JP4706761B2

JP4706761B2 - 受信回路

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Publication number: JP4706761B2
Application number: JP2009018188A
Authority: JP
Inventors: 竜行二瓶; 圭一楫野; 竜朗佐藤; 栄煥李
Original assignee: 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社
Priority date: 2009-01-29
Filing date: 2009-01-29
Publication date: 2011-06-22
Anticipated expiration: 2029-01-29
Also published as: US8416886B2; US20100215122A1; JP2010178043A

Description

本発明は、変調されたディジタル信号を受信しこれを復調する受信回路に関し、特に、バッテリ駆動の低消費電力の受信回路に関する。

赤外線通信などを利用したディジタル信号の受信回路を図１に示す。受信回路１０は、フォトダイオードやアンテナなどから変調（例えば、ＡＳＫ変調）されたディジタル信号を受信するアンプ２０と、アンプ２０で増幅された信号を検波し、その直流成分であるベースバンド信号を抽出する検波回路３０と、ベースバンド信号を積分して受信信号の平均値である基準信号を出力する積分回路４０と、ベースバンド信号の電圧と積分回路４０からの基準信号の電圧とを比較し比較した結果をディジタル信号にて出力するコンパレータ５０と、コンパレータ５０から出力されたディジタル信号を処理する信号検出回路６０とを有している。

典型的な赤外線通信において、意味のあるデータを送信する場合には、データのヘッダ部分に特定のビットパターンが付加される。従って、意味のあるデータを含むディジタル信号が受信されたとき、信号検出回路６０は、コンパレータ５０から出力された特定のビットパターン（プリアンブル）の信号を検出したとき、目的のデータが受信されたと判定し、ディジタル信号を出力する。他方、信号検出回路６０は、特定のビットパターンを検出することができないとき、雑音による無意味なデータと判定し、ディジタル信号の出力を停止する。

受信回路の感度を良くするため、コンパレータの基準信号の電圧を小さくすると、コンパレータは、受信信号に含まれる僅かなノイズやグリッチを検出してしまう。こうした点を改善するため、特許文献１は、コンパレータの基準信号にヒステリシスを与え、誤動作を少なくした復調器を開示している。

特開２００４-１３５３０６号

図１に示す従来の受信回路は、意味のあるデータがない無信号時であっても動作し、コンパレータ５０は、ディジタル信号を出力し続け、信号検出回路６０は、不特定のタイミングで送信される特定のビットパターンが含まれるか否かを常時監視を検出している。信号検出回路６０は、比較的高い周波数でディジタル信号をサンプリングするように動作しているため、無信号時に無駄な電力が消費されてしまうという課題がある。特に、受信回路をバッテリで駆動するようなアプリケーションでは、電力消費を小さくしないと、バッテリの消耗が激しく、バッテリの頻繁な交換を余儀なくされてしまう。

本発明は、上記従来の課題を解決するものであり、消費電力を低減することが可能な受信回路を提供することを目的とする。さらに本発明は、誤動作の少ない受信回路を提供することを目的とする。さらに本発明は、バッテリ駆動に適した受信回路を提供することを目的とする。

本発明に係る受信回路は、データの有無を識別する識別情報をヘッダに含む変調されたディジタル信号を受信する受信手段と、受信されたディジタル信号を復調する復調手段と、復調された受信信号と基準信号を比較し、比較結果に応じたディジタル信号を出力する比較手段と、前記基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記比較手段から出力されたディジタル信号の論理レベルに応じて前記基準信号の電圧レベルを可変する第１の可変手段と、前記比較手段から出力されたディジタル信号の前記識別情報に対応するパルス数を計数する計数手段と、前記計数手段による計数結果に基づき前記基準信号の電圧レベルを可変する第２の可変手段と、前記比較手段から出力されたディジタル信号を処理する信号処理手段とを有する。

