WO2006046632A1

WO2006046632A1 - ディジタル無線受信装置

Info

Publication number: WO2006046632A1
Application number: PCT/JP2005/019761
Authority: WO
Inventors: Haruya Ishizaki; Masayuki Mizuno
Original assignee: Nec Corporation
Priority date: 2004-10-27
Filing date: 2005-10-27
Publication date: 2006-05-04
Also published as: EP1806891A1; JP4716032B2; JPWO2006046632A1; EP1806891A4; US20080112508A1; US7760819B2

Abstract

　ディジタル変調された電気信号が入力される無線受信装置が開示される。連続時間信号である無線変調信号はサンプル・ホールド回路によって離散時間信号へと変換され、帯域通過フィルタによって周波数帯域の変換・選択が行なわれる。復調回路は、変調信号の電圧振幅の瞬時値から復調する。さらに、停止回路が、復調されたベースバンド信号の復調誤り率が通信規格に規定された値を満足しつつ、回路起動時間が最小となるよう適応的に回路停止時間を制御する。

Description

明細書

ディジタル無線受信装置

技術分野

[0001] 本発明はディジタル無線受信装置に関する。

背景技術

[0002] 従来のディジタル無線受信装置は、例えば特開 2002— 374181号公報 (特許文献 1)に示されるように、表面弾性波フィルタなどの高価なオフチップ要素を減らして、既存の集積回路作製技術で製造することにより、低価格かつ低消費電力を実現している。

[0003] 図 1は、従来のディジタル無線受信装置のブロック図である。図 1に示すように、従来のディジタル無線受信装置はアンテナ 100と無線周波数帯域選択フィルタ 101と増幅器 102とサンプル ·ホールド回路 105と I相帯域通過フィルタ 108と Q相帯域通過フィルタ 109と I相アナログ 'ディジタル変^ ^110と Q相アナログ 'ディジタル変換器 111とから構成されている。

[0004] アンテナ 100は無線信号を受信する。無線周波数帯域選択フィルタ 101は受信信号に含まれる種々の周波数成分の中から、通信に用いられる帯域のみを選択する。増幅器 102は無線周波数帯域選択フィルタ 101の出力信号を増幅する。サンプル' ホールド回路 105は、増幅器 102の出力信号をサンプルした後、所定時間保持して離散時間信号とする。サンプル ·ホールド回路 105は、 I相サンプリングクロック分配系 114および Q相サンプリングクロック分配系 115からそれぞれ供給されるサンプリングクロックによりオン Zオフし、入力信号を所定時間ごとにサンプルする I相サンプリングスィッチ 103および Q相サンプリングスィッチ 104と、サンプルされた I相、 Q相それぞれの信号レベルを所定時間保持する I相サンプリング容量部 106および Q相サンプリング容量部 107を含む。 I相帯域通過フィルタ 108および Q相帯域通過フィルタ 109 はそれぞれサンプル 'ホールド回路 105の I相サンプリング容量部 106および Q相サンプリング容量部 107の出力から、信号の離散化により発生した不要な折り返し成分や所望外のチャネルなど不要な周波数成分を除去する。 I相アナログ ·ディジタル変換器 110および Q相アナログ ·ディジタル変換器 111はそれぞれ I相帯域通過フィルタ 108および Q相帯域通過フィルタ 109の出力信号をアナログ信号力もディジタル信号へと変換する。なお、周波数帯域の選択性を高めるために複数の RF帯域通過フィルタがカスコード接続される場合もあり、ディジタル無線受信装置は図 1に示す構成に限られるわけではない。

[0005] 次に、上記の従来のディジタル無線受信装置の動作について説明する。最初に、無線信号はアンテナ 100によって電気信号へと変換される。変換された電気信号は、空間を伝播する際に受ける減衰力極めて微弱なものになっており、さらに無線信号には、他の通信機器などで用いられている信号も混入している。このことから、受信装置は熱雑音などの発生を極力抑えながら復調可能なレベルまで信号を増幅し、さらに不必要な混入信号を除去して、通信に用いられている信号のみを選択的に抽出しなければならない。このため、無線通信で用いられている周波数帯域を選択的に通過させる無線周波数帯域選択フィルタ 101と増幅器 102がアンテナ 100の後段に接続されており、それぞれ周波数選択、信号増幅の役割を担う。

[0006] しかし、一般に用いられている無線周波数帯域選択フィルタ 101の帯域通過特性などから、信号がこれら無線周波数帯域選択フィルタ 101、増幅器 102を出た時点では、所望外の周波数成分が残留しているのが通例であるため、さらに濾過（フィルタリング)を行なって所望外の周波数成分を除去しなければならない。この理由力行なわれる後段の周波数選択は、所望信号の周波数帯域よりも非常に近接した帯域の信号を除去するため、信号を通過させる帯域と遮断させる帯域とが近接したフィルタ、つまり遮断特性が高いフィルタを必要とする。この遮断特性が高いほどフィルタ回路は大規模なものとなり、同じ遮断特性を有するフィルタでも、通過周波数帯域の中心周波数が高いほどフィルタ回路は大規模となる。ゆえに、回路規模を抑えつつ周波数選択性を向上させるため、周波数変換の操作が必要となる。

