JP2009100237A - サンプリング受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】増幅回路後段にて、直列に接続された高周波スイッチでのスイッチング動作により、増幅回路で負荷変動を生じ、増幅回路と高周波スイッチとが直接接続されることにより、帯域内マッチングが不整合によることで利得の低下を引き起こす。
【解決手段】高周波信号を入力する為の入力端子Ｐ１と増幅回路１０と接続され、その増幅回路１０の出力にて配線分配し、その後段で直列に接続された抵抗１１、１２と、その抵抗１１、１２と後段の高周波スイッチ１６、１７との間にはＲＣフィルタ１３が並列接続され、抵抗１４とコンデンサ１５で構成される。高周波スイッチ１６、１７のゲートには、高周波信号を入力するための入力端子Ｐ２、Ｐ３が接続される。また、高周波スイッチ１６、１７とその後段にて並列でコンデンサ１８、１９が接続されており、スイッチトキャパシタ回路を形成して、出力端子Ｐ４とＰ５に接続される。
【選択図】図１

Description

本発明は、移動体端末を含む無線受信機の技術に関し、さらに詳しくはサンプリング受信装置に関する。

携帯電話に代表される無線システムの受信機において、アンテナで受信した信号は初段増幅回路によって増幅され、その後段にてサンプリング受信装置に入力されて周波数変換され、信号処理回路へ入力される。このサンプリング受信装置は、微弱信号を入力して増幅し、周波数変換を行う機能を有する。この場合、低歪みでかつ高利得な性能が必要とされる。特に近年の移動体通信では、基地局直下で移動局がもし隣接チャネルを受信する場合に、妨害特性が問題となる。自分含め３名で、もし基地局直下にてそれぞれのチャネルが接している場合に、自分のチャネル以外の、他２チャネル受信により発生する歪み特性により、自分の信号帯域内にその歪みが発生した時に、受信感度が劣化する。これを防ぐ為に、サンプリング受信装置には低歪みな回路特性、並びに受信感度確保の為に高利得な特性が必要とされている。
受信機の構成としては従来様々な構成が提案されている。近年、半導体の微細化高集積化に対応する技術として実現されるようになってきたのが直接サンプリング方式である。これは、高周波の連続信号である受信信号を高周波でサンプリングし、ベースバンドへの周波数変換と同時に離散信号に変換する方式である。この方式の一例として、特許文献１の周波数変換装置がある。特許文献１では周波数変換後にフィルタを設け、段数を増やして周波数特性を急峻にして歪みを低減化させる構成としている。
米国特許出願公開第２００５／０１０４６５４号明細書

しかしながら、前記構成からなる従来のサンプリング受信装置は、低歪みにさせる素子を周波数変換後の回路部分に用いており、入力増幅回路と高周波スイッチとが直接接続されている。そのため、増幅回路の出力インピーダンスと高周波スイッチの入力インピーダンスがずれて接続されることで不整合が起こり、出力信号における利得低下や歪み増大となる問題がある。

本発明は、前記従来の問題を解決し、増幅回路の出力インピーダンスおよび高周波スイッチの入力インピーダンスにて整合を取り、かつ増幅回路における利得を劣化させず、歪みを低下させるようにしたサンプリング受信装置を提供することを目的とする。