好ましくは前記第２の可変手段は、前記計数手段による計数値が予め決められた値に一致したとき、前記基準信号の電圧レベルを可変する。好ましくは前記信号処理手段は、前記比較手段から出力されるディジタル信号の論理レベルの遷移に応答して動作を開始する。あるいは前記信号処理手段は、前記計数手段による計数結果に基づき動作を開始する。好ましくは前記第１の可変手段は、前記基準信号生成手段により生成された第１の信号電圧と、当該第１の信号電圧から生成された第２の信号電圧とを入力し、前記比較手段から出力されるディジタル信号の論理レベルに応じて第１の信号電圧または第２の信号電圧を選択しこれを前記基準信号とする選択回路を含む。好ましくは前記第２の可変手段は、前記計数手段による計数結果に基づき前記第１の信号電圧を可変する可変回路を含む。

さらに本発明に係る受信回路は、データの有無を識別する識別情報をヘッダに含む変調されたディジタル信号を受信する受信装置と、受信されたディジタル信号を検波しベースバンド信号を出力する検波回路と、前記ベースバンド信号と基準信号を比較し、比較結果に応じたディジタル信号を出力するコンパレータと、前記ベースバンド信号を積分する積分回路と、積分回路により生成された平均値信号に基づき下側ヒステリシス信号を生成する下側ヒステリシス電圧生成回路と、前記平均値信号に基づき上側ヒステリシス信号を生成する上側ヒステリシス電圧生成回路と、前記コンパレータから出力されるディジタル信号の論理レベルに基づき、前記下側ヒステリシス信号または前記上側ヒステリシス信号を選択しこれを前記基準信号とする選択回路と、前記コンパレータから出力されたディジタル信号の前記識別情報に対応するパルス数を計数し、パルス数が規定値に達したことを示すカウント信号を出力するパルス検出カウンタと、前記カウント信号に基づき前記上側ヒステリシス信号の電圧レベルを可変する可変回路と、前記コンパレータから出力されたディジタル信号を処理するディジタル回路とを有する。

好ましくは前記上側ヒステリシス電圧生成回路は、前記平均値信号と前記可変回路からの出力電圧との差分を増幅するアンプを含み、前記可変回路は、前記カウント信号に応じて前記出力電圧を可変する。好ましくは前記受信手段は、赤外線通信により送信されたディジタル信号を受信する。好ましくは前記受信回路は、バッテリによって駆動される。好ましくは前記受信回路は、１つの集積回路チップに形成される。

本発明によれば、出力されたディジタル信号の電圧レベルに応答して基準信号の電圧レベルを可変するようにしたので、比較手段による誤検出を抑制することができる。さらに、ディジタル信号に付加される識別情報に対応するパルス数を検出したことに応じて基準信号の電圧レベルを可変するようにしたので、ディジタル信号に含まれるデータを感度良く検出することができる。さらに、信号処理手段が常時ディジタル信号を監視する必要がなくなるので、信号処理手段の間欠動作が可能となり、待機時における信号処理手段の電力消費を省くことができ、低消費電力の受信回路を提供することができる。

従来の受信回路の構成を示す図である。本発明の実施形態に係る受信回路の構成を示すブロック図である。本発明の実施例に係る受信回路の構成を示す図である。図３に示す受信回路のセレクタの詳細を示す図である。本実施例の受信回路のタイミングチャートである。

２００：受信回路
２１０：受光装置
２２０：アンプ
２３０：検波回路
２４０：積分回路
２５０：コンパレータ
２６０：下側ヒステリシス電圧生成回路
２７０：上側ヒステリシス電圧生成回路
２８０：セレクタ
２９０：パルス検出カウント
３００：ＤＦＥ／誤り訂正
３１０：受信バッファメモリ

以下、本発明の実施の形態に係る受信回路を図面を参照して説明する。本実施の形態に係る受信回路１００は、データの有無を識別する識別情報をヘッダに含む変調されたディジタル信号を受信する受信手段１１０と、受信されたディジタル信号を復調する復調手段１２０と、復調された受信信号Ｓと基準信号Vrefを比較し、比較結果に応じたディジタル信号を出力する比較手段１３０と、基準信号Vrefを生成する基準信号生成手段１４０と、比較手段１３０から出力されたディジタル信号の論理レベルに応じて基準信号Vrefの電圧レベルを可変する第１の可変手段１５０と、比較手段１３０から出力されたディジタル信号の識別情報に対応するパルス数を計数する計数手段１６０と、計数手段１６０による計数結果に基づき基準信号Vrefの電圧レベルを可変する第２の可変手段１７０と、比較手段１３０から出力されたディジタル信号を処理する信号処理手段１８０とを有する。