[0007] この周波数変換において、さらに回路規模の増大を抑えつつ低消費電力化を達成するために、図 1の従来の受信装置はサンプル.ホールド回路 105、 I相帯域通過フィルタ 108、および Q相帯域通過フィルタ 109を備えている。ここで、サンプル 'ホールド回路 105、 I相帯域通過フィルタ 108、および Q相帯域通過フィルタ 109により周波数変換が行なわれる理由について述べる。ある周波数帯域を有する時間連続な信号が、サンプル'ホールド回路 105を用いて一定間隔で離散時間信号へと変換される場合、この離散時間信号からは当初の入力信号以外に、他の周波数成分も再現され得る。このように、当初の入力信号が有する周波数帯域以外に離散信号に含まれている周波数成分は、「折り返し」と呼ばれる。一般に、周波数帯域が W以内に制限された任意の時間関数は、 1Z2Wごとの離散的な時刻における標本値により一意的に表現され、この時間間隔以上で信号が標本化された場合、折り返しが互いに重なり合ってしまい、変調信号の信号対雑音比を下げることになる。これは「標本化定理」と呼ばれるディジタル信号処理の基本定理であり、変調信号の有する周波数帯域値の少なくとも 2倍のサンプリング周波数でサンプルすべきことを要請している。今後、この「標本ィ匕定理」は離散信号を扱う上での前提とし、以下では特に言及しない。この標本ィ匕定理力要請されるサンプリング周波数で増幅器 102の出力信号を離散化することにより発生する多数の折り返し成分の中から、所望の帯域のみをディジタルフィルタで選択'抽出すれば、ベースバンド信号を損壊することなく帯域の中心周波数を変換することが可能である。

[0008] この従来技術の例では、 I相サンプリングクロック、および該サンプリングクロックから位相が 90° 移された Q相サンプリングクロックにより I相サンプリングスィッチ 103および Q相サンプリングスィッチ 104をそれぞれオン Zオフして入力変調信号がサンプリングされ、 I相サンプリング容量 106および Q相サンプリング容量 107にそれぞれ所定時間保持される。この操作により入力信号は I成分、 Q成分へとそれぞれ分離された上で、離散時間信号へと変換される。さらに、サンプル 'ホールド回路 105の後段に接続された I相帯域通過フィルタ 108および Q相帯域通過フィルタ 109によってそれぞれ I, Q成分ごとに所望周波数帯域が選択 '抽出された後、 I相アナログ，ディジタル変換器 110および Q相アナログ 'ディジタル変換器 111によってそれぞれディジタルベースバンド信号へと復調される。復調された各ディジタルベースバンド信号は I相物理層信号処理部 112および Q相物理層信号処理部 112へ送られる。パケット信号の入力が続く限り、上記一連の動作は継続される。

[0009] なお、特開 2003— 338771号公報 (特許文献 2)に示されるように、従来技術において、パケット通信を行なっていない間に回路を停止させ、低電力化を目指す例はある。しかし、パケット送受信により復調を行なっている間は、速やかに復調を完了させる等の技術に対する言及はないため、シンボル期間中の全てにわたって始終回路を動作させる必要がある。したがって、従来技術において、シンボル期間内で回路を停止させるなどの工夫で低電力化を図った例はない。

特許文献 1：特開 2002— 374181号公報

特許文献 2 :特開 2003— 338771号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0010] 上述した従来のディジタル無線受信装置は、以下の問題点がある。

[0011] 第 1に、アナログ'ディジタル変換器を用いてディジタル変調信号を復調する場合、デバイスや回路工夫以外の手法を用いては復調回路の消費電力が下げられない。その理由は、受信装置はパケット通信を行なって、る間始終動作して、るためである

[0012] 第 2に、アナログ 'ディジタル変換器を用いてディジタル変調信号を復調する場合、システム全体の低コスト化'低電力化が阻害される。その理由は、高分解能のアナ口グ ·ディジタル回路が必要なため、回路の小型化 ·低消費電力化が難、ためである。従来技術は受信信号を離散時間信号として扱っていることから、ディジタル回路特有の低消費電力化 ·回路小型化のための工夫の余地があると考えられる。

[0013] 本発明の目的は、低消費電力で、小型、低コストのディジタル無線受信装置を提供することにある。

課題を解決するための手段

[0014] 本発明のディジタル無線受信装置は、

入力された前記信号の中から、通信に用いられている周波数帯域を選択し、出力する無線周波数帯域選択フィルタと、

無線周波数帯域選択フィルタカゝら出力された信号を入力し、該信号を増幅する増幅器と、

増幅器力出力された信号を入力し、該信号の有する周波数帯域の少なくとも 2倍のサンプリング周波数で該信号を離散時間信号へと変換するサンプル 'ホールド回路と、

サンプル 'ホールド回路から出力される離散時間信号の中から、通信に用いられている周波数帯域のみを選択し出力するディジタルフィルタと、

ディジタルフィルタから出力された信号を入力し、該信号の 1波長分に相当する時間のみ起動して該信号を復調する復調回路と、

復調回路で復調され、出力されたディジタル信号を入力して復調誤り率を求め、該誤り率が通信規格で規定された復調誤り率を満足するかどうか確認し、満足しな!ヽ場合、復調回路の復調時間を変調信号 1波長分から通信規格値を満足するまで順次延長し、サンプル ·ホールド回路へのサンプリングクロック分配系、ディジタルフィルタ、増幅器、および無線周波数帯域選択フィルタを復調回路と同時に起動および停止させる停止回路と

