JP3736248B2 - 受信器及び増幅器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信信号を閾値と比較してディジタル信号に復調する受信器およびその受信器に適用する増幅器に係り、特に、光信号を光電変換素子により光電変換することにより光信号を受信する光通信において、光信号の復調に誤りが生じるのを防止するのに好適な受信器およびその受信器に好適な増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、光信号を受信する光受信器としては、例えば、光信号を受光するフォトダイオードと、フォトダイオードで光電変換した受信信号を増幅するプリアンプと、プリアンプで増幅した増幅信号を一定の閾値電圧と比較する比較器とで構成されているものがあった。
【０００３】
比較器では、プリアンプで増幅した増幅信号のレベルが一定の閾値電圧以上であるときは、ハイレベルの信号を出力し、プリアンプで増幅した増幅信号のレベルが一定の閾値電圧未満であるときは、ローレベルの信号を出力することにより、増幅信号をディジタル信号に復調するようになっている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の光受信器にあっては、プリアンプで増幅した増幅信号を一定の閾値電圧と比較するようになっているため、光信号の伝送路である光ファイバの曲げ、温度、外圧等の原因により光信号のレベルが変動したときは、光信号の復調に誤りが生じ、光信号を正確に復調することができないという問題があった。例えば、送信側で「１」を示すディジタル信号（ハイレベルの信号）を光信号として送信したはずが、上記原因等により伝送過程で光信号のレベルが減衰することにより、プリアンプで増幅した増幅信号のレベルが比較器の閾値電圧未満となると、比較器からは、「０」を示すディジタル信号（ローレベルの信号）が出力される。
【０００５】
そこで、本発明は、このような従来の技術の有する未解決の課題に着目してなされたものであって、光通信において光信号の復調に誤りが生じるのを防止するのに好適な受信器およびその受信器に好適な増幅器を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の受信器は、受信信号を閾値と比較してディジタル信号に復調する受信器であって、前記受信信号を増幅する増幅手段と、前記増幅手段で増幅した増幅信号を前記閾値と比較する比較手段と、前記増幅手段で増幅した増幅信号の平均レベルを検出する平均レベル検出手段とを含み、前記増幅手段は、奇数個のカレントミラー回路をカスケード接続してなる増幅回路と、最終段のカレントミラー回路の出力を帰還抵抗を介して初段のカレントミラー回路にフィードバック入力するフィードバック回路とを含み、前記受信信号としての電流信号が初段のカレントミラー回路に入力され、
前記比較手段は、前記平均レベル検出手段で検出した平均レベルを前記閾値として入力し、前記増幅信号と前記閾値との比較結果を前記ディジタル信号として出力する構成を特徴とする。
また、本発明の受信器は、さらに、前記比較手段から前記ディジタル信号が出力されたか否かを判定する出力判定手段を含み、前記平均レベル検出手段は、前記出力判定手段で出力がないと判定されたときは、所定電圧値を前記平均レベルとして出力し、前記出力判定手段で出力があると判定されたときは、前記所定電圧値を初期値として前記増幅信号の平均レベルを出力する構成を特徴とする。
また、本発明の受信器は、さらに、前記平均レベル検出手段は、前記増幅信号を積分する積分器を含み、前記出力判定手段で出力があると判定されたときは、前記所定電圧値を前記積分器の初期値として与える構成を特徴とする。
また、本発明の受信器は、さらに、前記増幅手段は、複数の反転増幅器をカスケード接続してなる第２の増幅回路を含み、前記第２の増幅回路は、前記増幅回路の出力信号が初段の前記反転増幅器に入力される構成を特徴とする。
また、本発明の受信器は、さらに、前記フィードバック回路は、前記帰還抵抗としてのＭＯＳ電界効果トランジスタを含み、当該増幅回路の入力電圧及び出力電圧に基づいて、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅回路の入力側又は出力側に切り換える構成を特徴とする受信器。
また、本発明の受信器は、さらに、前記フィードバック回路は、当該増幅回路の入力電圧によりスイッチングする第１のトランジスタと、当該増幅回路の出力電圧によりスイッチングする第２のトランジスタとを含み、前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタのスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅回路の入力側又は出力側に切り換える構成を特徴とする。
また、本発明の受信器は、さらに、前記受信信号は、光信号を光電変換素子により光電変換した信号であることを特徴とする。
また、本発明に係る受信器は、受信信号を閾値と比較してディジタル信号に復調する受信器であって、前記受信信号のレベルに応じて前記閾値を変化させるようにしてもよい。
【０００７】
このような構成であれば、受信信号のレベルに応じて閾値が変化しつつ、受信信号とその変化した閾値とが比較されてディジタル信号に復調される。
【０００８】
ここで、閾値を変化させることとしては、例えば、閾値が受信信号の平均レベルとなるように変化させてもよいし、受信信号のレベルからその減衰度を測定し、減衰度が大きくなるにつれて閾値が小さくなるように変化させてもよい。
【０００９】
また、受信信号は、光信号を用いて通信を行う場合に、光信号を光電変換素子により光電変換した信号であってもよいし、電気信号を用いて通信を行う場合に、電気信号そのものであってもよい。以下、請求項３記載の受信器および請求項１３記載の増幅器において同じである。
【００１０】
さらに、本発明に係る受信器は、さらに、前記受信信号の平均レベルを前記閾値としてもよい。
【００１１】
このような構成であれば、受信信号の平均レベルが閾値とされ、受信信号とその閾値とが比較されてディジタル信号に復調される。
【００１２】
さらに、本発明に係る受信器は、受信信号を閾値と比較してディジタル信号に復調する受信器であって、前記受信信号を増幅する増幅手段と、前記増幅手段で増幅した増幅信号を前記閾値と比較する比較手段と、前記増幅手段で増幅した増幅信号の平均レベルを検出する平均レベル検出手段とを備え、前記比較手段は、前記平均レベル検出手段で検出した平均レベルを前記閾値とし、前記増幅信号と前記閾値との比較結果を前記ディジタル信号として出力するようにしてもよい。
【００１３】
このような構成であれば、増幅手段により、受信信号が増幅される。そして、平均レベル検出手段により、増幅手段からの増幅信号の平均レベルが検出され、比較手段により、平均レベル検出手段からの平均レベルが閾値とされ、増幅手段からの増幅信号とその閾値とが比較され、その比較結果がディジタル信号として出力される。
【００１４】
ここで、比較手段は、増幅信号と閾値との比較結果をディジタル信号として出力するようになっていればよく、具体的には、例えば、増幅信号のレベルが閾値以上であるときは、ハイレベルの信号を出力し、増幅信号のレベルが閾値未満であるときは、ローレベルの信号を出力するようになっていればよい。もちろん、これとは逆に、閾値以上であるときは、ローレベルの信号を出力し、閾値未満であるときは、ハイレベルの信号を出力するようになっていてもよい。
【００１５】
また、本発明に係る受信器は、さらに、前記比較手段から前記ディジタル信号が出力されたか否かを判定する出力判定手段を備え、前記平均レベル検出手段は、前記出力判定手段で出力がないと判定されたときは、所定電圧値を前記平均レベルとして出力し、前記出力判定手段で出力があると判定されたときは、前記所定電圧値を初期値として前記増幅信号の平均レベルの検出を開始するようにしてもよい。
【００１６】
このような構成であれば、比較手段からディジタル信号の出力がなく、出力判定手段で出力がないと判定されたときは、平均レベル検出手段により、所定電圧値が増幅信号の平均レベルとして出力される。これに対し、比較手段からディジタル信号が出力されることにより、出力判定手段で出力があると判定されたときは、平均レベル検出手段により、所定電圧値を初期値として増幅信号の平均レベルの検出が開始される。
【００１７】
また、本発明に係る受信器は、さらに、前記平均レベル検出手段は、前記増幅信号を積分する積分器を有し、前記出力判定手段で出力があると判定されたときは、前記所定電圧値を前記積分器の初期値として与えるようにしてもよい。
【００１８】
このような構成であれば、出力判定手段で出力があると判定されたときは、平均レベル検出手段により、所定電圧値が積分器の初期値として与えられ、積分器により、増幅信号の平均レベルの検出が開始される。
【００１９】
また、本発明に係る受信器は、さらに、前記増幅手段は、奇数個のカレントミラー回路をカスケード接続してなる増幅回路を有し、前記増幅回路は、最終段のカレントミラー回路の出力を帰還抵抗を介して初段のカレントミラー回路の入力にフィードバックするフィードバック回路を有し、前記受信信号としての電流信号を初段のカレントミラー回路に入力するようにしてもよい。
【００２０】
このような構成であれば、増幅手段では、受信信号としての電流信号が初段のカレントミラー回路に入力されると、フィードバック回路により、最終段のカレントミラー回路からの出力が帰還抵抗を介して初段のカレントミラー回路の入力にフィードバックされつつ、増幅回路により、入力された電流信号が増幅される。
【００２１】
また、本発明に係る受信器は、さらに、前記増幅手段は、複数の反転増幅器をカスケード接続してなる第２の増幅回路を有し、前記第２の増幅回路は、前記増幅回路の出力信号を初段の反転増幅器に入力するようにしてもよい。
【００２２】
このような構成であれば、増幅手段では、増幅回路の出力信号が初段の反転増幅器に入力されると、第２の増幅回路により、増幅回路からの出力信号がさらに増幅される。
【００２３】
また、本発明に係る受信器は、さらに、前記フィードバック回路は、前記帰還抵抗としてのＭＯＳ電界効果トランジスタを有し、当該増幅回路の入力電圧および出力電圧に基づいて、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅回路の入力側または出力側に切り換えるようにしてもよい。
【００２４】
このような構成であれば、フィードバック回路では、増幅回路の入力電圧および出力電圧に基づいて、ソースと基板との間が逆バイアスとなるようにＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続が増幅回路の入力側または出力側に切り換えられる。
【００２５】