受信手段１１０は、光変調されたディジタル信号やＲＦ変調されたディジタル信号を受信する。光変調されたディジタル信号を受信する場合には、受信手段１１０は、受光素子としてフォトダイオードまたはフォトトランジスタを含むことができ、受光素子で光電変換された電気信号を出力する。また、ＲＦ変調されたディジタル信号を受信する場合には、受信手段１１０は、アンテナを含むことができ、アンテナを介して受信された電気信号を出力する。

復調手段１２０は、変調されたディジタル信号を変調または検波し、復調された受信信号Ｓを比較手段１３０へ出力する。比較手段１３０は、例えば、受信信号Ｓが基準信号Vref以上のとき論理Ｈの電圧レベル、受信信号Ｓが基準信号Vrefより小さいとき論理Ｌの電圧レベルのディジタル信号Ｄｏｕｔを出力する。

第１の可変手段１５０は、ディジタル信号Ｄｏｕｔに応じて基準信号Vrefの電圧を可変する。比較手段１３０は、無信号時であってもノイズ等を基準信号Vrefと比較し、ディジタル信号Ｄｏｕｔを出力する。第１の可変手段１５０は、比較手段１３０がＬレベルのディジタル信号を出力する場合には、基準信号Vrefの電圧レベルが高くなるような信号Ｐ１を基準信号生成手段１４０へ提供する。これにより、無信号時の受信信号Ｓと基準信号Vrefの電位差が大きくなり、コンパレータ１５０の誤動作が抑制される。また、比較手段１３０がＨレベルのディジタル信号を出力する場合には、第１の可変手段１５０は、基準信号Vrefの電圧レベルが低くなるような信号Ｐ１を基準信号生成手段１４０へ提供する。これにより、無信号時の受信信号Ｓと基準信号Vrefの電位差が大きくなり、コンパレータ１５０の誤動作が抑制される。

送信機側から意味のあるデータが送信されるとき、データの先頭部分には、特定のビットパターン、すなわちプリアンブルが付加される。プリアンブルを検出することで、以後の意味のあるデータを判別することができる。プリアンブルを含む信号が受信されたとき、比較手段１３０は、プリアンブルの一部または全部に対応するパルス信号を出力する。計数手段１６０は、パルス信号を計数し、計数値が予め決められた値に到達したとき、プリアンブルを検出したと判定し、この判定結果を第２の可変手段１７０へ出力する。第２の可変手段１７０は、基準信号Vrefの電圧レベルが小さくなるような信号Ｐ２を基準信号生成手段１４０へ提供する。これにより、比較手段１３０の受信感度が良くなり、プリアンブル以降の意味のあるデータの論理判定をより確かなものにする。

上記の例では、基準信号生成手段１４０と第１および第２の可変手段１５０、１６０とを別個の構成としたが、基準信号生成手段１４０が、第１および第２の可変手段１５０、１６０を包含するものであってもよい。さらに基準信号生成手段１４０は、受信手段１１０または復調手段１２０から得られた信号に基づき基準信号Vrefを生成することが望ましい。

信号処理手段１８０は、比較手段１３０からのディジタル信号Ｄｏｕｔを処理するディジタル回路を含んで構成される。本実施の形態では、信号処理手段１８０は、無信号時には、実質的に動作をすることを要しない。信号処理手段１８０は、例えば、比較手段１３０から出力されたディジタル信号Ｄｏｕｔの論理レベルが遷移したこと（ＨからＬ、またはＬからＨ）に応答して動作を開始することができる。あるいは、信号処理手段１８０は、図２の破線で示すように計数手段１６０がプリアンブルを検出したことを示す信号Ｐ３に応答して動作を開始することができる。信号処理手段１８０は、ディジタル信号Ｄｏｕｔの遷移または信号Ｐ３を割込み入力とし、当該割り込み入力があったときに動作を開始することができる。