を有する。

[0015] 本発明によれば、ディジタル無線受信装置の消費電力を大幅に下げられる。その理由は、ディジタル無線通信の搬送波周波数は通例ベースバンド周波数の数百倍力数千倍であり、 1つの変調期間において必要最小限の検波を行い、復調データの誤り率が規格値内に収まることを確認すれば、復調回路その他を停止させ低消費電力化を図ることが可能なためである。

[0016] また、本発明によれば、ディジタル無線受信装置を小型化できる。その理由は、無線変調信号を離散時間処理した場合、連続信号のまま復調する場合と比較して回路縮小'集積ィ匕の障害となるアナログ回路要素を減らすことが容易であり、将来のプロセステクノロジ進化に応じた高性能化も容易なためである。

図面の簡単な説明

[0017] [図 1]図 1はディジタル無線受信装置の従来例を示すブロック図である。

[図 2]図 2は本発明の第 1の実施形態のディジタル無線受信装置の構成を示すブロック図である。

[図 3]図 3は第 1の実施形態における復調回路の動作の具体例を示す図である。

[図 4]図 4は復調時間決定の手続きを示す流れ図である。圆 5]図 5は本発明の第 2実施の形態のディジタル無線受信装置の構成を示すブロック1図—

〇である。

〇

圆 6]図 6は第 2の実施形態における復調回路の動作の具体例を示す図である。圆 7]図 7は本発明の第 3の実施形態のディジタル無線受信装置の構成を示すブロック図である。

圆 8]図 8は第 3の実施形態における復調回路の動作の具体例を示す図である。圆 9]図 9は本発明の第 4の実施形態のディジタル無線受信装置の構成を示すブロック図である。

圆 10]図 10は第 4の実施形態における復調動作の概念を示す図である。

[図 11]図 11は本発明の第 5の実施形態のディジタル無線受信装置の構成を示すブロック図である。

[図 12]図 12は第 5の実施形態における復調部の構成を示すブロック図である。符号の説明

アンアナ

101 無線周波数帯域選択フィルタ

102 増幅器

103 I相サンプリングスィッチ

104 <3目サンプリングスィッチ

106 I相サンプリング容量部

107 Q相サンプリング容量部

108 I相帯域通過フィルタ

109 Q相帯域通過フィルタ

110 I相アナログ ·ディジタル変換器

111 Q相アナログ ·ディジタル変換器

112 I相物理層信号処理部

113 Q相物理層信号処理部

114 I相サンプリングクロック分配系

115 Q相サンプリングクロック分配系 105、 201、 501、 701、 901、 1101 サンプル 'ホールド、回路

200 サンプリングスィッチ

202 サンプリング容量部

203 帯域通過フィルタ

204 停止回路

205A、 205B、 205C、 205D 復調回路

206 伝送品質判断部

207 サンプリング時間決定部

208 ストップ信号供給部

209 クロック発生器

210 物理層信号処理部

211A、 211B、 211C 搬送波再生回路

212 サンプリングクロック分配系

400 復調用帯域通過フィルタ

401 Fc+ Δ ίを通過させる狭帯域通過フィルタ

402 Fc— Δ ίを通過させる狭帯域通過フィルタ

403 比較回路

301〜308 ステップ

発明を実施するための最良の形態

(第 1の実施形態）

図 2は本発明の第 1の実施形態によるディジタル無線受信装置のブロック図である。クロック発生器 209はサンプリングクロックを発生する。搬送波再生回路 211Aは搬送波を再生する。サンプル 'ホールド回路 201は、クロック発生器 209からサンプリングクロック分配系 212を通じて供給されるサンプリングクロックを受けて入力信号（図 1 中の増幅器 102の出力信号)をサンプルした後、所定時間保持して離散時間信号とする。帯域通過フィルタ 203は、信号を離散化することにより発生した不要な折り返し成分や所望外の周波数成分を除去する。復調回路 205Αは、帯域通過フィルタ 203 力の入力信号と再生搬送波とをごく短時間に比較してベースバンド信号を出力し、物理層信号処理部 210へ送る。停止回路 204は、復調回路 205Aで復調されたべースバンド信号を受けて復調回路 205A、サンプリングクロック分配系 212、およびその他受信装置の電力を消費している増幅器'フィルタ（図 1中の増幅器 102、無線周波数帯域フィルタ 101)などの動作を適宜停止させる。

[0020] サンプル ·ホールド回路 201は、サンプリングクロックによりオン Zオフ動作を繰り返し、入力信号を所定時間ごとにサンプルするサンプリングスィッチ 200と、サンプリングスィッチ 200から出力された信号を所定時間蓄積して保持するサンプリング容量部 202を含む。

[0021] 停止回路 204は伝送品質判断部 206とサンプリング時間決定部 207とストップ信号供給部 208を含む。伝送品質判断部 206は、復調回路 205Aで復調され出力されたベースバンド信号を受けて復調誤り率を算出し、この復調誤り率が通信規格で規定された値を満足するか否かを判断する。サンプリング時間決定部 207は、復調誤り率が通信規格で規定された値を満足しな!、と判断された場合、伝送品質判断部 206で算出された復調誤り率に基づいて通信規格を満たすための最低限の復調時間を決定する。ストップ信号供給部 208は、サンプリング時間決定部 207で決定された復調時間に基づいて復調回路 205、サンプリングクロック分配系 212、および増幅器、フィルタ等を停止させる信号を出力する。