上述した目的を達成するために、本発明のサンプリング受信装置によれば、高周波信号を増幅し、増幅信号を生成する増幅部と、増幅信号をインピーダンスマッチングさせた緩衝信号を生成する緩衝部と、緩衝信号を所望の周波数でサンプリングし、サンプルホールド信号を生成するサンプリング部と、を有し、緩衝信号は、前記サンプリング部のサンプリング動作によるインピーダンス変動を吸収することを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記緩衝部は、前記増幅部と前記サンプリング部との間に直列に挿入される直列緩衝部と、前記増幅部と前記サンプリング部との間に並列に挿入される並列緩衝部と、を含むことを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記直列緩衝部は、前記増幅部と前記並列緩衝部との間に挿入されることを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記並列緩衝部は、前記増幅部と前記直列緩衝部との間に挿入されることを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記直列緩衝部は、抵抗、インダクタ、およびコンデンサのうち、少なくとも１種類を含むことを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記直列緩衝部は、インダクタおよびコンデンサが並列に接続された回路を含むことを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記並列緩衝部は、抵抗、コンデンサ、およびインダクタのうち、少なくとも２種類を含むことを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、さらに、前記サンプリング部に電源を供給するとともに電源のオン／オフを制御する制御部を有することを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記制御部は、前記直列緩衝部と前記並列緩衝部との間に挿入されることを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記制御部は、前記緩衝部と前記サンプリング部との間に挿入されることを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記緩衝部は、前記直列緩衝部および前記並列緩衝部を含む第１副緩衝部と、前記並列緩衝部を含む第２副緩衝部と、を含み、さらに、増幅信号が第１副緩衝部に入力される第１経路と、増幅信号が第２副緩衝部に入力される第２経路のうち、いずれか一方を選択するスイッチ部と、増幅信号の振幅レベルを検出し、振幅レベル信号を生成する振幅レベル検出回路と、を有し、前記スイッチ部は、振幅レベル信号に基づいて選択し、前記緩衝部は、選択された経路を介して増幅信号を入力し、緩衝信号を生成することを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記サンプリング部は、振幅レベル信号に基づいて、緩衝信号に対するサンプルホールド信号の利得を変化させることを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記増幅部は、１系統の高周波信号に基づいて、２系統の増幅信号を生成し、前記緩衝部は、２系統の増幅信号に基づいて、２系統の緩衝信号を生成し、前記サンプリング部は、２系統の緩衝信号に基づいて、２系統のサンプルホールド信号を生成することを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記増幅部は、１系統の高周波信号に基づいて、互いに逆位相の２系統の増幅入力信号を生成する差動変換回路と、２系統の増幅入力信号を増幅し、互いに逆位相の２系統の増幅信号を生成する増幅回路と、を含むことを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記増幅部は、１系統の高周波信号を増幅し、１系統の増幅出力信号を生成する増幅回路と、１系統の増幅出力信号を分岐し、互いに同位相の２系統の増幅信号を生成する分岐回路と、を含むことを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記増幅部は、１系統の高周波信号を増幅し、１系統の増幅出力信号を生成する増幅回路と、１系統の増幅出力信号に基づいて、互いに逆位相の２系統の増幅信号を生成する差動変換回路と、を含むことを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記差動変換回路は、差動インダクタを含むことを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記差動変換回路は、１系統の１次側電力を、互いに逆位相の２系統の２次側電力に変換する差動トランスを含むことを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記増幅部は、高周波信号の電圧を電流に変換し、増幅信号を生成することを特徴としている。

また、本発明のサンプリング受信装置によれば、さらに、サンプルホールド信号の周波数帯域を制限するスイッチトキャパシタフィルタを有することを特徴としている。

さらに、本発明のサンプリング受信装置によれば、前記スイッチトキャパシタフィルタは、従属に接続される、少なくとも第１および第２のクロックドインバータと、前記第１クロックドインバータと前記第２クロックドインバータとの間に並列に挿入されるコンデンサと、前記コンデンサと前記第２クロックドインバータとの間に直列に挿入されるインバータと、を含むことを特徴としている。

本発明に係るサンプリング受信装置によれば、増幅部後段にて配線分配し、直列接続された抵抗によって、その抵抗の後段に直列に接続されたサンプリング部でのスイッチング動作により生じる負荷変動を抑えることができる。また直列に接続される抵抗に変わり、直並列にインダクタとコンデンサを入れることにより、インダクタの配線による抵抗寄生成分にて、後段に接続されたサンプリング部のスイッチング動作により生じる負荷変動を、同様に抑えることができる。

その抵抗と後段のサンプリング部との間に、抵抗とコンデンサが並列に接続されており、サンプリング部で発生する高調波に対するフィルタリング、および帯域内マッチングを可能にする。これはインダクタとコンデンサが並列に接続されている場合も同様である。

どちらか１つの対策のみでは、歪み低減作用は効果がない。直列に抵抗を入れるだけでは、高周波スイッチにおける高調波を低減させるのは無理であり、並列に抵抗とコンデンサを入れるだけでは、高周波スイッチによる入力インピーダンスが前段の増幅回路に対して生ずる負荷変動を抑えることが出来ない。両方の対策を取る事によって、増幅回路および高周波スイッチ間で生じる歪みを抑圧し、かつマッチングも取れる事により、利得の低下を防ぐことができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態に関するいくつかの例について、図面を参照しながら説明する。なお、図面において、実質的に同一の構成、動作、および効果を表す要素については、同一の符号を付す。また、以下において記述される数字は、すべて本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明は例示された数字に制限されない。ハイおよびローで表される論理レベルについても、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、例示された論理レベルが異なる組み合わせで、同等な結果を得ることも可能である。さらに、構成要素間の接続関係は、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明の機能を実現する接続関係はこれに限定されない。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１のサンプリング受信装置の回路構成図であって、実施形態１に係るサンプリング受信装置は、高周波信号を入力する為の入力端子Ｐ１と増幅回路１０と接続され、その増幅回路１０の出力にて配線分配し、その後段で直列に接続された抵抗１１、１２と、その抵抗１１、１２と後段の高周波スイッチ１６、１７との間にはＲＣフィルタ１３が並列接続され、抵抗１４とコンデンサ１５で構成される。高周波スイッチ１６、１７のゲートには、高周波信号を入力するための入力端子Ｐ２、Ｐ３が接続される。また、高周波スイッチ１６、１７とその後段にて並列でコンデンサ１８、１９が接続されており、スイッチトキャパシタ回路を形成して、さらにスイッチトキャパシタフィルタ１２０、１２１に接続されて出力端子Ｐ４とＰ５に接続される。