本実施の形態では、従来の受信回路のように、ランダムに発生し得るプリアンブルを一定のサンプリング周期でモニターするのではなく、計数手段１６０によってプリアンブルを検出し、プリアンブルが検出されたときから信号処理手段１８０の実質的な動作を開始させることができ、受信回路の消費電力を大幅に低減することができる。

次に、本発明の実施例について説明する。図３は、本発明の実施例に係るバッテリ駆動による受信回路の構成を示す図である。受信回路２００は、光変調された信号を受信する受光装置２１０と、受光装置２１０で受光された電気信号を増幅するアンプ２２０と、アンプ２２０で増幅された信号を検波し、その直流成分であるベースバンド信号Ｓ１を抽出する検波回路２３０と、ベースバンド信号Ｓ１を積分して受信信号の平均値である信号を出力する積分回路２４０と、ベースバンド信号Ｓ１と基準信号Vrefを比較し、比較結果に応じた電圧レベルのディジタル信号を出力するコンパレータ２５０と、基準信号Vrefの下側の電圧を生成する下側ヒステリシス電圧生成回路２６０と、基準信号Vrefの上側の電圧を生成する上側ヒステリシス電圧生成回路２７０と、下側ヒステリシス電圧生成回路２６０の出力または上側ヒステリシス電圧生成回路２７０の出力のいずれかを選択するセレクタ２８０と、ディジタル信号に含まれるパルスを計数するパルス検出カウンタ２９０と、ＤＦＥ（Digital Front End）／誤り訂正３００と、受信バッファメモリ３１０とを含んで構成される。これらの受信回路２００は、好ましくは１つのシリコンチップ上に集積回路として構成することができる。なお、アンプ２２０、検波回路２３０、積分回路２４０およびコンパレータ２５０は、図１に示す構成と同様である。

図４は、図３に示すセレクタ２８０の詳細を示す図である。下側ヒステリシス電圧生成回路２６０は、積分回路２４０の出力とグランド間に接続された抵抗Ｒ３を含み、抵抗Ｒ３の所望の接続ノードから選択された下側ヒステリシス信号Ｓ３を生成する。下側ヒステリシス信号Ｓ３は、積分回路２４０によって生成された平均値信号Ｓ２よりも電圧レベルが小さく、セレクタ２８０のスイッチＳＷ２へ供給される。

上側ヒステリシス電圧生成回路２７０は、差動アンプ２７２と可変電圧２７４を含み、差動アンプ２７２の非反転入力には、積分回路２４０からの平均値信号Ｓ２が供給され、反転入力には、可変電圧２７４から出力される電圧が供給される。差動アンプ２７２は、可変電圧からの出力電圧と平均値信号Ｓ２の差分を「１」より大きいゲインにて増幅し、増幅した信号をセレクタ２８０のスイッチＳＷ１へ供給する。また、可変電圧２７４は、パルス検出カウンタ２９０から出力されるカウント信号Ｑに応じて出力する電圧を可変する。

セレクタ２８０は、２つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２を含み、スイッチＳＷ１の入力は、差動アンプ２７２の出力に接続され、スイッチＳＷ２の入力は、下側ヒステリシス電圧生成回路２６０からの下側ヒステリシス信号Ｓ３が接続される。セレクタ２８０は、コンパレータ２５０のディジタル信号Ｄｏｕｔの論理レベルに基づき、スイッチＳＷ１、ＳＷ２の開閉を切り替え、コンパレータ２５０に供給される基準信号Vrefを選択する。本実施例では、ディジタル信号ＤｏｕｔがＨレベルのとき、セレクタ２８０は、スイッチＳＷ１を開き、スイッチＳＷ２を閉じ、下側ヒステリシス信号Ｓ３を選択する。他方、ディジタル信号ＤｏｕｔがＬレベルのとき、セレクタ２８０は、スイッチＳＷ１を閉じ、スイッチＳＷ２を開き、差動アンプ２７２の出力を選択する。