[0022] 次に、図 2、図 3、図 4を参照して本実施形態の無線信号受信装置の動作について詳細に説明する。なお、簡単のため、ここではディジタル変調の単純な例としてべ一スバンド信号が正弦波に帯域制限されたオフセット位相 4値変調 (O— QPSK)を例に取る。一般の位相 4値変調の場合、搬送波の位相を 45度、 135度、 225度、 315 度の 4種類で動かし、それぞれバイナリ信号を対応させてディジタルデータを伝送する力特にデータ遷移パターンに制限は加えられていない。このため、位相遷移パタ一ンは士 90度移相と 180度移相の 3種類である。しかしオフセット位相 4値変調の場合、 180度移相のデータ遷移が許されていないため、位相遷移パターンは ± 90度移相の 2種類のみ、となる。カロえて、ベースバンド信号が正弦波に帯域制限されている場合、変調により位相が動く速度は一定であり、変調波の包絡線も一定となるため、単純である。このことから、位相が + 90度移相される際は搬送波周波数からさらに正の値だけ周波数が重畳されている周波数変調と見なすことが可能である。逆に

90度移相される際も同様である。つまり、ある規定の速度で位相が移される変調方式の場合、波形力周波数変調が行なわれていると見なすことも可能である。

[0023] この変調方式は、例えば国際電気電子技術者連合において規格化された無線家庭内通信網 802. 15. 4規格の物理層で採用されている。なお、シンボルレ―トは Fr とする。これらの変調条件は第 2の実施の形態以下においても同一とする。

[0024] 図 1の無線周波数帯域選択フィルタ 101、増幅器 102を通過して周波数選択 '増幅された入力信号は、中心周波数 Finでサンプル ·ホールド回路 201へ入力される。サンプル'ホールド回路 201の初段に位置し、クロック発生器 209から供給される周波数 fsのサンプリングクロックにより駆動されオン Zオフ動作を繰り返すサンプリングスィツチ 200は、入力信号の電圧振幅値をサンプリングクロック 1周期 lZfsごとにサンプルし、この値を後段のサンプリング容量部 202へ送る。サンプリング容量部 202は、サンプルされた入力信号値をサンプリングクロック 1周期 lZfsの間、所定時間保持 (ホ一ルド）する。この保持される時間はサンプリングクロックのデューティ比、サンプル' ホールド回路 201の回路構成、その他によって変化させることができる値である。このようにして、サンプル 'ホールド回路 201において、入力信号は連続時間信号から離散時間信号へと変換され、後段の帯域通過フィルタ 203、および復調回路 205Aへと出力されることになり、サンプル ·ホールド回路 201以降はディジタル信号的なデータ処理、回路動作が可能となる。また、このサンプル ·ホールド回路 201から出力された信号は、離散時間信号へ変換されたことに伴い、当初の入力中心周波数 Fin以外に多数の周波数成分を含んでいる。これは、前記従来技術の動作説明でも述べたようにデータ値が離散的であるため、これらサンプルデータ力所望以外の周波数成分も再現され得ることに由来し、一般に「折り返し」（エイリアス）と呼ばれる。これら折り返しや他通信規格など力の不要混入成分を除去するため、次段の帯域通過フィルタ 203が用いられる。ここで、サンプル 'ホールド回路 201で発生した多数の折り返し成分の中から、帯域通過フィルタ 203により所望の 1つの周波数成分 Fcのみを選択抽出すれば、ディジタルベースバンド信号を保ちつつ Fin力 Fcへと帯域の中心周波数が変換できる。このために、本発明ではサンプル 'ホールド回路 201と帯域通過フィルタ 203を組み合わせ、周波数選択 ·変換を行なっている。

[0025] サンプル 'ホールド回路 201から出力された離散時間信号は、次段の帯域通過フィルタ 203へ供給される。この帯域通過フィルタ 203は離散時間信号を扱うディジタルフィルタであり、フィルタから出力された信号をさらに入力へと戻して（フィードバック）演算に用いる無限インパルス応答フィルタ、また出力信号をフィードバックしない有限インパルス応答フィルタのいずれも用いることができる。ただし、ここで用いるフィルタは、通信で使用している信号帯域のみを選択抽出して出力し、次段の復調回路 205 Aへと供給するために、他通信規格力もの信号や同一規格の隣接チャネル信号などが排除可能でなければならない。この点から、前記帯域通過フィルタ 203は、狭帯域信号を通過させることが可能であり、さらに高い周波数遮断特性を有していることが要求される。その理由は、後述するように復調回路 205Aの特性上、所望チャネル以外の信号が復調時に入力された場合は分離することが不可能であり、復調動作が妨害されるからである。

[0026] 一般に無限インパルス応答フィルタの場合、 4次力 6次程度の低次のフィルタ次数で前記仕様を満足するが、狭帯域信号を選択的に通過させる場合フィルタの極が近接することになり、発振の危険を伴う不安定なフィルタとなる可能性がある。一方、有限インパルス応答フィルタの場合、上記の発振の危険はないものの、同一特性を持つ無限インパルス応答フィルタと比較してフィルタ長が 10倍程度になる場合があり、チップ単価を上昇させる可能性がある。