増幅回路１０の後段で直列に接続される抵抗１１、１２は、高周波スイッチ１６、１７のスイッチング動作による、増幅回路１０の負荷変動を抑制するために接続され、ＲＣフィルタ１３は抵抗１４およびコンデンサ１５が並列で接続され、高周波スイッチ１６、１７で発生する高調波に対するフィルタリング作用により高調波を低減でき、かつ帯域内マッチングを取ることができる。素子数を抑えた構成であるので、面積的にも大きくなるようなことはない。

次に、図１の構成を別の観点から説明する。増幅部は、増幅回路１０および分岐回路７０を含む。入力端子Ｐ１は、代表例では無線信号を受信可能なアンテナに接続される。増幅部は、入力端子Ｐ１からの１つの系統Ａの高周波信号ＳＰ１を増幅し、２つの系統Ｂ、Ｃの増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑをそれぞれ生成する。増幅回路１０は、高周波信号ＳＰ１を増幅し、増幅出力信号Ｓ１０を生成する。代表例では増幅回路１０は、高周波信号ＳＰ１の電圧を電流に変換し、増幅出力信号Ｓ１０を生成する。分岐回路７０は、系統Ａの増幅出力信号Ｓ１０を分岐し、振幅、周波数、および位相が互いに大略等しい、系統Ｂ、Ｃの増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑをそれぞれ生成する。

緩衝部は、抵抗１１、１２で構成される直列緩衝部と並列緩衝部１３とを含む。緩衝部は、系統Ｂ、Ｃの増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑに基づいて、系統Ｂ、Ｃの緩衝信号Ｓ１６Ｐ、Ｓ１７Ｐをそれぞれ生成する。直列緩衝部は増幅部の下流側に接続され、並列緩衝部１３は直列緩衝部の下流側に接続される。直列緩衝部は、抵抗１１、１２を含む。抵抗１１、１２は、系統Ｂ、Ｃに対してそれぞれ直列に挿入される。並列緩衝部１３は、抵抗１４およびコンデンサ１５を含み、系統Ｂと系統Ｃとの間に並列に挿入される。

サンプリング部は、系統Ｂにおける高周波スイッチ１６およびコンデンサ１８と、系統Ｃにおける高周波スイッチ１７およびコンデンサ１９と、を含む。サンプリング部は、系統Ｂ、Ｃの緩衝信号Ｓ１６Ｐ、Ｓ１７Ｐを、局部発振器（図示せず）からの所望の周波数のサンプルクロック信号Ｓ１６Ｒ、Ｓ１７Ｒによりサンプリングし、系統Ｂ、Ｃのサンプルホールド信号Ｓ１６Ｑ、Ｓ１７Ｑをそれぞれ生成する。代表例ではサンプルクロック信号Ｓ１６Ｒ、Ｓ１７Ｒの位相は、互いに１８０度異なる。

サンプルホールド信号Ｓ１６Ｑ、Ｓ１７Ｑの周波数帯域ＦＳＨＷは、サンプルクロック信号Ｓ１６Ｒ、Ｓ１７Ｒの周波数ＦＳＣ（サンプルクロック周波数とも呼ぶ）、緩衝信号Ｓ１６Ｐ、Ｓ１７Ｐの受信すべき所要周波数帯域ＦＩＮＷの下限周波数ＦＩＮ１、上限周波数ＦＩＮ２、サンプルクロック周波数ＦＳＣと周波数帯域ＦＩＮＷの差の周波数帯域ＦＳＨＷＭ、および和の周波数帯域ＦＩＮＰを用いて、次のように表される。
ＦＩＮＷ＝ＦＩＮ１〜ＦＩＮ２
ＦＳＨＷ ＝ＦＳＨＷＭ＋ＦＳＨＷＰ
ＦＳＨＷＭ＝（ＦＳＣ−ＦＩＮ２）〜（ＦＳＣ−ＦＩＮ１）
ここで和の周波数帯域ＦＩＮＰは、後段のスイッチトキャパシタ部で遮断され、利用されない。サンプルクロック風波数ＦＳＣは、代表例では周波数帯域ＦＩＮＷの中心周波数に選ばれる。
ＦＳＣ ＝（ＦＩＮ１＋ＦＩＮ２）／２
ＦＳＨＷＭ＝−（ＦＩＮ２−ＦＩＮ１）／２〜（ＦＩＮ２−ＦＩＮ１）／２
このように、差の周波数帯域ＦＳＨＷＭは、緩衝信号Ｓ１６Ｐ、Ｓ１７Ｐの周波数帯域ＦＩＮＷにおいて、中心周波数をゼロ周波数に変換し、下限から上限への周波数成分の並びを上限から下限に反転したものとなる。

