標本化速度は
ＩＦ周波数ｆＩＰｏ４／３倍に等しい。第３ｂ図乃至第
３ｄ図は、標本化速度ｆＣ−（４／３）’ＩＦを用いた
コヒーレント形のＩＦからベースバンドへの変換過程に
対する夫々の周波数スペクトルを示す。この場合、正の
周波数帯域通過信号５１並びに負の周波数帯域通過信号
５２の両方の中心周波数は、標本化周波数の３／４に過
ぎない。
標本化信号（第３Ｃ図）は依然として、直流成分５５、
（標本化クロック周波数ｆｃの正の整数倍の所にある）
正の周波数成分５６ａ、５６ｂ・・・・・・及び（標本
化クロック周波数の負の整数倍の所にある）負の周波数
成分５７ａ、５７ｂ・・・・・・を持つ一連の単位標本
化インパルス関数の様に見える。
標本化の時、各々の標本化クロック周波数インパルスの
前後に、帯域通過信号が複製されるが、今度は（標本化
ベクトルＳ’　　（ｔ）の時計廻りの動きで示す様に）
標本化順序が逆転している為、負の帯域通過周波数スペ
クトル５２が直流周波数５３より−Ｌの今度は正の帯域
通過スペクトル５８となって現れる。正及び負の周波数
に対しても上及び下側波帯（６１ｉ、６２ｉ、６３ｉ、
６４ｉ。
こ＼で１ｓ＝ａ、ｂ、ｃ・・・・・・）が逆転すること
が認められよう。この場合も、信号全体を適正な標本化
後の回路手段に通すことにより、今度は正の帯域通過信
号５８のスペクトルに正の周波数低域通過関数６５が乗
ぜられ、ディジタル混合手段が通過帯域の底をゼロ・ベ
ースバンド周波数６７に調節し、この後の信号処理の為
の実数及び虚数成分を抽出する。２番目のサンプルが２
７０’のサンプルに対応し、３番目のサンプルが１８０
’、４番目のサンプルが９０＠に対応する為、直角位相
信号サンプルには実効的に−１が乗ぜられることになる
。この後のディジタルＦＭ復調の場合、弁別器の応答曲
線の勾配が反転する。これが実際に起ることが第４ａ図
に示されており、この図では、瞬時ＩＦ人力周波数Ｆを
横軸７１にとり、弁別器の出力Ｖを縦軸７２にとって、
ＦＭ弁別器の応答をグラフで示しである。図示の弁別器
では、４゜０ＭＨｚのＩＦ周波数を用いている。標本化
速度がｆＣ−４ｆ１ｐの既知の弁別器は、応答曲線７３
を発生する。これは、入力周波数Ｆが高くなると共に出
力電圧Ｖが増加する。即ち、勾配が正である。
標本化周波数ｆｃ　”　（４／３）ｆ、Ｆを持つこの発
明のコンバータを用いると、応答曲線７４が得られるが
、これは（３、９ＭｌｌｚのＩＦ通過帯の周波数下限と
４　、　１　ＭｉｌｚのＩＦ通過通過帯の周波数上限の
間に）中心部分７４ａを持ち、負の勾配を有する。この
勾配の変化は、直角位相サンプルの時間的な順序の変更
によって生ずる。即ち、４ＭＨｚのＦ　Ｍ信号は、クロ
ック速度の４倍、ｆｃ−１６Ｍｌｌｚを使うことにより
、又はクロック速度５　・１／３　Ｍｔｌｚとし、て、
ＩＦ周波数クロックの４／３を使うことにより（そして
必要であれば、この後復調器の出力信号の極性の反転器
を用いることによって）復調することが出来る。従って
、ＡＤＣの標本化速度が、（２ｎ＋１）分の１に、例え
ばｎ−１であれば１／３に減少し、機能は略同じである
ことが理解されよう。
次に第４ｂ図について説明すると、ＡＤＣの最高入力周
波数が許せば、同じ１６ＭＩＩｚの標本化周波数を使っ
て、前の場合の（２０＋ｌ）倍の中心周波数を持つ、即
ちｆ、Ｆ’　−（２ｎ−１−１）ｆ、ＦのＩＦアナログ
信号の下向き変換を行なうことが出来る。即ち、ｎ−１
の場合、（２ｎ＋１−３）Ｘｆ　、Ｆ（４ＭＩＩｚ　）
　、即ち１２ＭＨｚのＩＦ倍信号正しく標本化して復調
することが出来る。第４ｂ図では、ＩＰアナログ信号の
入力周波数Ｆを横軸７６にとり、復調器の出力■を縦軸
７７にとっであるが、応答曲線７８が、略直線的である
だけでなく、負の勾配を持つことが認められよう。これ
が奇数低調波（ｎ＝１．３．５・・・・・・）標本化の
特性であることが認められよう。
最後に第４ｃ図について説明すると、ＩＦアナログ信号
の入力周波数が横軸８１にとってあり、復ユ’Ｊ器の出
力Ｖが縦軸８２にとっであるが、ｎ　−２で、標本化周
波数とＩＦ周波数の関係がｆｃ−（４１５）ｆ、Ｐとな
る様な第２低調波標本化に対する応答曲線８３が、正の
勾配を持つことが認められよう。これは偶数次（ｎ−２
，４，６・旧・・）低調波標本化ダウンコンバータの特
性である。従って、同じ１６ＭＨｚの標本化クロック周
波数ｆ。
を用いると、２０Ｍｌ１ｚの入力中心周波数ｆＩＦを正
しく標本化して下向き変換することが出来る。これは従