[0027] 周波数変換'選択された変調信号は、復調回路 205Aにおいて基準となる再生搬送波と波形比較されることにより、ベースバンド信号が抽出され、復調される。ここでは搬送波の再生について述べる。一般に、ディジタル無線通信はパケット形式でデータ伝送が行なわれるが、実データの送信に先立ち、パケット先頭部分でプリアンプルと呼ばれる固定トレーニング信号が一定時間流されることが規定されている。このプリアンブルに従って、受信装置は周波数シンセサイザでの周波数ロッキング '位相同期など、実データ受信に必要な環境を準備することが可能であり、復調を行なうことができる。このことから、プリアンブルを活用することにより、通信で用いられている周波数の搬送波を再生させた上、復調回路 205Aに入力して復調へ供することが可能である。前記一連の動作は、搬送波再生回路 211Aで行なわれるものとする。

[0028] サンプル ·ホールド回路 201と帯域通過フィルタ 203にお!/、て Finから Fcへ周波数変換された前記変調信号は、搬送波再生回路 211Aで再生された搬送波とともに復調回路 205Aへ入力され、ベースバンド信号を取り出されて復調される。図 3は、復調回路 205Aの動作を示す図である。図 3に示されるように、 1シンボルで変調が行われている時間である lZFrの間、変調信号の中心周波数 1周期分に相当する 1Z Fcのみ復調回路 205Aを起動して 1波分の変調信号波形を読み取る (ステップ 301) 。さらに、同じ時刻 tにおいて再生搬送波の波形を読み取る。この例では、時刻 tにお V、て再生搬送波の位相は 0であり、入力される変調信号は + 90度方向に移相されている場合を考える。前記変調方式の説明の際に述べたように、 +90度移相の際は、ある正の値 Δίだけ周波数変調がかけられていると考えることができる。このことより、復調回路 205Αには接地点 0から電源電圧 Vddまで振動する正弦波が入力されると仮定し、ある時刻 tにおける再生搬送波 A (t)を A (t) = (VddZ2)[l + sin(2 Fct) ]と表記すると、 +90度移相の変調波 A' (t)は A' (t) = (Vdd/2) [1 + 5ίη(2 π (Fc + Af)t) ]となる。時刻 tにおいて再生搬送波 A (t)の位相が 0であれば、 A' (t)は簡単な正弦波の計算力も A' (t) = (Vdd/2) [1 + 5ίη(2 π (1 + AfZFc)N) ]、 Νは整数である。波形読み取り時刻 tがシンボル開始時刻 0に近ぐベースバンド信号波形の変化速度 Δはりも入力周波数 Fcが十分速い場合 (VddZ2) <Α' (t)く Vddである。つまり、時刻 tでの変調波の電圧振幅が VddZ2よりも大きいか小さいかを比較回路を用いて判断すれば、 +90度移相の変調が行なわれている力、—90度の移相が行なわれているかを判断でき、復調することができる。なお、時刻 tにおいて位相が 0である必要はなぐ lZFc間のサンプル点全てを用い、適宜接地点から電源電圧までの分割数を増やして波形を読み取れば、任意の搬送波位相で波形比較し復調することが可能である。ただし、時刻 tは、マルチパス遅延によるシンボル間干渉を回避し得るよう、シンボル開始点よりも十分遅く選ばれなければならな、。

[0029] 復調が終了次第、速やかに復調回路 205Aは再び停止される。

[0030] この復調されたベースバンド信号は物理層信号処理部 210へ送られる力同時に伝送品質判断部 206へも送られる。この伝送品質判断部 206においては、復調誤り率を求め、復調誤り率が通信規格上の規定値を満たしているか否かが判断される (ステツプ 302)。ここで、パケット通信の場合、一般には実際のデータ伝送を行なう前、前記プリアンブルが送信された後で、伝送状態を判断するための固定トレーニング信号がパケット内で流されており、復調誤り率を求める際にこれを活用することが可能である。

[0031] 伝送品質判断部 206で求められた復調誤り率が通信規格値を満たしていない場合、サンプリング時間決定部 207において復調時間を lZFcから 2ZFcへと増やし、次のシンボルにおける復調時間とする（ステップ 303)。ここで決定された次シンボルの復調時間に応じて、復調回路 205Aおよびサンプリングクロック分配系 212およびその他増幅器やフィルタの動作を停止させる信号力 Sストップ信号供給部 208から供給され (ステップ 304)、次シンボルにおいて復調回路 205Aその他ブロックの機能が動作，停止される。

[0032] 次シンボルで 2ZFcに復調時間を延長しても復調誤り率が通信規格を満足しな、場合、復調時間は 3ZFc、 4/FC- · ·へと順次延長される（ステップ 305、 306、 307 )。この操作により、回路停止時間が伝送品質に応じて適応的に変更可能となる。そして、決定された復調時間に基いて、パケット終了まで復調が実行される (ステップ 3 08)。

[0033] 本実施形態では、復調に必要な最小限の時間、サンプル.ホールド回路 201へのサンプリングクロックおよび復調回路 205Aその他へ電源を供給し、その他の時間は受信装置の動作を停止させるため、受信装置の消費電力を大幅に削減できる。例えば、変調時間 lZFrが 500ナノ秒の規格において、 Fc = 100MHzで復調回路 205 Aへ変調信号を入力する場合を考える。この場合、位相変調分の検出に費やす時間は lZFc = 10ナノ秒であり、さらに回路の立ち上がり '立ち下りがそれぞれ 1ナノ秒で可能とすると、復調回路 205Aの消費電力は連続的に回路を動作させた場合と比較して [ (10 + 1 + DZ500] X 100 = 2.4%と大幅に少なくなる。ただし、待機電力は無視し得るとする。