パルス検出カウンタ２９０は、コンパレータ２５０から出力されるディジタル信号に含まれるパルス数をカウントし、パルス数が予め決められた値に到達したか否かを示すカウント信号Ｑを可変電圧２７４へ出力する。本実施例では、パルス検出カウンタ２９０は、パルス数が予め決められた値に到達したときＨレベルのカウント信号Ｑを出力し、到達しないときＬレベルのカウント信号Ｑを出力する。すなわち、無信号状態のとき、カウント信号Ｑは、Ｌレベルであり、意味のあるデータを受信したとき、カウント信号Ｑは、Ｈレベルである。パルス検出カウンタ２９０における目的のパルス数は、プリアンブルに応じて適宜設定することが可能であり、定期的にリセットされる。

カウント信号ＱがＬレベルであるとき、可変電圧２７４からの出力電圧はＶ１であり、カウント信号ＱがＨレベルであるとき、出力電圧はＶ２であり、Ｖ２＞Ｖ１の関係にある。カウント信号ＱがＬレベルのとき、差動アンプ２７２は、電圧Ｖ１と平均値信号Ｓ２の差分に応じた相対的に電圧レベルが大きな信号Ｓ４を出力し、カウント信号ＱがＨレベルのとき、差動アンプ２７２は、電圧Ｖ２と平均値信号Ｓ２の差分に応じた相対的に電圧レベルが小さな信号Ｓ５を出力する。従って、カウント信号ＱがＬレベルからＨレベルに遷移すると、基準信号Vrefの電圧は低下する。

本実施例において、基準信号Vrefは、以下の動作条件に従い可変される。
１．無信号状態の場合（パルス検出カウンタの信号Ｑ＝Ｌ）、ディジタル信号ＤｏｕｔがＬレベルであれば、可変電圧２７４の出力電圧Ｖ１のときの差動アンプ２７２の出力信号Ｓ４が基準信号Vrefとして選択される。
２．無信号状態の場合（パルス検出カウンタの信号Ｑ＝Ｌ）、ディジタル信号ＤｏｕｔがＨレベルであれば、下側ヒステリシス信号Ｓ２が基準信号Vrefとして選択される。
３．プリアンブルが検出された場合（パルス検出カウンタの信号Ｑ＝Ｈ）、ディジタル信号ＤｏｕｔがＬレベルであれば、可変電圧２７４の出力電圧Ｖ２のときの差動アンプ２７２の出力信号Ｓ５が基準信号Vrefとして選択される。
４．プリアンブルが検出された場合（パルス検出カウンタの信号Ｑ＝Ｈ）、ディジタル信号ＤｏｕｔがＨレベルであれば、下側ヒステリシス信号Ｓ２が基準信号Vrefとして選択される。

ＤＦＥ／誤り訂正３００は、コンパレータ２５０からのディジタル信号を受け取り、冗長ビットを用いてディジタル信号の誤りを訂正する。なお、ＤＦＥ／誤り訂正部１５０は、常時動作するのではなく、ディジタル信号の電圧レベルに遷移（ＨからＬ、またはＬからＨ）が生じたことに応答して動作する。受信バッファメモリ１６０は、受信したディジタル信号を蓄積し、外部回路からの要求に応じてこれを出力する。