ここで、ＭＯＳ電界効果トランジスタは、ｎチャネル型であってもｐチャネル型であってもよいが、具体的に、ｎチャネル型である場合は、増幅回路の入力電圧よりも出力電圧の方が高いときは、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続を増幅回路の入力側に切り換え、これに対して出力電圧の方が低いときは、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続を増幅回路の出力側に切り換える。また、ｐチャネル型である場合は、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続をｎチャネル型の場合と逆の接続とする。
【００２６】
また、本発明に係る受信器は、さらに、前記フィードバック回路は、当該増幅回路の入力電圧によりスイッチングする第１のトランジスタと、当該増幅回路の出力電圧によりスイッチングする第２のトランジスタとを有し、前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタのスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅回路の入力側または出力側に切り換えるようにしてもよい。
【００２７】
このような構成であれば、フィードバック回路では、増幅回路の入力電圧により第１のトランジスタがスイッチングするとともに、増幅回路の出力電圧により第２のトランジスタがスイッチングし、これらトランジスタのスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるようにＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続が増幅回路の入力側または出力側に切り換えられる。
【００２８】
また、本発明に係る受信器は、さらに、前記増幅手段は、当該増幅手段の出力を帰還抵抗を介して当該増幅手段の入力にフィードバックするフィードバック回路を有し、前記フィードバック回路は、前記帰還抵抗としてのＭＯＳ電界効果トランジスタを有し、当該増幅手段の入力電圧および出力電圧に基づいて、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅手段の入力側または出力側に切り換えるようにしてもよい。
【００２９】
このような構成であれば、増幅手段では、受信信号が入力されると、フィードバック回路により、増幅手段の出力が帰還抵抗を介して増幅手段の入力にフィードバックされつつ、入力された受信信号が増幅される。そして、フィードバック回路では、増幅手段の入力電圧および出力電圧に基づいて、ソースと基板との間が逆バイアスとなるようにＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続が増幅手段の入力側または出力側に切り換えられる。
【００３０】
ここで、ＭＯＳ電界効果トランジスタは、ｎチャネル型であってもｐチャネル型であってもよいが、具体的に、ｎチャネル型である場合は、増幅手段の入力電圧よりも出力電圧の方が高いときは、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続を増幅手段の入力側に切り換え、これに対して出力電圧の方が低いときは、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続を増幅手段の出力側に切り換える。また、ｐチャネル型である場合は、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続をｎチャネル型の場合と逆の接続とする。
【００３１】
また、本発明に係る受信器は、さらに、前記フィードバック回路は、当該増幅手段の入力電圧によりスイッチングする第１のトランジスタと、当該増幅手段の出力電圧によりスイッチングする第２のトランジスタとを有し、前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタのスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅手段の入力側または出力側に切り換えるようにしてもよい。
【００３２】
このような構成であれば、フィードバック回路では、増幅手段の入力電圧により第１のトランジスタがスイッチングするとともに、増幅手段の出力電圧により第２のトランジスタがスイッチングし、これらトランジスタのスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるようにＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続が増幅回路の入力側または出力側に切り換えられる。
【００３３】
また、本発明に係る受信器において、、前記受信信号は、光信号を光電変換素子により光電変換した信号としてもよい。
【００３４】
このような構成であれば、光信号が光電変換素子で受光されると、光電変換素子により光信号が電気信号に光電変換され、光電変換された受信信号がディジタル信号に復調される。
【００３５】
また、光電変換素子とは、可視、赤外または紫外放射に応じた電気信号を発生する素子をいい、これには、例えば、フォトダイオードやフォトトランジスタ等が含まれる。以下の増幅器において同じである。
【００３６】
一方、上記目的を達成するために、本発明に係る増幅器は、受信信号を増幅する増幅器であって、奇数個のカレントミラー回路をカスケード接続してなる増幅回路を備え、前記増幅回路は、最終段のカレントミラー回路の出力を帰還抵抗を介して初段のカレントミラー回路の入力にフィードバックするフィードバック回路を有し、前記受信信号としての電流信号を初段のカレントミラー回路に入力するようにしてもよい。
【００３７】
このような構成であれば、受信信号としての電流信号が初段のカレントミラー回路に入力されると、フィードバック回路により、最終段のカレントミラー回路からの出力が帰還抵抗を介して初段のカレントミラー回路の入力にフィードバックされつつ、増幅回路により、入力された電流信号が増幅される。
【００３８】
さらに、本発明に係る増幅器は、さらに、複数の反転増幅器をカスケード接続してなる第２の増幅回路を備え、前記第２の増幅回路は、前記増幅回路の出力信号を初段の反転増幅器に入力するようにしてもよい。
【００３９】
このような構成であれば、増幅回路の出力信号が初段の反転増幅器に入力されると、第２の増幅回路により、増幅回路からの出力信号がさらに増幅される。
【００４０】
また、本発明に係る増幅器は、信号を増幅する増幅器であって、当該増幅器の出力を帰還抵抗を介して当該増幅器の入力にフィードバックするフィードバック回路を有し、前記フィードバック回路は、前記帰還抵抗としてのＭＯＳ電界効果トランジスタを有し、当該増幅器の入力電圧および出力電圧に基づいて、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅器の入力側または出力側に切り換えるようにしてもよい。
【００４１】
このような構成であれば、信号が入力されると、フィードバック回路により、増幅器の出力が帰還抵抗を介して増幅器の入力にフィードバックされつつ、入力された信号が増幅される。そして、フィードバック回路では、増幅器の入力電圧および出力電圧に基づいて、ソースと基板との間が逆バイアスとなるようにＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続が増幅器の入力側または出力側に切り換えられる。
【００４２】
ここで、ＭＯＳ電界効果トランジスタは、ｎチャネル型であってもｐチャネル型であってもよいが、具体的に、ｎチャネル型である場合は、増幅器の入力電圧よりも出力電圧の方が高いときは、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続を増幅器の入力側に切り換え、これに対して出力電圧の方が低いときは、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続を増幅増幅器の出力側に切り換える。また、ｐチャネル型である場合は、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続をｎチャネル型の場合と逆の接続とする。
【００４３】
また、本発明に係る増幅器は、さらに、前記フィードバック回路は、当該増幅器の入力電圧によりスイッチングする第１のトランジスタと、当該増幅器の出力電圧によりスイッチングする第２のトランジスタとを有し、前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタのスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅器の入力側または出力側に切り換えるようにしてもよい。
【００４４】
このような構成であれば、フィードバック回路では、増幅器の入力電圧により第１のトランジスタがスイッチングするとともに、増幅器の出力電圧により第２のトランジスタがスイッチングし、これらトランジスタのスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるようにＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続が増幅回路の入力側または出力側に切り換えられる。
【００４５】
また、本発明に係る受信器において、前記受信信号は、光信号を光電変換素子により光電変換した信号としてもよい。
【００４６】
このような構成であれば、光信号が光電変換素子で受光されると、光電変換素子により光信号が電気信号に光電変換され、光電変換された受信信号が増幅される。
【００４７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態を図面を参照しながら説明する。図１は、本発明に係る受信器の実施の形態を示す図である。
【００４８】
本実施の形態は、本発明に係る受信器を、図１に示すように、光信号をフォトダイオード２００により光電変換し、光電変換した受信信号を閾値と比較してディジタル信号に復調する場合に適用したものである。
【００４９】
まず、本発明に係る受信器を適用した光受信器１００の構成を図１を参照しながら説明する。図１は、光受信器１００の構成を示す回路図である。
【００５０】
光受信器１００は、図１に示すように、光信号を受光するフォトダイオード２００と、フォトダイオード２００で光電変換した受信信号を増幅するプリアンプ３００と、プリアンプ３００で増幅した増幅信号を閾値と比較してその比較結果をディジタル信号として出力する比較器４００と、プリアンプ３００で増幅した増幅信号の平均レベルを検出する平均レベル検出回路５００と、比較器４００からディジタル信号が出力されたか否かを判定する出力判定回路６００とで構成されている。
【００５１】
フォトダイオード２００は、そのカソード端子を所定電圧（例えば、５〔Ｖ〕）の電源２１０に接続し、そのアノード端子をプリアンプ３００の入力側に接続しており、光信号を受光したときは、その光信号を電気信号に光電変換するようになっている。なお、フォトダイオード２００に入射される光信号は、ハイレベルの状態とローレベルの状態とを平均的に同じ割合でとり得るように送信側で変調された信号である。
【００５２】