[0034] (第 2の実施形態）

図 5は、本発明の第 2の実施形態のディジタル無線受信装置のブロック図である。本実施形態は、搬送波再生回路 21 IBで再生された搬送波をサンプリングクロックとして復調回路 205Bに入力し、変調波形を読み取る際のタイミング同期を取っている点が第 1の実施形態のディジタル無線受信装置と異なる。

[0035] 次に、本実施形態の動作について説明する。ここでは前述した第 1の実施形態と異なる動作にっ、てのみ説明する。

[0036] 入力信号は Fin力も Fcへと周波数変換された後、復調回路 205Bへ入力される。図 6は、復調回路 205Bの動作を示す図である。図 6に示されるように、 1シンボルで変調が行われている lZFrの間、再生搬送波の立ち上がり時刻 Taに同期させて復調回路 505Bを起動し、変調信号の中心周波数 1周期分に相当する lZFcのみ動作させて 1波分の変調信号波形を読み取る。この時刻 Taにお、て読み取った変調信号の電圧振幅力正 ·負いずれの角度方向へ位相変調が行なわれている力判断し、復調する。図 6に示した変調信号では、正の角度方向へ位相変調が行なわれている。この例では再生搬送波よりも周波数が高くなるために、変調信号は Taにお、て搬送波に対して位相が進行しており、 Taにおける変調信号の電圧振幅は、接地点を 0、電源電圧値を Vddとすると、 0から VddZ2の間にあると考えられる。逆に、負方向へ位相変調が行なわれている場合、変調信号は搬送波に対して位相が遅れているために、 Taにおける変調信号の電圧振幅は、 VddZ2から Vddの間にあると考えられる。ゆえに、時刻 Taにおける変調信号の電圧振幅と VddZ2とを比較することによって、正方向へ位相変調が行なわれているカゝ負方向へ位相変調が行われているかを判断し、復調することができる。

[0037] ここで、再生搬送波は波の立ち上がり時刻を復調回路 205Bに示すために用いられており、入力信号との比較には用いられない。つまり、電圧振幅その他再生搬送波が有する情報は復調動作にぉ、て用いられな、。

[0038] 復調された後の動作は、第 1の実施形態の場合と同じである。

[0039] 本実施形態では、再生搬送波の振幅には復調に必要な情報が載せられておらず、入力変調信号の振幅のみを読み取ればよい。このため、第 1の実施形態と比べて復調回路 205Bの回路構成は簡単になる。

[0040] (第 3の実施形態）図 7は、本発明の第 3の実施形態のディジタル無線受信装置のブロック図である。本実施形態は、搬送波再生回路 211Cにおいて 90度ずつ位相遅延された 4相の搬送波を再生し、これら 4相の搬送波が全て復調回路 205Cへ入力されて、る点が第 1 の実施形態のディジタル無線受信装置と異なる。

[0041] 次に、本実施形態のディジタル無線受信装置の動作にっ、て説明する。ここでは前述した第 1の実施形態と異なる動作についてのみ説明する。

[0042] 入力変調信号は Fin力も Fcへと周波数変換された後、復調回路 205Cへ入力される。ここで、同時に、搬送波力もそれぞ; 立相が 0度、 90度、 180度、 270度位相遅延された再生搬送波も復調回路 205Cへ入力される。図 8は、復調回路 205Cの動作を示す図である。図 8に示されるように、ある時刻 fにおいて復調回路 205Cを変調信号の中心周波数 1周期分に相当する lZFc間のみ起動し、時刻 fにおける変調信号の電圧振幅値 Φ in (f)を読み取る。同時に、復調回路 205Cへ入力された 4相の再生搬送波それぞれの時刻 fにおける電圧振幅値 φ Ο (ί)〜φ 270 (f)も読み取る。図 8を参照すると、これらの変調波と 4相再生搬送波の波形読み取りは同時に行われることが理解できる。

[0043] この例では、変調信号は搬送波に対して 0度から 90度の間で位相が遅れた位相変調を受けており、時刻 fにおいて φ θの位相は 0であるとする。まず、時刻 fにおいて、変調信号と 4相再生搬送波それぞれの電圧振幅 φ in (f)、 φ 0 (f)、 90 (f) , φ 180 (f)、 φ 270 (f)を読み取る。電源電圧値を Vddとすると、 0< ίη(ί) < (Vdd/2)であるから、この時点では変調信号の搬送波からの位相遅延分は 0度から 180度の間であることが分かる。さらに、次のサンプル点 f+ (1/fs)において、（VddZ2) < φ i n (f+ (lZfs) )く Vddであるから、この段階で変調信号の位相遅延分は 0度から 90 度の間であることが分かる。一般的な位相 4値変調の場合、 0度から 90度の間で位相を遅らせる位相変調はバイナリ信号の「10」に対応するので、この波形比較の時点で復調まで完了したことになる。上記の例は、変調波 1周期分、 2サンプル点での電圧振幅量読み取りにより、 φ in (f)の波形力^〜 270度移相の搬送波形、ずれに近 V、かを判断して復調する例である。