次に、本実施例の受信回路の動作を図５のタイミングチャートを参照して説明する。時間ｔ１からｔ２は、光変調信号が意味のあるデータを含まない無信号状態の期間である。
この間、アンプ２２０の出力は、基本的にローレベルであるが、ノイズが発生すると、それに応じたパルスＧ１、Ｇ２が生じる。検波回路２３０から出力されるベースバンド信号Ｓ１は、包落線を示し、積分回路２４０から出力される平均値信号（破線）Ｓ２は、包落線の平均電圧を示す。下側ヒステリシス電圧生成回路２６０から出力される下側ヒステリシス信号Ｓ３は、平均値信号Ｓ２より電圧が低い信号となる。差動アンプ２７２の出力信号Ｓ４は、パルス検出カウンタがパルスを未検出のとき（信号Ｑ＝Ｌ）の信号であり、差動アンプ２７２の出力信号Ｓ５は、パルスカウンタがパルスを検出したとき（信号Ｑ＝Ｈ）の信号であり、信号Ｓ４よりも電圧レベルが低くなる。基準信号Vrefは、上記したようにディジタル信号の出力Ｄｏｕｔおよびパルス検出カウンタの信号Ｑに応じて可変され、図中、信号Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５の切り替わりを示している。

無信号状態のとき、ベースバンド信号Ｓ１は、ローレベルになり、コンパレータ２５０から出力されるディジタル信号Ｄｏｕｔは、Ｌレベルになる。この期間が継続すると、積分回路２４０で生成された平均値信号Ｓ２は、ベースバンド信号Ｓ１の平均値とほぼ等しくなる。しかし、ディジタル信号ＤｏｕｔがＬレベルのとき、セレクタ２８０は、差動アンプ２７２の出力信号Ｓ４を選択するため、ベースバンド信号Ｓ１との電位差が大きい状態が維持され、ディジタル信号ＤｏｕｔはＬレベルを出力し、ノイズを受け難い状態を維持することができる。

時間ｔ２後に、送信機側がプリアンブルを含むディジタル信号を送信すると、ベースバンド信号Ｓ１は、プリアンブルに対応するハイレベルの信号を出力する。この期間が継続した場合には、積分回路２４０からの平均値信号Ｓ２は、ベースバンド信号Ｓ１の平均値に接近するが、セレクタ２８０は、ディジタル信号ＤｏｕｔがＨレベルに応じて、下側ヒステリシス電圧信号Ｓ３を選択する。このため、ベースバンド信号Ｓ１との電位差が大きくなり、コンパレータ２５０は、ノイズの影響を受け難くなる。

パルス検出カウンタ２９０は、目的とする数のパルスを計数して、プリアンブルを受信したと判定すると、Ｈレベルのカウント信号Ｑを可変電圧２７４へ出力する。可変電圧２７４は、カウント信号Ｑに応答して出力電圧をＶ１からＶ２に可変する。これにより、差動アンプ２７２から出力信号Ｓ５が出力され、基準信号Vrefの電圧レベルが低下する。図５では、パルス検出カウンタ２９０が３つのパルス信号を計数したとき、カウント信号Ｑがハイレベルとなり、基準信号Vrefは、時間ｔ３のときに出力信号Ｓ５に切り替わる。
これにより、コンパレータ２５０は、受信信号に含まれるデータを感度良く検出することができる。

本実施例の受信回路によれば、コンパレータ２５０の基準電圧Vrefを積分回路２４０から生成しており、受信強度、雑音レベルの変動に追従することができる。パルス検出カウンタ２９０を用いてパルス数が規定回数に達した場合、受信データがありとみなして、コンパレータの上側の基準信号Vrefの電圧を下げることで、受信信号が存在したときの受信感度を高めることができる。

また、高速に動作するディジタル回路を待機時に動作させる必要がなく、低消費電力にて所望の機能を実現することができる。特に、電池駆動のアプリケーションでは効果が大きい。コンパレータの基準信号を動的に変えることで、外来雑音レベルの変化、温度、電源電圧、デバイス特性のばらつき等の環境条件の変化に追従することができる。雑音による誤検出を避けるために、従来のコンパレータは、基準信号を雑音レベルよりも十分に高くする必要があり、結果的に受信感度が低くなってしまっていたが、パルス検出回路を使って比較レベルを可変することで、雑音の誤検出防止と高感度を両立することができる。

本発明の好ましい実施の形態について詳述したが、本発明は、特定の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

上記実施例の受信回路は、バッテリ駆動により動作される例を示したが、受信回路は、必ずしもバッテリ以外の電源により駆動されるものであってもよい。さらに、受信するディジタル信号は、光変調された信号に限らず、ＲＦ信号のような無線信号を受信するものであってもよい。