比較器４００は、プリアンプ３００の出力に一方の入力を接続しかつ平均レベル検出回路５００の出力に他方の入力を接続してなり、平均レベル検出回路５００で検出した平均レベルを閾値として入力し、プリアンプ３００で増幅した増幅信号のレベルをその入力した閾値である平均レベルと比較し、増幅信号のレベルが閾値以上であるときは、ハイレベルの信号を出力し、増幅信号のレベルが閾値未満であるときは、ローレベルの信号を出力することにより、増幅信号をディジタル信号に復調するようになっている。
【００５３】
平均レベル検出回路５００は、プリアンプ３００の出力に一端を接続しかつ比較器４００の他方の入力に他端を接続した抵抗５０２と、抵抗５０２の他端に一端を接続しかつ他端を接地したコンデンサ５０４と、抵抗５０２の他端にドレイン端子を接続しかつ出力判定回路６００の出力にゲート端子を接続したｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、単にｐ型ＭＯＳという。）５０６と、所定電圧（例えば、５〔Ｖ〕）の電源５０８に一端を接続しかつｐ型ＭＯＳ５０６のソース端子に他端を接続した抵抗５１０と、抵抗５１０の他端に一端を接続しかつ他端を接地した抵抗５１２とで構成されている。
【００５４】
こうした回路構成により、出力判定回路６００からローレベルの信号を入力したときは、ｐ型ＭＯＳ５０６がオンとなり、電源５０８の所定電圧を抵抗５１０，５１２の抵抗値の比で分圧された電圧が増幅信号の平均レベルとして比較器４００の他方の入力に出力されるとともに、その分圧された電圧がコンデンサ５０４に与えられる。なお、ｐ型ＭＯＳ５０６がオンの時にコンデンサ５０４に与える電圧は、例えば、伝送過程で光信号のレベルが減衰せずにフォトダイオード２００に入射される場合において、そのときの光信号の平均レベルと同程度に設定しておく。
【００５５】
これに対し、出力判定回路６００からハイレベルの信号を入力したときは、ｐ型ＭＯＳ５０６がオフとなり、抵抗５０２およびコンデンサ５０４で構成される積分器により、ｐ型ＭＯＳ５０６がオンの時にコンデンサ５０４に与えられた電圧を初期値として、プリアンプ３００で増幅された増幅信号の平均レベルの検出が開始され、検出された増幅信号の平均レベルが比較器４００の他方の入力に出力される。
【００５６】
出力判定回路６００は、所定電圧の電源６０２にＤ端子を接続しかつ比較器４００の出力にクロック（ＣＫ）端子を接続したＤフリップフロップ６０４からなり、比較器４００からハイレベルの信号を入力するまでは、ローレベルの信号を出力し、比較器４００からハイレベルの信号を入力してからは、ハイレベルの信号を出力し続けるようになっている。
【００５７】
次に、上記第１の実施の形態の動作を説明する。
【００５８】
フォトダイオード２００に光信号が入射されない場合は、比較器４００からローレベルの信号が出力されるので、出力判定回路６００により、ローレベルの信号が出力され、平均レベル検出回路５００により、電源５０８の所定電圧を抵抗５１０，５１２の抵抗値の比で分圧された電圧が増幅信号の平均レベルとして比較器４００の他方の入力に出力される。
【００５９】
この状態で、フォトダイオード２００に光信号が入射されると、フォトダイオード２００により光信号が光電変換され、プリアンプ３００により、光電変換された受信信号が増幅され、増幅された増幅信号が比較器４００の一方の入力および平均レベル検出回路５００に出力される。
【００６０】
比較器４００では、光信号の非入射時に平均レベル検出回路５００から出力された所定電圧が閾値とされているので、増幅信号のレベルがその閾値と比較される。このとき、増幅信号のレベルが閾値以上であるときは、ハイレベルの信号が出力される。
【００６１】
比較器４００からハイレベルの信号が出力されると、出力判定回路６００により、ハイレベルの信号が出力され、平均レベル検出回路５００により、光信号の非入射時にコンデンサ５０４に与えられた電圧を初期値として、プリアンプ３００で増幅された増幅信号の平均レベルの検出が開始されることにより、コンデンサ５０４の電圧が初期値を起点として増幅信号の平均レベルに収束し、こうして検出された増幅信号の平均レベルが比較器４００の他方の入力に出力される。
【００６２】
したがって、光信号が入射され、比較器４００から一旦ハイレベルの信号が出力された後は、比較器４００では、プリアンプ３００で増幅された増幅信号の平均レベルが閾値とされるので、増幅信号のレベルがその閾値と比較され、増幅信号のレベルが増幅信号の平均レベル以上であるときは、ハイレベルの信号が出力され、これに対して増幅信号の平均レベル未満であるときは、ローレベルの信号が出力される。
【００６３】
このようにして、本実施の形態では、光受信器１００は、光信号をフォトダイオード２００により光電変換し、光電変換した受信信号をプリアンプ３００により増幅し、増幅した増幅信号の平均レベルを平均レベル検出回路５００により検出し、増幅した増幅信号のレベルをその増幅信号の平均レベルと比較して、増幅信号が平均レベル以上であるときは、ハイレベルの信号を出力し、増幅信号が平均レベル未満であるときは、ローレベルの信号を出力するようにした。
【００６４】
これにより、光信号の伝送路である光ファイバの曲げ、温度、外圧等の原因により光信号のレベルが減衰したときは、これに伴って増幅信号の平均レベルが低下して比較器４００の閾値が低下するので、増幅信号がその低下した閾値と比較されることとなり、光信号の復調に誤りが生じにくくなる。
【００６５】
したがって、従来に比して、光信号の復調に誤りが生じる可能性を低減することができる。
【００６６】
さらに、本実施の形態では、平均レベル検出回路５００は、出力判定回路６００からローレベルの信号を入力したときは、所定電圧値を増幅信号の平均レベルとして出力し、出力判定回路６００からハイレベルの信号を入力したときは、所定電圧値を初期値として増幅信号の平均レベルの検出を開始するようにした。
【００６７】
増幅信号の平均レベルを検出して単に閾値とする場合は、光信号の非入射時における増幅信号の平均レベルが、プリアンプ３００の定常状態の電位であることから、光信号の最初の比較では増幅信号が０電位と比較されることとなるので、光信号の先頭ビットの復調に誤りが生じてしまうが、このような構成であれば、光信号の最初の比較では増幅信号が所定電圧値と比較されるので、光信号の先頭ビットの復調に誤りが生じにくい。また、光信号が入射されたときは、平均レベル検出回路５００の出力であるコンデンサ５０４の電圧が所定電圧値を起点として増幅信号の平均レベルに収束するので、閾値が増幅信号の平均レベルに比較的高速に収束する。
【００６８】
したがって、光信号の先頭ビットの復調に誤りが生じる可能性を低減することができるとともに、平均レベル検出回路５００の応答性を向上することができる。
【００６９】
上記第１の実施の形態において、フォトダイオード２００は、請求項１２または１７記載の光電変換素子に対応し、プリアンプ３００は、請求項３記載の増幅手段に対応し、比較器４００は、請求項３記載の比較手段に対応している。
【００７０】
また、上記第１の実施の形態において、平均レベル検出回路５００は、請求項３ないし５記載の平均レベル検出手段に対応し、出力判定回路６００は、請求項４または５記載の出力判定手段に対応し、抵抗５０２およびコンデンサ５０４は、請求項５記載の積分器に対応している。
【００７１】
次に、本発明の第２の実施の形態を図面を参照しながら説明する。図２は、本発明に係る増幅器の実施の形態を示す図である。なお、以下、上記第１の実施の形態と異なる部分についてのみ説明し、同一の部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【００７２】
本実施の形態は、本発明に係る増幅器を、図２に示すように、光信号をフォトダイオード２００により光電変換し、光電変換した受信信号を増幅する場合に適用したものであり、具体的には、上記第１の実施の形態における光受信器１００のプリアンプ３００に適用したものである。
【００７３】
まず、本発明に係る増幅器を適用したプリアンプ３００の構成を図２を参照しながら説明する。図２は、プリアンプ３００の構成を示す回路図である。
【００７４】
プリアンプ３００は、図２に示すように、フォトダイオード２００からの電流信号を増幅して電圧信号に変換する電流増幅回路３１０と、電流増幅回路３１０の出力信号を増幅する電圧増幅回路３２０とで構成されている。
【００７５】
電流増幅回路３１０は、カスケード接続したｎ個（ｎは奇数）のカレントミラー回路ＣＭ1〜ＣＭnと、フォトダイオード２００のアノード端子および初段のカレントミラーＣＭ1の入力に接続した定電流源３１２と、最終段のカレントミラー回路ＣＭnの出力を初段のカレントミラー回路ＣＭ1の入力にフィードバックする帰還抵抗３１４とで構成されている。なお、各カレントミラー回路ＣＭ1〜ＣＭnは、入力側のトランジスタに流れる電流よりも、出力側のトランジスタに流れる電流の方が大きくなるように、入力側と出力側のトランジスタの構成を異ならせている。
【００７６】
電圧増幅回路３２０は、ｍ個の反転増幅器Ｉ1〜Ｉmをカスケード接続してなり、電流増幅回路３１０の出力に初段の反転増幅器Ｉ1の入力を接続している。
【００７７】
次に、上記第２の実施の形態の動作を説明する。
【００７８】
プリアンプ３００では、フォトダイオード２００から電流信号が電流増幅器３１０に入力されると、電流増幅器３１０により、最終段のカレントミラー回路ＣＭnからの出力が帰還抵抗３１４を介して初段のカレントミラー回路ＣＭ1の入力にフィードバックされつつ、各カレントミラー回路ＣＭ1〜ＣＭnにより、入力された電流信号が増幅され、電圧信号に変換されて最終段のカレントミラー回路ＣＭnから出力される。
【００７９】
次いで、電流増幅回路３１０の出力信号が初段の反転増幅器Ｉ1に入力されると、電圧増幅回路３２０により、入力された信号がさらに増幅され、最終段の反転増幅器Ｉmから出力される。
【００８０】
このようにして、本実施の形態では、プリアンプ３００は、ｎ個のカレントミラー回路ＣＭ1〜ＣＭnをカスケード接続してなる電流増幅回路３１０を有し、電流増幅回路３１０は、最終段のカレントミラー回路ＣＭnの出力を初段のカレントミラー回路ＣＭ1の入力にフィードバックする帰還抵抗３１４を有し、フォトダイオード２００からの電流信号を初段のカレントミラー回路ＣＭ1に入力するようにした。
【００８１】
これにより、フォトダイオード２００に低電圧大電流を流せるので、プリアンプ３００を単にオペアンプ等で構成する場合に比して、プリアンプ３００の応答性を向上することができる。
【００８２】
上記第２の実施の形態において、フォトダイオード２００は、請求項１２または１７記載の光電変換素子に対応し、プリアンプ３００は、請求項６または７記載の増幅手段に対応し、電流増幅回路３１０は、請求項６、７、１３または１４記載の増幅回路に対応し、帰還抵抗３１４は、請求項６または１３記載のフィードバック回路に対応し、電圧増幅回路３２０は、請求項７または１４記載の第２の増幅回路に対応している。
【００８３】