[0044] 復調された後の動作は、第 1の実施形態の場合と同一である。 [0045] 本実施形態では、変調信号波形の時刻 fにおける電圧振幅値を読み取ることで、位相変調量が 0度〜 90度〜 180度〜 270度〜 360度の 4区間中いずれに区分されるかが容易に判断できる。特に、 QPSK変調の場合、この 4つの区間とバイナリ信号とが直接対応しているため、復調までに要するドウエア負荷を軽減できる。

[0046] なお、通常の無線送受信装置では変調信号を I相 'Q相それぞれに分離して扱うため、 4相の再生搬送波を準備する箇所により、従来構成と比較してハードウェアが複雑になることはない。

[0047] (第 4の実施の形態）

図 9は、本発明の第 4の実施形態のディジタル無線受信装置のブロック図である。本実施形態は、復調回路 205Dにおいて、搬送波形との比較ではなぐ入力信号の位相の時間変化のみ力ベースバンド信号を読み取るため、復調動作に限っては搬送波再生回路を必要としない点が第 1の実施形態のディジタル無線受信装置と異なる。

[0048] 次に、図 10を参照して第 4の実施形態のディジタル無線受信装置の動作について説明する。ここでは位相変調の一例として、時刻 0から時刻 lZFrまでのシンボル期間において 0度から 90度まで正の角度方向に移相されており、電源電圧値を Vddとして、時刻 fにおける変調波 A' (f)の電圧振幅が A' (f) = (Vdd/2)[l + sin(2 π (Fc + Af)f) ]で表される場合を扱う。また、ここでは前述した第 1の実施形態と異なる動作についてのみ説明する。

[0049] 入力信号は Fin力も Fcへと周波数変換された後、復調回路 205D 入力される。

図 10は、復調回路 205Dの動作を示す図である。図 10に示されるように、時刻こおいて lZFc間のみ復調回路 205Dを起動して、各サンプル点における変調波の電圧振幅を読み取った後、速やかに復調回路 205Dその他受信装置要素を停止する。なお、この例では、簡単のため時刻 fにおける変調波の位相を 0とするため、時刻 fでの変調波の電圧振幅は (VddZ2)である。

[0050] 次に、半シンボル期間後に相当する時刻 f+ (l/2Fr)において lZFc間のみ復調回路 205Dを再び起動して、各サンプル点における変調波の電圧振幅を読み取つた後、速やかに復調回路 205Dその他受信装置要素を停止する。時刻 f + (l/2Fr )における変調波 A'の電圧振幅は、簡単な三角関数の計算力 A' (f) = (Vdd/2) [ 1 + 5ίη(2 π (Fc+ Af) Z2Fr) ]となる。ベースバンド波形の変化速度 Δίとシンボルレ―ト Frは通信規格で定められた値であり、復調回路 205Dへの入力周波数 Fcも復調時には既知の値である。ゆえに、時刻 fにおける変調信号の位相を読み取り、さらに 2回目に復調回路 205Dを起動して変調信号波形を読み取る時刻を決めておけば、 2回目の波形読み取りにおける変調信号の電圧振幅値が予想可能となる。例えば Δί=0.5ΜΗζ、 Fc= 100MHz、 Fr= 2.0MHzと仮定すると A' (f+ (l/2Fr) ) = 0.85 XVddと予想できる。さらに 90度力も 0度まで負の角度方向に移相される場合、同様の議論にょり八' + (1 2?1：) )=0.15 ¥(1(1と予想できる。以上の結果から、 f+ (l/2Fr)における電源電圧値と VddZ2とを比較すれば、正'負のいずれの方向に位相変調が行われているかを判断することができ、復調することができる。

[0051] この復調されたベースバンド信号から、伝送品質判断部 206においてを求め、復調誤り率が通信規格上の規定値を満たして!/ヽるカゝ否かを判断する。伝送品質判断部 2 06で求められた復調誤り率が通信規格値を満たしてヽな、場合、サンプリング時間決定部 207において復調時間を lZFcから 2ZFcへと増やし、次のシンボルにおける復調回路 205Dの起動時間とする。ここで、決定された次シンボルの復調時間に応じて、復調回路 205D、サンプリングクロック分配系 211、その他増幅器やフィルタの動作を停止させる信号がストップ信号供給部 208から供給され、次シンボルにお、て復調回路 205Dその他ブロックの機能が動作'停止される。ここで、第 1の実施形態と異なる点は、 lZFcから 2ZFcへと増やされた復調時間に従い、変調波の電圧振幅が同シンボル期間内で複数回読み取られる点である。

[0052] 次に入力されるシンボルで 2ZFcに復調時間を延長しても復調誤り率が通信規格を満足しない場合、復調時間は 3ZFc、 4/FC- - ·へと順次延長される。この操作により、回路停止時間が伝送品質に応じて適応的に変更可能となる。

[0053] 本実施形態では、搬送波の再生を必要としない分、第 1の実施形態と比べて受信装置の簡略化が可能となる。ただし、第 1の実施形態では原理上 1つの点で検波すれば復調可能であるが、本実施形態では複数の点で検波する必要がある。この点から、復調回路 205Dを起動すべき時間は第 1の実施形態よりも本実施形態のほうが長くなり、消費電力も大きくなる。