来の非調和形標本化ダウンコンバータによって変換可能
な、４　Ｍｌｌｚの本来のＩＦアナログ信号周波数の完
全に（２ｎ＋１）倍である。標本化ＣＬＫ周波数を変え
ずに、−層高いＩＦ信号周波数を利用することが出来る
ことにより、（像の排除等の様な）受信機の仕様を改善
することが出来ることが理解されよう。
ディジタル復調器等に用いる為の現在好ましいと考えら
れる１実施例のディジタル低調波標本化コンバータを詳
しく説明したが、当業者には種々の変更が考えられよう
。′従って、この発明は特許請求の範囲の記載のみによ
って限定されるものであって、１実施例の説明によって
示した計装の具体的な細部によって制限されないことを
承知されたい。
【図面の簡単な説明】
第１図はベースバンドのＩ及びＱ信号を発生する為、こ
の発明に従って動作させる為に考えられる１つのディジ
タル標本化コンバータのブロック図、 第２図は入力アナログ信号波形並びに複素数ディジタル
標本化過程がどういうものであるかをｎ−〇の場合につ
いて示すグラフであって、この発明を理解するのに役立
つ。 第２ａ図はｎ−１０の場合、サンプル平面に於ける標本
化過程を示すグラフ、 第２ｂ図乃至第２ｄ図は、第１図のダウンコンバータの
種々の場所に於ける、ｎ−０の場合の信号の周波数領域
の各成分を示すグラフ、第３ａ図はｎ−０の場合の、サ
ンプル平面に於ける標本化過程を示すグラフ、 第３ｂ図乃至第３ｄ図は第１図のダウンコンバータの種
々の場所に於ける、ｎｍｌの場合の信号の周波数領域の
成分を示すグラフ、 第４ａ図乃至第４ｃ図は、ｎ−０及び１の場合、標本化
速度を下げたｎ−１の場合、及びｎ−２の場合の復元さ
れた出力電圧（Ｖ）を入力アナログ信号ｆＩＦに対して
示す復調器の出力のグラフである。 主な符号の説明 １０ａ：入力 １１：ＡＤＣ １２：ディジタル・ミクサ １４：除算器 １８：ソータ

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、アナログＩＦ信号を受取って、同相Ｉデータ・ワー
    ド及び直角位相Ｑデータ・ワードの略同時の出力ストリ
    ームを作るディジタル低調波ダウンコンバータに於て、 周波数ｆ＿Ｉ＿Ｆを持つアナログＩＦ信号を、標本化周
    波数ｆ＿ｃで求められるディジタル・データ・サンプル
    のストリームに変換するＡＤＣ手段と、ディジタル・デ
    ータ・サンプル・ストリームをベースバンド・ディジタ
    ル・データ・ワードのストリームに変換するディジタル
    ・ミクサ手段と、インターリーブ形の交互のベースバン
    ド・データ・ワードのストリームを、同相Ｉデータ・ワ
    ード及び直角位相Ｑデータ・ワードの逐次的な分類され
    た対に分離するソータ手段と、 ＡＤＣ手段の標本化周波数ｆ＿ｃを、ｎを０より大きい
    選ばれた整数として、 ｆ＿ｃ＝［４／（２ｎ＋１）］ｆ＿Ｉ＿Ｆ となるＩＦ周波数の低調波にする手段とを有するディジ
    タル低調波ダウンコンバータ。 ２、ＩＦ信号が最高周波数ｆ＿Ｈ及び最低周波数ｆ＿Ｌ
    を持ち、ｎが、ＢＷ＝（ｆ＿Ｈ−ｆ＿Ｌ）として、Ｋ＝
    Ｉｎｔ（ｆ＿Ｈ／ＢＷ）未満である請求項１記載のディ
    ジタル低調波ダウンコンバータ。 ３、データ・ワードの分類された対を、直角整合外れオ
    フセット及び入力信号直流バイアスの内の少なくとも一
    方に対して補償する手段を有する請求項２記載のディジ
    タル低調波ダウンコンバータ。 ４、ｎ＝１及びｆ＿ｃ＝（４／３）ｆ＿Ｉ＿Ｆである請
    求項２記載のディジタル低調波ダウンコンバータ。 ５、ｆ＿Ｉ＿Ｆが１０ＭＨｚ程度である請求項４記載の
    ディジタル低調波ダウンコンバータ。 ６、ｆ＿Ｉ＿Ｆが約４乃至約２０ＭＨｚである請求項５
    記載のディジタル低調波ダウンコンバータ。 ７、ｎ＝２であり、ｆ＿ｃ＝（４／５）ｆ＿Ｉ＿Ｆであ
    る請求項２記載のディジタル低調波ダウンコンバータ。 ８、ｆ＿Ｉ＿Ｆが１０ＭＨｚ程度である請求項７記載の
    ディジタル低調波ダウンコンバータ。 ９、ｆ＿Ｉ＿Ｆが約４乃至約２０ＭＨｚである請求項８
    記載のディジタル低調波ダウンコンバータ。
JP2075781A 1989-04-10 1990-03-27 ディジタル低調波ダウンコンバータ Pending JPH02288641A (ja)

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