次に、本発明の第３の実施の形態を図面を参照しながら説明する。図３は、本発明に係る増幅器の実施の形態を示す図である。なお、以下、上記第１および第２の実施の形態と異なる部分についてのみ説明し、同一の部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【００８４】
本実施の形態は、本発明に係る増幅器を、図３に示すように、光信号をフォトダイオード２００により光電変換し、光電変換した受信信号を増幅する場合に適用したものであり、具体的には、上記第１の実施の形態における光受信器１００のプリアンプ３００に適用したものである。上記第２の実施の形態と異なる点は、プリアンプ３００の出力を帰還抵抗を介してプリアンプ３００の入力にフィードバックするフィードバック回路を設けた点にある。
【００８５】
まず、本発明に係る増幅器を適用したプリアンプ３００の構成を図３を参照しながら説明する。図３は、プリアンプ３００の構成を示す回路図である。
【００８６】
プリアンプ３００は、図３に示すように、プリアンプ３００の出力を帰還抵抗を介してプリアンプ３００の入力にフィードバックするフィードバック回路３３０を有している。
【００８７】
フィードバック回路３３０は、ゲート端子を接地した帰還抵抗としてのｐ型ＭＯＳ３３２と、プリアンプ３００の入力にゲート端子を接続したｐ型ＭＯＳ３３４と、プリアンプ３００の出力にゲート端子を接続したｐ型ＭＯＳ３３６とで構成されている。また、ｐ型ＭＯＳ３３２，３３６のドレイン端子をプリアンプ３００の入力に接続し、ｐ型ＭＯＳ３３２のソース端子およびｐ型ＭＯＳ３３４のドレイン端子をプリアンプ３００の出力に接続し、ｐ型ＭＯＳ３３２のサブストレート端子、並びにｐ型ＭＯＳ３３４，３３６のソース端子およびサブストレート端子を相互に接続している。
【００８８】
次に、上記第３の実施の形態の動作を説明する。
【００８９】
プリアンプ３００の入力電圧よりも出力電圧の方が大きい場合は、ｐ型ＭＯＳ３３４がオンとなり、ｐ型ＭＯＳ３３６がオフとなるので、ｐ型ＭＯＳ３３２のサブストレート端子がプリアンプ３００の出力に接続される。
【００９０】
これに対して、プリアンプ３００の出力電圧よりも入力電圧の方が大きい場合は、今度は逆に、ｐ型ＭＯＳ３３４がオフとなり、ｐ型ＭＯＳ３３６がオンとなるので、ｐ型ＭＯＳ３３２のサブストレート端子がプリアンプ３００の入力に接続される。
【００９１】
したがって、ｐ型ＭＯＳ３３２のサブストレート端子は、プリアンプ３００の入力および出力のうち常に高電位側に接続されることになる。
【００９２】
このようにして、本実施の形態では、プリアンプ３００は、プリアンプ３００の出力を帰還抵抗を介してプリアンプ３００の入力にフィードバックするフィードバック回路３１０を有し、フィードバック回路３１０は、帰還抵抗としてのｐ型ＭＯＳ３３２と、プリアンプ３００の入力電圧によりスイッチングするｐ型ＭＯＳ３３４と、プリアンプ３００の出力電圧によりスイッチングするｐ型ＭＯＳ３３６とを有し、ｐ型ＭＯＳ３３４，３３６のスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるようにｐ型ＭＯＳ３３２の基板の接続をプリアンプ３００の入力または出力に切り換えるようにした。
【００９３】
これにより、ｐ型ＭＯＳ３３２の基板の接続をプリアンプ３００の入力または出力に固定した場合に比して、バックバイアス効果が少なくなるので、プリアンプ３００のオフセット電圧を小さくすることができる。
【００９４】
上記第３の実施の形態において、プリアンプ３００は、請求項１０または１１記載の増幅手段に対応し、ｐ型ＭＯＳ３３２は、請求項１０、１１、１５または１６記載のＭＯＳ電界効果トランジスタに対応し、ｐ型ＭＯＳ３３４は、請求項１１または１６記載の第１のトランジスタに対応し、ｐ型ＭＯＳ３３６は、請求項１１または１６記載の第２のトランジスタに対応している。
【００９５】
なお、上記第３の実施の形態においては、フィードバック回路３３０を、ｐ型ＭＯＳ３３２〜３３６により構成したが、これに限らず、図４に示すように、ｐ型ＭＯＳ３３２〜３３６に代えて、ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、単にｎ型ＭＯＳという。）３３３，３３５，３３７により構成してもよい。図４は、プリアンプ３００の構成を示す回路図である。
【００９６】
また、上記第１の実施の形態においては、出力判定回路６００は、所定電圧の電源６０２にＤ端子を接続しかつ比較器４００の出力にクロック端子を接続したＤフリップフロップ６０４から構成したが、これに限らず、比較器４００からハイレベルの信号を入力するまでは、ローレベルの信号を出力し、比較器４００からハイレベルの信号を入力してからは、ハイレベルの信号を出力し続けるようになっていれば、どのような回路構成であってもよい。
【００９７】
また、上記第２の実施の形態においては、最終段のカレントミラー回路ＣＭnの出力を初段のカレントミラー回路ＣＭ1の入力にフィードバックするフィードバック回路を、帰還抵抗３１４により構成したが、これに限らず、図３または図４に示すフィードバック回路３３０により構成してもよい。
【００９８】
また、上記第１の実施の形態においては、本発明に係る受信器を、図１に示すように、光信号をフォトダイオード２００により光電変換し、光電変換した受信信号を閾値と比較してディジタル信号に復調する場合に適用したが、これに限らず、本発明の主旨を逸脱しない範囲で他の場合にも適用可能である。例えば、単に電気信号としての受信信号を閾値と比較してディジタル信号に復調する場合に適用可能である。
【００９９】
また、上記第２の実施の形態においては、本発明に係る増幅器を、図２に示すように、光信号をフォトダイオード２００により光電変換し、光電変換した受信信号を増幅する場合に適用したが、これに限らず、本発明の主旨を逸脱しない範囲で他の場合にも適用可能である。例えば、単に電気信号としての受信信号を増幅する場合に適用可能である。この場合、フォトダイオード２００に代えて、コンデンサによりＡＣカップリングしたメタル配線での通信回線において、その通信信号をプリアンプ３００により増幅することができる。
【０１００】
また、上記第３の実施の形態においては、本発明に係る増幅器を、図３に示すように、光信号をフォトダイオード２００により光電変換し、光電変換した受信信号を増幅する場合に適用したが、これに限らず、本発明の主旨を逸脱しない範囲で他の場合にも適用可能である。例えば、単に電気信号としての受信信号を増幅する場合に適用可能である。
【０１０１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る請求項１ないし１２記載の受信器によれば、従来に比して、受信信号の復調に誤りが生じる可能性を低減することができるという効果が得られる。
【０１０２】
さらに、本発明に係る請求項４または５記載の受信器によれば、受信信号の先頭ビットの復調に誤りが生じる可能性を低減することができるとともに、平均レベル検出手段の応答性を向上することができるという効果も得られる。
【０１０３】
さらに、本発明に係る請求項６または７記載の受信器によれば、増幅手段を単にオペアンプ等で構成する場合に比して、増幅手段の応答性を向上することができるという効果も得られる。
【０１０４】
さらに、本発明に係る請求項８または９記載の受信器によれば、ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を増幅回路の入力または出力に固定した場合に比して、バックバイアス効果が少なくなるので、増幅回路のオフセット電圧を小さくすることができるという効果も得られる。
【０１０５】
さらに、本発明に係る請求項１０または１１記載の受信器によれば、ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を増幅手段の入力または出力に固定した場合に比して、バックバイアス効果が少なくなるので、増幅手段のオフセット電圧を小さくすることができるという効果も得られる。
【０１０６】
さらに、本発明に係る請求項１２記載の受信器によれば、光信号を受信するのに好適であるという効果も得られる。
【０１０７】
一方、本発明に係る請求項１３または１４記載の増幅器によれば、単にオペアンプ等で構成する場合に比して、応答性を向上することができるという効果が得られる。
【０１０８】
さらに、本発明に係る請求項１５または１６記載の増幅器によれば、ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅器の入力または出力に固定した場合に比して、バックバイアス効果が少なくなるので、当該増幅器のオフセット電圧を小さくすることができるという効果も得られる。
【０１０９】
さらに、本発明に係る請求項１７記載の増幅器によれば、光信号を増幅するのに好適であるという効果も得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】光受信器１００の構成を示す回路図である。
【図２】プリアンプ３００の構成を示す回路図である。
【図３】プリアンプ３００の構成を示す回路図である。
【図４】プリアンプ３００の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１００ 光受信器
２００ フォトダイオード
３００ プリアンプ
３１０ 電流増幅回路
３１２ 定電流源
３１４ 帰還抵抗
ＣＭ1〜ＣＭn カレントミラー回路
３２０ 電圧増幅回路
Ｉ1〜Ｉm 反転増幅器
３３０ フィードバック回路
３３２ ｐ型ＭＯＳ
３３４，３３６ ｐ型ＭＯＳ
３３３ ｎ型ＭＯＳ
３３５，３３７ ｎ型ＭＯＳ
４００ 比較器
５００ 平均レベル検出回路
５０２ 抵抗
５０４ コンデンサ
５０６ ｐ型ＭＯＳ
５１０，５１２ 抵抗
６００ 出力判定回路
６０２ Ｄフリップフロップ
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信信号を閾値と比較してディジタル信号に復調する受信器およびその受信器に適用する増幅器に係り、特に、光信号を光電変換素子により光電変換することにより光信号を受信する光通信において、光信号の復調に誤りが生じるのを防止するのに好適な受信器およびその受信器に好適な増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、光信号を受信する光受信器としては、例えば、光信号を受光するフォトダイオードと、フォトダイオードで光電変換した受信信号を増幅するプリアンプと、プリアンプで増幅した増幅信号を一定の閾値電圧と比較する比較器とで構成されているものがあった。
【０００３】
比較器では、プリアンプで増幅した増幅信号のレベルが一定の閾値電圧以上であるときは、ハイレベルの信号を出力し、プリアンプで増幅した増幅信号のレベルが一定の閾値電圧未満であるときは、ローレベルの信号を出力することにより、増幅信号をディジタル信号に復調するようになっている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の光受信器にあっては、プリアンプで増幅した増幅信号を一定の閾値電圧と比較するようになっているため、光信号の伝送路である光ファイバの曲げ、温度、外圧等の原因により光信号のレベルが変動したときは、光信号の復調に誤りが生じ、光信号を正確に復調することができないという問題があった。例えば、送信側で「１」を示すディジタル信号（ハイレベルの信号）を光信号として送信したはずが、上記原因等により伝送過程で光信号のレベルが減衰することにより、プリアンプで増幅した増幅信号のレベルが比較器の閾値電圧未満となると、比較器からは、「０」を示すディジタル信号（ローレベルの信号）が出力される。