Claims

データの有無を識別する識別情報をヘッダに含む変調されたディジタル信号を受信する受信手段と、
受信されたディジタル信号を復調する復調手段と、
復調された受信信号と基準信号とを比較し、比較結果に応じたディジタル信号を出力する比較手段と、
前記基準信号を生成する基準信号生成手段と、
前記比較手段から出力されたディジタル信号の前記識別情報に対応するパルス数を計数する計数手段と、
前記比較手段から出力されたディジタル信号を処理する信号処理手段と、
を含み、
前記基準信号生成手段が、
復調された受信信号に応じた電圧信号を生成する電圧信号生成回路と、
前記電圧信号に応じた第１の基準電圧を生成する第１の基準電圧生成回路と、
前記電圧信号に応じた第２の基準電圧を生成する第２の基準電圧生成回路と、
前記比較手段から出力されたディジタル信号の論理レベルに応じて前記第１の基準電圧又は前記第２の基準電圧を選択して前記基準信号として出力する選択回路と、
を有し、
前記第２の基準電圧生成回路が、前記計数手段による計数結果に基づき第１の電圧又は当該第１の電圧よりも大きな第２の電圧を供給する電圧供給回路を有し、前記第１の電圧又は前記第２の電圧に応じて前記第２の基準電圧を出力する、
受信回路。
前記電圧供給回路は、前記計数手段による計数値が予め決められた値に一致すると、前記第１の電圧に代えて前記第２の電圧を出力する、請求項１に記載の受信回路。
前記信号処理手段は、前記比較手段から出力されるディジタル信号の論理レベルの遷移に応答して動作を開始する、請求項１に記載の受信回路。
前記信号処理手段は、前記計数手段による計数結果に基づき動作を開始する、請求項１に記載の受信回路。
前記第２の基準電圧生成回路が、前記電圧信号と前記第１の電圧又は第２の電圧とを入力し、前記第２の基準電圧を出力する作動アンプを更に有する、請求項１乃至４の何れか１つに記載の受信回路。
前記信号生成回路が積分回路である、請求項１乃至５の何れか１つに記載の受信回路。
データの有無を識別する識別情報をヘッダに含む変調されたディジタル信号を受信する受信装置と、
受信されたディジタル信号を検波しベースバンド信号を出力する検波回路と、
前記ベースバンド信号と基準信号を比較し、比較結果に応じたディジタル信号を出力するコンパレータと、
前記ベースバンド信号を積分する積分回路と、
積分回路により生成された平均値信号に基づき下側ヒステリシス信号を生成する下側ヒステリシス電圧生成回路と、
前記平均値信号に基づき上側ヒステリシス信号を生成する上側ヒステリシス電圧生成回路と、
前記コンパレータから出力されるディジタル信号の論理レベルに基づき、前記下側ヒステリシス信号または前記上側ヒステリシス信号を選択しこれを前記基準信号とする選択回路と、
前記コンパレータから出力されたディジタル信号の前記識別情報に対応するパルス数を計数し、パルス数が規定値に達したことを示すカウント信号を出力するパルス検出カウンタと、
前記カウント信号に基づき前記上側ヒステリシス信号の電圧レベルを可変する可変回路と、
前記コンパレータから出力されたディジタル信号を処理するディジタル回路と、
を有する受信回路。
前記上側ヒステリシス電圧生成回路は、前記平均値信号と前記可変回路からの出力電圧との差分を増幅するアンプを含み、前記可変回路は、前記カウント信号に応じて前記出力電圧を可変する、請求項７に記載の受信回路。
前記受信手段は、赤外線通信により送信されたディジタル信号を受信する、請求項１乃至８何れか１つに記載の受信回路。
前記受信回路は、バッテリによって駆動される、請求項１乃至９何れか１つに記載の受信回路。
前記受信回路は、１つの集積回路チップに形成される、請求項１乃至１０何れか１つに記載の受信回路。