[0054] (第 5の実施の形態）

図 11は、本発明の第 5の実施形態のディジタル無線受信装置のブロック図である。本実施形態は、変調信号の電圧振幅から位相変調量を検出するのではなぐ図 12 に示される、 Fc+ Δ ίを通過させる狭帯域通過フィルタ 401と、 Fc- Δ ίを通過させる狭帯域通過フィルタ 402を用いて、搬送波周波数 Fcからのシフト量 Δ fを検出して位相変調量を求め、復調する点が第 1の実施形態のディジタル無線受信装置と異なる。なお、図 12に示す復調用帯域通過フィルタ 400は図 11に示す復調回路 205Eに含まれている。

[0055] ここで、本実施形態の動作について説明する。なお、ここでは前述した第 1の実施の形態と異なる動作にっ、てのみ説明する。

[0056] 入力信号は Fin力も Fcへと周波数変換された後、復調回路 205E内の復調用帯域通過フィルタ 400へ入力される。入力信号は図 12に示される Fc+ Δ ίを通過させる狭帯域通過フィルタ 401と、 Fc Δ ίを通過させる狭帯域通過フィルタ 402へ同時に通され、 2つのフィルタの後段に置かれている比較回路 403にて各フィルタから出力される電圧が比較される。ここで、狭帯域通過フィルタ 401は正の角度方向へ位相変調が行われている際の周波数シフト量 + Δ ίのみを通過させるフィルタであり、狭帯域通過フィルタ 402は負の角度方向へ位相変調が行われている際の周波数シフト量 Δ ίのみを通過させるフィルタである。これらのフィルタ 401、 402は離散信号を扱うフィルタであるが伝達関数は固定である。比較回路 403において、フィルタ 401の出力力 Sフィルタ 402の出力よりも大きいと判断されれば、正の角度方向へ位相変調が行われていると判断でき、逆にフィルタ 402の出力がフィルタ 401の出力よりも大きいという結果が得られれば、負の角度方向へ位相変調が行われていると判断できる。以上より、比較回路 403の出力結果力も復調することが可能である。

[0057] 復調が行なわれた後の動作については、第 1の実施の形態と同一である。

[0058] 本実施形態では、ベースバンド信号のデータ遷移を周波数シフト量力読み取るため、マルチパス干渉で劣化した時間波形を検波する第 1、第 2、第 3、第 4の実施形態に比べ、信号対雑音比の高い復調が可能である。

Claims

請求の範囲

[1] ディジタル変調された電気信号が入力される無線受信装置であって、

前記無線周波数帯域選択フィルタから出力された信号を入力し、該信号を増幅する増幅器と、

前記増幅器力出力された信号を入力し、該信号の有する周波数帯域の少なくとも 2倍のサンプリング周波数で該信号を離散時間信号へと変換するサンプル 'ホールド回路と、

前記サンプル 'ホールド回路から出力される離散時間信号の中から、通信に用いられている周波数帯域のみを選択し出力するディジタルフィルタと、

前記ディジタルフィルタから出力された信号を入力し、該信号の 1波長分に相当する時間のみ起動して該信号を復調する復調回路と、

前記復調回路で復調され、出力されたディジタル信号を入力して復調誤り率を求め、該誤り率が通信規格で規定された復調誤り率を満足するかどうか確認し、満足しな、場合、前記復調回路の復調時間を変調信号 1波長分から通信規格値を満足するまで順次延長し、前記サンプル ·ホールド回路へのサンプリングクロック分配系、前記ディジタルフィルタ、前記増幅器、および前記無線周波数帯域選択フィルタを前記復調回路と同時に起動および停止させる停止回路と

を含むディジタル無線受信装置。

[2] 当該通信に用いられる搬送波と同一の周波数、および同一の位相を有する搬送波を再生し、前記ディジタルフィルタから出力される前記信号の中心周波数と同一の周波数へ変換して出力し、前記復調回路へ出力する搬送波再生手段をさらに含む、請求項 1に記載の装置。

[3] 前記搬送波再生手段は前記再生された搬送波からそれぞれ 90度、 180度、 270 度位相が移された搬送波を全て再生し、合計 4相の再生搬送波を前記復調回路へ出力する、請求項 2に記載の装置。

[4] 前記復調回路は、前記搬送波再生手段から供給された搬送波振幅と、前記ディジタルフィルタ力供給された信号振幅とを同時に比較してベースバンド信号を読み取り、復調を行なう、請求項 1または 2に記載の装置。

[5] 前記復調回路は、前記搬送波再生手段から供給された搬送波を同期信号として、前記ディジタルフィルタから供給された信号振幅を読み取り、復調を行なう、請求項 1 または 2に記載の装置。

[6] 前記復調回路は、前記搬送波再生手段から供給された 4相の搬送波全ての振幅と、前記ディジタルフィルタ力供給された信号振幅とを同時に比較してベースバンド信号を読み取り、復調を行なう、請求項 1または 2または 3に記載の装置。

[7] 前記復調回路は、前記ディジタルフィルタ力供給された信号の振幅の時間変化を読み取ることにより復調を行なう、請求項 1に記載の装置。

[8] 前記復調回路は、前記ディジタルフィルタ力供給された信号が有する周波数帯域と、搬送波周波数との差を読み取ることにより復調を行なう、請求項 1に記載の装置。