【０００５】
そこで、本発明は、このような従来の技術の有する未解決の課題に着目してなされたものであって、光通信において光信号の復調に誤りが生じるのを防止するのに好適な受信器およびその受信器に好適な増幅器を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の受信器は、受信信号を閾値と比較してディジタル信号に復調する受信器であって、前記受信信号を増幅する増幅手段と、前記増幅手段で増幅した増幅信号を前記閾値と比較する比較手段と、前記増幅手段で増幅した増幅信号の平均レベルを検出する平均レベル検出手段とを含み、前記増幅手段は、奇数個のカレントミラー回路をカスケード接続してなる増幅回路と、最終段のカレントミラー回路の出力を帰還抵抗を介して初段のカレントミラー回路にフィードバック入力するフィードバック回路とを含み、前記受信信号としての電流信号が初段のカレントミラー回路に入力され、
前記比較手段は、前記平均レベル検出手段で検出した平均レベルを前記閾値として入力し、前記増幅信号と前記閾値との比較結果を前記ディジタル信号として出力する構成を特徴とする。
また、本発明の受信器は、さらに、前記比較手段から前記ディジタル信号が出力されたか否かを判定する出力判定手段を含み、前記平均レベル検出手段は、前記出力判定手段で出力がないと判定されたときは、所定電圧値を前記平均レベルとして出力し、前記出力判定手段で出力があると判定されたときは、前記所定電圧値を初期値として前記増幅信号の平均レベルを出力する構成を特徴とする。
また、本発明の受信器は、さらに、前記平均レベル検出手段は、前記増幅信号を積分する積分器を含み、前記出力判定手段で出力があると判定されたときは、前記所定電圧値を前記積分器の初期値として与える構成を特徴とする。
また、本発明の受信器は、さらに、前記増幅手段は、複数の反転増幅器をカスケード接続してなる第２の増幅回路を含み、前記第２の増幅回路は、前記増幅回路の出力信号が初段の前記反転増幅器に入力される構成を特徴とする。
また、本発明の受信器は、さらに、前記フィードバック回路は、前記帰還抵抗としてのＭＯＳ電界効果トランジスタを含み、当該増幅回路の入力電圧及び出力電圧に基づいて、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅回路の入力側又は出力側に切り換える構成を特徴とする受信器。
また、本発明の受信器は、さらに、前記フィードバック回路は、当該増幅回路の入力電圧によりスイッチングする第１のトランジスタと、当該増幅回路の出力電圧によりスイッチングする第２のトランジスタとを含み、前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタのスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅回路の入力側又は出力側に切り換える構成を特徴とする。
また、本発明の受信器は、さらに、前記受信信号は、光信号を光電変換素子により光電変換した信号であることを特徴とする。
また、本発明に係る受信器は、受信信号を閾値と比較してディジタル信号に復調する受信器であって、前記受信信号のレベルに応じて前記閾値を変化させるようにしてもよい。
【０００７】
このような構成であれば、受信信号のレベルに応じて閾値が変化しつつ、受信信号とその変化した閾値とが比較されてディジタル信号に復調される。
【０００８】
ここで、閾値を変化させることとしては、例えば、閾値が受信信号の平均レベルとなるように変化させてもよいし、受信信号のレベルからその減衰度を測定し、減衰度が大きくなるにつれて閾値が小さくなるように変化させてもよい。
【０００９】
また、受信信号は、光信号を用いて通信を行う場合に、光信号を光電変換素子により光電変換した信号であってもよいし、電気信号を用いて通信を行う場合に、電気信号そのものであってもよい。以下、請求項３記載の受信器および請求項１３記載の増幅器において同じである。
【００１０】
さらに、本発明に係る受信器は、さらに、前記受信信号の平均レベルを前記閾値としてもよい。
【００１１】
このような構成であれば、受信信号の平均レベルが閾値とされ、受信信号とその閾値とが比較されてディジタル信号に復調される。
【００１２】
さらに、本発明に係る受信器は、受信信号を閾値と比較してディジタル信号に復調する受信器であって、前記受信信号を増幅する増幅手段と、前記増幅手段で増幅した増幅信号を前記閾値と比較する比較手段と、前記増幅手段で増幅した増幅信号の平均レベルを検出する平均レベル検出手段とを備え、前記比較手段は、前記平均レベル検出手段で検出した平均レベルを前記閾値とし、前記増幅信号と前記閾値との比較結果を前記ディジタル信号として出力するようにしてもよい。
【００１３】
このような構成であれば、増幅手段により、受信信号が増幅される。そして、平均レベル検出手段により、増幅手段からの増幅信号の平均レベルが検出され、比較手段により、平均レベル検出手段からの平均レベルが閾値とされ、増幅手段からの増幅信号とその閾値とが比較され、その比較結果がディジタル信号として出力される。
【００１４】
ここで、比較手段は、増幅信号と閾値との比較結果をディジタル信号として出力するようになっていればよく、具体的には、例えば、増幅信号のレベルが閾値以上であるときは、ハイレベルの信号を出力し、増幅信号のレベルが閾値未満であるときは、ローレベルの信号を出力するようになっていればよい。もちろん、これとは逆に、閾値以上であるときは、ローレベルの信号を出力し、閾値未満であるときは、ハイレベルの信号を出力するようになっていてもよい。
【００１５】
また、本発明に係る受信器は、さらに、前記比較手段から前記ディジタル信号が出力されたか否かを判定する出力判定手段を備え、前記平均レベル検出手段は、前記出力判定手段で出力がないと判定されたときは、所定電圧値を前記平均レベルとして出力し、前記出力判定手段で出力があると判定されたときは、前記所定電圧値を初期値として前記増幅信号の平均レベルの検出を開始するようにしてもよい。
【００１６】
このような構成であれば、比較手段からディジタル信号の出力がなく、出力判定手段で出力がないと判定されたときは、平均レベル検出手段により、所定電圧値が増幅信号の平均レベルとして出力される。これに対し、比較手段からディジタル信号が出力されることにより、出力判定手段で出力があると判定されたときは、平均レベル検出手段により、所定電圧値を初期値として増幅信号の平均レベルの検出が開始される。
【００１７】
また、本発明に係る受信器は、さらに、前記平均レベル検出手段は、前記増幅信号を積分する積分器を有し、前記出力判定手段で出力があると判定されたときは、前記所定電圧値を前記積分器の初期値として与えるようにしてもよい。
【００１８】
このような構成であれば、出力判定手段で出力があると判定されたときは、平均レベル検出手段により、所定電圧値が積分器の初期値として与えられ、積分器により、増幅信号の平均レベルの検出が開始される。
【００１９】
また、本発明に係る受信器は、さらに、前記増幅手段は、奇数個のカレントミラー回路をカスケード接続してなる増幅回路を有し、前記増幅回路は、最終段のカレントミラー回路の出力を帰還抵抗を介して初段のカレントミラー回路の入力にフィードバックするフィードバック回路を有し、前記受信信号としての電流信号を初段のカレントミラー回路に入力するようにしてもよい。
【００２０】
このような構成であれば、増幅手段では、受信信号としての電流信号が初段のカレントミラー回路に入力されると、フィードバック回路により、最終段のカレントミラー回路からの出力が帰還抵抗を介して初段のカレントミラー回路の入力にフィードバックされつつ、増幅回路により、入力された電流信号が増幅される。
【００２１】
また、本発明に係る受信器は、さらに、前記増幅手段は、複数の反転増幅器をカスケード接続してなる第２の増幅回路を有し、前記第２の増幅回路は、前記増幅回路の出力信号を初段の反転増幅器に入力するようにしてもよい。
【００２２】
このような構成であれば、増幅手段では、増幅回路の出力信号が初段の反転増幅器に入力されると、第２の増幅回路により、増幅回路からの出力信号がさらに増幅される。
【００２３】
また、本発明に係る受信器は、さらに、前記フィードバック回路は、前記帰還抵抗としてのＭＯＳ電界効果トランジスタを有し、当該増幅回路の入力電圧および出力電圧に基づいて、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅回路の入力側または出力側に切り換えるようにしてもよい。
【００２４】
このような構成であれば、フィードバック回路では、増幅回路の入力電圧および出力電圧に基づいて、ソースと基板との間が逆バイアスとなるようにＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続が増幅回路の入力側または出力側に切り換えられる。
【００２５】
ここで、ＭＯＳ電界効果トランジスタは、ｎチャネル型であってもｐチャネル型であってもよいが、具体的に、ｎチャネル型である場合は、増幅回路の入力電圧よりも出力電圧の方が高いときは、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続を増幅回路の入力側に切り換え、これに対して出力電圧の方が低いときは、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続を増幅回路の出力側に切り換える。また、ｐチャネル型である場合は、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続をｎチャネル型の場合と逆の接続とする。
【００２６】
また、本発明に係る受信器は、さらに、前記フィードバック回路は、当該増幅回路の入力電圧によりスイッチングする第１のトランジスタと、当該増幅回路の出力電圧によりスイッチングする第２のトランジスタとを有し、前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタのスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅回路の入力側または出力側に切り換えるようにしてもよい。
【００２７】
このような構成であれば、フィードバック回路では、増幅回路の入力電圧により第１のトランジスタがスイッチングするとともに、増幅回路の出力電圧により第２のトランジスタがスイッチングし、これらトランジスタのスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるようにＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続が増幅回路の入力側または出力側に切り換えられる。
【００２８】
また、本発明に係る受信器は、さらに、前記増幅手段は、当該増幅手段の出力を帰還抵抗を介して当該増幅手段の入力にフィードバックするフィードバック回路を有し、前記フィードバック回路は、前記帰還抵抗としてのＭＯＳ電界効果トランジスタを有し、当該増幅手段の入力電圧および出力電圧に基づいて、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅手段の入力側または出力側に切り換えるようにしてもよい。
【００２９】
このような構成であれば、増幅手段では、受信信号が入力されると、フィードバック回路により、増幅手段の出力が帰還抵抗を介して増幅手段の入力にフィードバックされつつ、入力された受信信号が増幅される。そして、フィードバック回路では、増幅手段の入力電圧および出力電圧に基づいて、ソースと基板との間が逆バイアスとなるようにＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続が増幅手段の入力側または出力側に切り換えられる。
【００３０】
ここで、ＭＯＳ電界効果トランジスタは、ｎチャネル型であってもｐチャネル型であってもよいが、具体的に、ｎチャネル型である場合は、増幅手段の入力電圧よりも出力電圧の方が高いときは、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続を増幅手段の入力側に切り換え、これに対して出力電圧の方が低いときは、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続を増幅手段の出力側に切り換える。また、ｐチャネル型である場合は、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続をｎチャネル型の場合と逆の接続とする。
【００３１】
また、本発明に係る受信器は、さらに、前記フィードバック回路は、当該増幅手段の入力電圧によりスイッチングする第１のトランジスタと、当該増幅手段の出力電圧によりスイッチングする第２のトランジスタとを有し、前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタのスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅手段の入力側または出力側に切り換えるようにしてもよい。
【００３２】
このような構成であれば、フィードバック回路では、増幅手段の入力電圧により第１のトランジスタがスイッチングするとともに、増幅手段の出力電圧により第２のトランジスタがスイッチングし、これらトランジスタのスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるようにＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続が増幅回路の入力側または出力側に切り換えられる。
【００３３】
また、本発明に係る受信器において、、前記受信信号は、光信号を光電変換素子により光電変換した信号としてもよい。
【００３４】
このような構成であれば、光信号が光電変換素子で受光されると、光電変換素子により光信号が電気信号に光電変換され、光電変換された受信信号がディジタル信号に復調される。
【００３５】
また、光電変換素子とは、可視、赤外または紫外放射に応じた電気信号を発生する素子をいい、これには、例えば、フォトダイオードやフォトトランジスタ等が含まれる。以下の増幅器において同じである。
【００３６】
一方、上記目的を達成するために、本発明に係る増幅器は、受信信号を増幅する増幅器であって、奇数個のカレントミラー回路をカスケード接続してなる増幅回路を備え、前記増幅回路は、最終段のカレントミラー回路の出力を帰還抵抗を介して初段のカレントミラー回路の入力にフィードバックするフィードバック回路を有し、前記受信信号としての電流信号を初段のカレントミラー回路に入力するようにしてもよい。
【００３７】
このような構成であれば、受信信号としての電流信号が初段のカレントミラー回路に入力されると、フィードバック回路により、最終段のカレントミラー回路からの出力が帰還抵抗を介して初段のカレントミラー回路の入力にフィードバックされつつ、増幅回路により、入力された電流信号が増幅される。
【００３８】
さらに、本発明に係る増幅器は、さらに、複数の反転増幅器をカスケード接続してなる第２の増幅回路を備え、前記第２の増幅回路は、前記増幅回路の出力信号を初段の反転増幅器に入力するようにしてもよい。
【００３９】
このような構成であれば、増幅回路の出力信号が初段の反転増幅器に入力されると、第２の増幅回路により、増幅回路からの出力信号がさらに増幅される。
【００４０】
また、本発明に係る増幅器は、信号を増幅する増幅器であって、当該増幅器の出力を帰還抵抗を介して当該増幅器の入力にフィードバックするフィードバック回路を有し、前記フィードバック回路は、前記帰還抵抗としてのＭＯＳ電界効果トランジスタを有し、当該増幅器の入力電圧および出力電圧に基づいて、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅器の入力側または出力側に切り換えるようにしてもよい。
【００４１】
このような構成であれば、信号が入力されると、フィードバック回路により、増幅器の出力が帰還抵抗を介して増幅器の入力にフィードバックされつつ、入力された信号が増幅される。そして、フィードバック回路では、増幅器の入力電圧および出力電圧に基づいて、ソースと基板との間が逆バイアスとなるようにＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続が増幅器の入力側または出力側に切り換えられる。
【００４２】
ここで、ＭＯＳ電界効果トランジスタは、ｎチャネル型であってもｐチャネル型であってもよいが、具体的に、ｎチャネル型である場合は、増幅器の入力電圧よりも出力電圧の方が高いときは、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続を増幅器の入力側に切り換え、これに対して出力電圧の方が低いときは、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続を増幅増幅器の出力側に切り換える。また、ｐチャネル型である場合は、ＭＯＳ電界効果トランジスタの接続をｎチャネル型の場合と逆の接続とする。
【００４３】
また、本発明に係る増幅器は、さらに、前記フィードバック回路は、当該増幅器の入力電圧によりスイッチングする第１のトランジスタと、当該増幅器の出力電圧によりスイッチングする第２のトランジスタとを有し、前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタのスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅器の入力側または出力側に切り換えるようにしてもよい。
【００４４】
このような構成であれば、フィードバック回路では、増幅器の入力電圧により第１のトランジスタがスイッチングするとともに、増幅器の出力電圧により第２のトランジスタがスイッチングし、これらトランジスタのスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるようにＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続が増幅回路の入力側または出力側に切り換えられる。
【００４５】
また、本発明に係る受信器において、前記受信信号は、光信号を光電変換素子により光電変換した信号としてもよい。
【００４６】
このような構成であれば、光信号が光電変換素子で受光されると、光電変換素子により光信号が電気信号に光電変換され、光電変換された受信信号が増幅される。
【００４７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態を図面を参照しながら説明する。図１は、本発明に係る受信器の実施の形態を示す図である。
【００４８】
本実施の形態は、本発明に係る受信器を、図１に示すように、光信号をフォトダイオード２００により光電変換し、光電変換した受信信号を閾値と比較してディジタル信号に復調する場合に適用したものである。
【００４９】
まず、本発明に係る受信器を適用した光受信器１００の構成を図１を参照しながら説明する。図１は、光受信器１００の構成を示す回路図である。
【００５０】
光受信器１００は、図１に示すように、光信号を受光するフォトダイオード２００と、フォトダイオード２００で光電変換した受信信号を増幅するプリアンプ３００と、プリアンプ３００で増幅した増幅信号を閾値と比較してその比較結果をディジタル信号として出力する比較器４００と、プリアンプ３００で増幅した増幅信号の平均レベルを検出する平均レベル検出回路５００と、比較器４００からディジタル信号が出力されたか否かを判定する出力判定回路６００とで構成されている。
【００５１】
フォトダイオード２００は、そのカソード端子を所定電圧（例えば、５〔Ｖ〕）の電源２１０に接続し、そのアノード端子をプリアンプ３００の入力側に接続しており、光信号を受光したときは、その光信号を電気信号に光電変換するようになっている。なお、フォトダイオード２００に入射される光信号は、ハイレベルの状態とローレベルの状態とを平均的に同じ割合でとり得るように送信側で変調された信号である。
【００５２】
比較器４００は、プリアンプ３００の出力に一方の入力を接続しかつ平均レベル検出回路５００の出力に他方の入力を接続してなり、平均レベル検出回路５００で検出した平均レベルを閾値として入力し、プリアンプ３００で増幅した増幅信号のレベルをその入力した閾値である平均レベルと比較し、増幅信号のレベルが閾値以上であるときは、ハイレベルの信号を出力し、増幅信号のレベルが閾値未満であるときは、ローレベルの信号を出力することにより、増幅信号をディジタル信号に復調するようになっている。
【００５３】
平均レベル検出回路５００は、プリアンプ３００の出力に一端を接続しかつ比較器４００の他方の入力に他端を接続した抵抗５０２と、抵抗５０２の他端に一端を接続しかつ他端を接地したコンデンサ５０４と、抵抗５０２の他端にドレイン端子を接続しかつ出力判定回路６００の出力にゲート端子を接続したｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、単にｐ型ＭＯＳという。）５０６と、所定電圧（例えば、５〔Ｖ〕）の電源５０８に一端を接続しかつｐ型ＭＯＳ５０６のソース端子に他端を接続した抵抗５１０と、抵抗５１０の他端に一端を接続しかつ他端を接地した抵抗５１２とで構成されている。
【００５４】
こうした回路構成により、出力判定回路６００からローレベルの信号を入力したときは、ｐ型ＭＯＳ５０６がオンとなり、電源５０８の所定電圧を抵抗５１０，５１２の抵抗値の比で分圧された電圧が増幅信号の平均レベルとして比較器４００の他方の入力に出力されるとともに、その分圧された電圧がコンデンサ５０４に与えられる。なお、ｐ型ＭＯＳ５０６がオンの時にコンデンサ５０４に与える電圧は、例えば、伝送過程で光信号のレベルが減衰せずにフォトダイオード２００に入射される場合において、そのときの光信号の平均レベルと同程度に設定しておく。
【００５５】
これに対し、出力判定回路６００からハイレベルの信号を入力したときは、ｐ型ＭＯＳ５０６がオフとなり、抵抗５０２およびコンデンサ５０４で構成される積分器により、ｐ型ＭＯＳ５０６がオンの時にコンデンサ５０４に与えられた電圧を初期値として、プリアンプ３００で増幅された増幅信号の平均レベルの検出が開始され、検出された増幅信号の平均レベルが比較器４００の他方の入力に出力される。
【００５６】
出力判定回路６００は、所定電圧の電源６０２にＤ端子を接続しかつ比較器４００の出力にクロック（ＣＫ）端子を接続したＤフリップフロップ６０４からなり、比較器４００からハイレベルの信号を入力するまでは、ローレベルの信号を出力し、比較器４００からハイレベルの信号を入力してからは、ハイレベルの信号を出力し続けるようになっている。
【００５７】
次に、上記第１の実施の形態の動作を説明する。
【００５８】
フォトダイオード２００に光信号が入射されない場合は、比較器４００からローレベルの信号が出力されるので、出力判定回路６００により、ローレベルの信号が出力され、平均レベル検出回路５００により、電源５０８の所定電圧を抵抗５１０，５１２の抵抗値の比で分圧された電圧が増幅信号の平均レベルとして比較器４００の他方の入力に出力される。
【００５９】
この状態で、フォトダイオード２００に光信号が入射されると、フォトダイオード２００により光信号が光電変換され、プリアンプ３００により、光電変換された受信信号が増幅され、増幅された増幅信号が比較器４００の一方の入力および平均レベル検出回路５００に出力される。
【００６０】
比較器４００では、光信号の非入射時に平均レベル検出回路５００から出力された所定電圧が閾値とされているので、増幅信号のレベルがその閾値と比較される。このとき、増幅信号のレベルが閾値以上であるときは、ハイレベルの信号が出力される。
【００６１】
比較器４００からハイレベルの信号が出力されると、出力判定回路６００により、ハイレベルの信号が出力され、平均レベル検出回路５００により、光信号の非入射時にコンデンサ５０４に与えられた電圧を初期値として、プリアンプ３００で増幅された増幅信号の平均レベルの検出が開始されることにより、コンデンサ５０４の電圧が初期値を起点として増幅信号の平均レベルに収束し、こうして検出された増幅信号の平均レベルが比較器４００の他方の入力に出力される。
【００６２】
したがって、光信号が入射され、比較器４００から一旦ハイレベルの信号が出力された後は、比較器４００では、プリアンプ３００で増幅された増幅信号の平均レベルが閾値とされるので、増幅信号のレベルがその閾値と比較され、増幅信号のレベルが増幅信号の平均レベル以上であるときは、ハイレベルの信号が出力され、これに対して増幅信号の平均レベル未満であるときは、ローレベルの信号が出力される。
【００６３】
このようにして、本実施の形態では、光受信器１００は、光信号をフォトダイオード２００により光電変換し、光電変換した受信信号をプリアンプ３００により増幅し、増幅した増幅信号の平均レベルを平均レベル検出回路５００により検出し、増幅した増幅信号のレベルをその増幅信号の平均レベルと比較して、増幅信号が平均レベル以上であるときは、ハイレベルの信号を出力し、増幅信号が平均レベル未満であるときは、ローレベルの信号を出力するようにした。
【００６４】
これにより、光信号の伝送路である光ファイバの曲げ、温度、外圧等の原因により光信号のレベルが減衰したときは、これに伴って増幅信号の平均レベルが低下して比較器４００の閾値が低下するので、増幅信号がその低下した閾値と比較されることとなり、光信号の復調に誤りが生じにくくなる。
【００６５】
したがって、従来に比して、光信号の復調に誤りが生じる可能性を低減することができる。
【００６６】
さらに、本実施の形態では、平均レベル検出回路５００は、出力判定回路６００からローレベルの信号を入力したときは、所定電圧値を増幅信号の平均レベルとして出力し、出力判定回路６００からハイレベルの信号を入力したときは、所定電圧値を初期値として増幅信号の平均レベルの検出を開始するようにした。
【００６７】
増幅信号の平均レベルを検出して単に閾値とする場合は、光信号の非入射時における増幅信号の平均レベルが、プリアンプ３００の定常状態の電位であることから、光信号の最初の比較では増幅信号が０電位と比較されることとなるので、光信号の先頭ビットの復調に誤りが生じてしまうが、このような構成であれば、光信号の最初の比較では増幅信号が所定電圧値と比較されるので、光信号の先頭ビットの復調に誤りが生じにくい。また、光信号が入射されたときは、平均レベル検出回路５００の出力であるコンデンサ５０４の電圧が所定電圧値を起点として増幅信号の平均レベルに収束するので、閾値が増幅信号の平均レベルに比較的高速に収束する。
【００６８】
したがって、光信号の先頭ビットの復調に誤りが生じる可能性を低減することができるとともに、平均レベル検出回路５００の応答性を向上することができる。
【００６９】
上記第１の実施の形態において、フォトダイオード２００は、請求項１２または１７記載の光電変換素子に対応し、プリアンプ３００は、請求項３記載の増幅手段に対応し、比較器４００は、請求項３記載の比較手段に対応している。
【００７０】
また、上記第１の実施の形態において、平均レベル検出回路５００は、請求項３ないし５記載の平均レベル検出手段に対応し、出力判定回路６００は、請求項４または５記載の出力判定手段に対応し、抵抗５０２およびコンデンサ５０４は、請求項５記載の積分器に対応している。
【００７１】
次に、本発明の第２の実施の形態を図面を参照しながら説明する。図２は、本発明に係る増幅器の実施の形態を示す図である。なお、以下、上記第１の実施の形態と異なる部分についてのみ説明し、同一の部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【００７２】
本実施の形態は、本発明に係る増幅器を、図２に示すように、光信号をフォトダイオード２００により光電変換し、光電変換した受信信号を増幅する場合に適用したものであり、具体的には、上記第１の実施の形態における光受信器１００のプリアンプ３００に適用したものである。
【００７３】
まず、本発明に係る増幅器を適用したプリアンプ３００の構成を図２を参照しながら説明する。図２は、プリアンプ３００の構成を示す回路図である。
【００７４】
プリアンプ３００は、図２に示すように、フォトダイオード２００からの電流信号を増幅して電圧信号に変換する電流増幅回路３１０と、電流増幅回路３１０の出力信号を増幅する電圧増幅回路３２０とで構成されている。
【００７５】
電流増幅回路３１０は、カスケード接続したｎ個（ｎは奇数）のカレントミラー回路ＣＭ1〜ＣＭnと、フォトダイオード２００のアノード端子および初段のカレントミラーＣＭ1の入力に接続した定電流源３１２と、最終段のカレントミラー回路ＣＭnの出力を初段のカレントミラー回路ＣＭ1の入力にフィードバックする帰還抵抗３１４とで構成されている。なお、各カレントミラー回路ＣＭ1〜ＣＭnは、入力側のトランジスタに流れる電流よりも、出力側のトランジスタに流れる電流の方が大きくなるように、入力側と出力側のトランジスタの構成を異ならせている。
【００７６】
電圧増幅回路３２０は、ｍ個の反転増幅器Ｉ1〜Ｉmをカスケード接続してなり、電流増幅回路３１０の出力に初段の反転増幅器Ｉ1の入力を接続している。
【００７７】
次に、上記第２の実施の形態の動作を説明する。
【００７８】
プリアンプ３００では、フォトダイオード２００から電流信号が電流増幅器３１０に入力されると、電流増幅器３１０により、最終段のカレントミラー回路ＣＭnからの出力が帰還抵抗３１４を介して初段のカレントミラー回路ＣＭ1の入力にフィードバックされつつ、各カレントミラー回路ＣＭ1〜ＣＭnにより、入力された電流信号が増幅され、電圧信号に変換されて最終段のカレントミラー回路ＣＭnから出力される。
【００７９】
次いで、電流増幅回路３１０の出力信号が初段の反転増幅器Ｉ1に入力されると、電圧増幅回路３２０により、入力された信号がさらに増幅され、最終段の反転増幅器Ｉmから出力される。
【００８０】
このようにして、本実施の形態では、プリアンプ３００は、ｎ個のカレントミラー回路ＣＭ1〜ＣＭnをカスケード接続してなる電流増幅回路３１０を有し、電流増幅回路３１０は、最終段のカレントミラー回路ＣＭnの出力を初段のカレントミラー回路ＣＭ1の入力にフィードバックする帰還抵抗３１４を有し、フォトダイオード２００からの電流信号を初段のカレントミラー回路ＣＭ1に入力するようにした。
【００８１】
これにより、フォトダイオード２００に低電圧大電流を流せるので、プリアンプ３００を単にオペアンプ等で構成する場合に比して、プリアンプ３００の応答性を向上することができる。
【００８２】
上記第２の実施の形態において、フォトダイオード２００は、請求項１２または１７記載の光電変換素子に対応し、プリアンプ３００は、請求項６または７記載の増幅手段に対応し、電流増幅回路３１０は、請求項６、７、１３または１４記載の増幅回路に対応し、帰還抵抗３１４は、請求項６または１３記載のフィードバック回路に対応し、電圧増幅回路３２０は、請求項７または１４記載の第２の増幅回路に対応している。
【００８３】
次に、本発明の第３の実施の形態を図面を参照しながら説明する。図３は、本発明に係る増幅器の実施の形態を示す図である。なお、以下、上記第１および第２の実施の形態と異なる部分についてのみ説明し、同一の部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【００８４】
本実施の形態は、本発明に係る増幅器を、図３に示すように、光信号をフォトダイオード２００により光電変換し、光電変換した受信信号を増幅する場合に適用したものであり、具体的には、上記第１の実施の形態における光受信器１００のプリアンプ３００に適用したものである。上記第２の実施の形態と異なる点は、プリアンプ３００の出力を帰還抵抗を介してプリアンプ３００の入力にフィードバックするフィードバック回路を設けた点にある。
【００８５】
まず、本発明に係る増幅器を適用したプリアンプ３００の構成を図３を参照しながら説明する。図３は、プリアンプ３００の構成を示す回路図である。
【００８６】
プリアンプ３００は、図３に示すように、プリアンプ３００の出力を帰還抵抗を介してプリアンプ３００の入力にフィードバックするフィードバック回路３３０を有している。
【００８７】
フィードバック回路３３０は、ゲート端子を接地した帰還抵抗としてのｐ型ＭＯＳ３３２と、プリアンプ３００の入力にゲート端子を接続したｐ型ＭＯＳ３３４と、プリアンプ３００の出力にゲート端子を接続したｐ型ＭＯＳ３３６とで構成されている。また、ｐ型ＭＯＳ３３２，３３６のドレイン端子をプリアンプ３００の入力に接続し、ｐ型ＭＯＳ３３２のソース端子およびｐ型ＭＯＳ３３４のドレイン端子をプリアンプ３００の出力に接続し、ｐ型ＭＯＳ３３２のサブストレート端子、並びにｐ型ＭＯＳ３３４，３３６のソース端子およびサブストレート端子を相互に接続している。
【００８８】
次に、上記第３の実施の形態の動作を説明する。
【００８９】
プリアンプ３００の入力電圧よりも出力電圧の方が大きい場合は、ｐ型ＭＯＳ３３４がオンとなり、ｐ型ＭＯＳ３３６がオフとなるので、ｐ型ＭＯＳ３３２のサブストレート端子がプリアンプ３００の出力に接続される。
【００９０】
これに対して、プリアンプ３００の出力電圧よりも入力電圧の方が大きい場合は、今度は逆に、ｐ型ＭＯＳ３３４がオフとなり、ｐ型ＭＯＳ３３６がオンとなるので、ｐ型ＭＯＳ３３２のサブストレート端子がプリアンプ３００の入力に接続される。
【００９１】
したがって、ｐ型ＭＯＳ３３２のサブストレート端子は、プリアンプ３００の入力および出力のうち常に高電位側に接続されることになる。
【００９２】
このようにして、本実施の形態では、プリアンプ３００は、プリアンプ３００の出力を帰還抵抗を介してプリアンプ３００の入力にフィードバックするフィードバック回路３１０を有し、フィードバック回路３１０は、帰還抵抗としてのｐ型ＭＯＳ３３２と、プリアンプ３００の入力電圧によりスイッチングするｐ型ＭＯＳ３３４と、プリアンプ３００の出力電圧によりスイッチングするｐ型ＭＯＳ３３６とを有し、ｐ型ＭＯＳ３３４，３３６のスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるようにｐ型ＭＯＳ３３２の基板の接続をプリアンプ３００の入力または出力に切り換えるようにした。
【００９３】
これにより、ｐ型ＭＯＳ３３２の基板の接続をプリアンプ３００の入力または出力に固定した場合に比して、バックバイアス効果が少なくなるので、プリアンプ３００のオフセット電圧を小さくすることができる。
【００９４】
上記第３の実施の形態において、プリアンプ３００は、請求項１０または１１記載の増幅手段に対応し、ｐ型ＭＯＳ３３２は、請求項１０、１１、１５または１６記載のＭＯＳ電界効果トランジスタに対応し、ｐ型ＭＯＳ３３４は、請求項１１または１６記載の第１のトランジスタに対応し、ｐ型ＭＯＳ３３６は、請求項１１または１６記載の第２のトランジスタに対応している。
【００９５】
なお、上記第３の実施の形態においては、フィードバック回路３３０を、ｐ型ＭＯＳ３３２〜３３６により構成したが、これに限らず、図４に示すように、ｐ型ＭＯＳ３３２〜３３６に代えて、ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、単にｎ型ＭＯＳという。）３３３，３３５，３３７により構成してもよい。図４は、プリアンプ３００の構成を示す回路図である。
【００９６】
また、上記第１の実施の形態においては、出力判定回路６００は、所定電圧の電源６０２にＤ端子を接続しかつ比較器４００の出力にクロック端子を接続したＤフリップフロップ６０４から構成したが、これに限らず、比較器４００からハイレベルの信号を入力するまでは、ローレベルの信号を出力し、比較器４００からハイレベルの信号を入力してからは、ハイレベルの信号を出力し続けるようになっていれば、どのような回路構成であってもよい。
【００９７】
また、上記第２の実施の形態においては、最終段のカレントミラー回路ＣＭnの出力を初段のカレントミラー回路ＣＭ1の入力にフィードバックするフィードバック回路を、帰還抵抗３１４により構成したが、これに限らず、図３または図４に示すフィードバック回路３３０により構成してもよい。
【００９８】
また、上記第１の実施の形態においては、本発明に係る受信器を、図１に示すように、光信号をフォトダイオード２００により光電変換し、光電変換した受信信号を閾値と比較してディジタル信号に復調する場合に適用したが、これに限らず、本発明の主旨を逸脱しない範囲で他の場合にも適用可能である。例えば、単に電気信号としての受信信号を閾値と比較してディジタル信号に復調する場合に適用可能である。
【００９９】
また、上記第２の実施の形態においては、本発明に係る増幅器を、図２に示すように、光信号をフォトダイオード２００により光電変換し、光電変換した受信信号を増幅する場合に適用したが、これに限らず、本発明の主旨を逸脱しない範囲で他の場合にも適用可能である。例えば、単に電気信号としての受信信号を増幅する場合に適用可能である。この場合、フォトダイオード２００に代えて、コンデンサによりＡＣカップリングしたメタル配線での通信回線において、その通信信号をプリアンプ３００により増幅することができる。
【０１００】
また、上記第３の実施の形態においては、本発明に係る増幅器を、図３に示すように、光信号をフォトダイオード２００により光電変換し、光電変換した受信信号を増幅する場合に適用したが、これに限らず、本発明の主旨を逸脱しない範囲で他の場合にも適用可能である。例えば、単に電気信号としての受信信号を増幅する場合に適用可能である。
【０１０１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る請求項１ないし１２記載の受信器によれば、従来に比して、受信信号の復調に誤りが生じる可能性を低減することができるという効果が得られる。
【０１０２】
さらに、本発明に係る請求項４または５記載の受信器によれば、受信信号の先頭ビットの復調に誤りが生じる可能性を低減することができるとともに、平均レベル検出手段の応答性を向上することができるという効果も得られる。
【０１０３】
さらに、本発明に係る請求項６または７記載の受信器によれば、増幅手段を単にオペアンプ等で構成する場合に比して、増幅手段の応答性を向上することができるという効果も得られる。
【０１０４】
さらに、本発明に係る請求項８または９記載の受信器によれば、ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を増幅回路の入力または出力に固定した場合に比して、バックバイアス効果が少なくなるので、増幅回路のオフセット電圧を小さくすることができるという効果も得られる。
【０１０５】
さらに、本発明に係る請求項１０または１１記載の受信器によれば、ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を増幅手段の入力または出力に固定した場合に比して、バックバイアス効果が少なくなるので、増幅手段のオフセット電圧を小さくすることができるという効果も得られる。
【０１０６】
さらに、本発明に係る請求項１２記載の受信器によれば、光信号を受信するのに好適であるという効果も得られる。
【０１０７】
一方、本発明に係る請求項１３または１４記載の増幅器によれば、単にオペアンプ等で構成する場合に比して、応答性を向上することができるという効果が得られる。
【０１０８】
さらに、本発明に係る請求項１５または１６記載の増幅器によれば、ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅器の入力または出力に固定した場合に比して、バックバイアス効果が少なくなるので、当該増幅器のオフセット電圧を小さくすることができるという効果も得られる。
【０１０９】
さらに、本発明に係る請求項１７記載の増幅器によれば、光信号を増幅するのに好適であるという効果も得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】光受信器１００の構成を示す回路図である。
【図２】プリアンプ３００の構成を示す回路図である。
【図３】プリアンプ３００の構成を示す回路図である。
【図４】プリアンプ３００の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１００ 光受信器
２００ フォトダイオード
３００ プリアンプ
３１０ 電流増幅回路
３１２ 定電流源
３１４ 帰還抵抗
ＣＭ1〜ＣＭn カレントミラー回路
３２０ 電圧増幅回路
Ｉ1〜Ｉm 反転増幅器
３３０ フィードバック回路
３３２ ｐ型ＭＯＳ
３３４，３３６ ｐ型ＭＯＳ
３３３ ｎ型ＭＯＳ
３３５，３３７ ｎ型ＭＯＳ
４００ 比較器
５００ 平均レベル検出回路
５０２ 抵抗
５０４ コンデンサ
５０６ ｐ型ＭＯＳ
５１０，５１２ 抵抗
６００ 出力判定回路
６０２ Ｄフリップフロップ
Claims (7)
- 受信信号を閾値と比較してディジタル信号に復調する受信器であって、
前記受信信号を増幅する増幅手段と、前記増幅手段で増幅した増幅信号を前記閾値と比較する比較手段と、前記増幅手段で増幅した増幅信号の平均レベルを検出する平均レベル検出手段とを含み、
前記増幅手段は、奇数個のカレントミラー回路をカスケード接続してなる増幅回路と、最終段のカレントミラー回路の出力を帰還抵抗を介して初段のカレントミラー回路にフィードバック入力するフィードバック回路とを含み、前記受信信号としての電流信号が初段のカレントミラー回路に入力され、
前記比較手段は、前記平均レベル検出手段で検出した平均レベルを前記閾値として入力し、前記増幅信号と前記閾値との比較結果を前記ディジタル信号として出力する構成を特徴とする受信器。 - 請求項１において、
前記比較手段から前記ディジタル信号が出力されたか否かを判定する出力判定手段を含み、
前記平均レベル検出手段は、前記出力判定手段で出力がないと判定されたときは、所定電圧値を前記平均レベルとして出力し、前記出力判定手段で出力があると判定されたときは、前記所定電圧値を初期値として前記増幅信号の平均レベルを出力する構成を特徴とする受信器。 - 請求項２において、
前記平均レベル検出手段は、前記増幅信号を積分する積分器を含み、前記出力判定手段で出力があると判定されたときは、前記所定電圧値を前記積分器の初期値として与える構成を特徴とする受信器。 - 請求項１において、
前記増幅手段は、複数の反転増幅器をカスケード接続してなる第２の増幅回路を含み、
前記第２の増幅回路は、前記増幅回路の出力信号が初段の前記反転増幅器に入力される構成を特徴とする受信器。 - 請求項１乃至４のいずれかにおいて、
前記フィードバック回路は、前記帰還抵抗としてのＭＯＳ電界効果トランジスタを含み、当該増幅回路の入力電圧及び出力電圧に基づいて、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅回路の入力側又は出力側に切り換える構成を特徴とする受信器。 - 請求項５において、
前記フィードバック回路は、当該増幅回路の入力電圧によりスイッチングする第１のトランジスタと、当該増幅回路の出力電圧によりスイッチングする第２のトランジスタとを含み、前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタのスイッチングにより、ソースと基板との間が逆バイアスとなるように前記ＭＯＳ電界効果トランジスタの基板の接続を当該増幅回路の入力側又は出力側に切り換える構成を特徴とする受信器。 - 請求項１乃至６のいずれかにおいて、
前記受信信号は、光信号を光電変換素子により光電変換した信号であることを特徴とする受信器。
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