各高周波スイッチ１６、１７は、代表例ではＮＭＯＳ（Ｎｅｇａｔｉｖｅ ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ：Ｎチャネル金属酸化膜半導体）トランジスタで構成される。高周波スイッチ１６、１７は、各ドレインに入力される緩衝信号Ｓ１６Ｐ、Ｓ１７Ｐを、各ゲートに入力されるサンプルクロック信号Ｓ１６Ｒ、Ｓ１７Ｒによりサンプリングし、各ソースからサンプルホールド信号Ｓ１６Ｑ、Ｓ１７Ｑをそれぞれ生成する。コンデンサ１８、１９は、高周波スイッチ１６、１７によりサンプリングされた信号を所定期間サンプルホールドし、サンプルホールド信号Ｓ１６Ｑ、Ｓ１７Ｑをそれぞれ生成する。

スイッチトキャパシタ部は、各スイッチトキャパシタフィルタ１２０、１２１を含む。スイッチトキャパシタ部は、系統Ｂ、Ｃのサンプルホールド信号Ｓ１６Ｑ、Ｓ１７Ｑの周波数帯域を、それぞれ制限し、制限サンプルホールド信号Ｓ１２０、Ｓ１２１を、端子Ｐ４、Ｐ５にそれぞれ出力する。スイッチトキャパシタ部は、代表例では和の周波数帯域（（ＦＳＣ＋ＦＩＮ１）〜（ＦＳＣ＋ＦＩＮ２））を遮断し、差の周波数帯域（（ＦＳＣ−ＦＩＮ２）〜（ＦＳＣ−ＦＩＮ１））を通過させる。

以上のように、実施形態１のサンプリング受信装置は、増幅部、緩衝部、サンプリング部、およびスイッチトキャパシタ部を含み、高周波信号ＳＰ１を増幅し、サンプリングすることにより、低域に周波数変換された制限サンプルホールド信号Ｓ１２０、Ｓ１２１を生成する。

ここでサンプリング部は、サンプリング時のオン／オフ動作により、各系統Ｂ、Ｃにインピーダンス変動を引き起こし、歪み成分および雑音成分を発生させる。

直列緩衝部は、サンプリング部のサンプリング動作によるインピーダンス変動を吸収する。その結果、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑの変動は抑制され、サンプルホールド信号Ｓ１６Ｑ、Ｓ１７Ｑの大きさは安定化される。直列緩衝部および並列緩衝部１３は、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑをインピーダンスマッチングさせる。その結果、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑの電力は最大化され、信号対雑音比の高いサンプルホールド信号Ｓ１６Ｑ、Ｓ１７Ｑが生成される。並列緩衝部１３は、さらに増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑにおける受信すべき所要周波数帯以上の不要高周波を抑制するとともに、サンプリング部のサンプリング動作による歪み成分および雑音成分の発生を低減させる。その結果、サンプルホールド信号Ｓ１６Ｑ、Ｓ１７Ｑの大きさは高精度化され、信号対雑音比は高くなる。

緩衝部は数個ないし１０数個程度の受動素子で構成されるため、実施形態１のサンプリング受信装置全体を半導体集積回路に集積化または基板上にモジュール化しても、緩衝部の占める割合は十分に小さい。それゆえに、実施形態１のサンプリング受信装置は、わずかなコスト増により、上述した大きな効果を生み出すことが可能となる。

図２は実施形態１における増幅回路１０の回路構成である。

図２に示すように、入力端子Ｐ１は配線で分配されて第１のコンデンサ２５と、第２のコンデンサ２６と、第３のコンデンサ２７と、第４のコンデンサ２８と直列に接続され、その第１と第２のコンデンサは、それぞれＰチャネルＦＥＴ２９、３０のゲートと接続され、第３と第４のコンデンサは、それぞれＮチャネルＦＥＴ３１、３２のゲートと接続される。また、制御部２０が抵抗２１、２２を介して、それぞれＰチャネルＦＥＴ２９、３０のゲートと接続され、制御部２０が抵抗２３、２４を介して、それぞれＮチャネルＦＥＴ３１、３２のゲートと接続されている。

制御部２０からロー信号が印加された時、抵抗２１、２２を介してそれぞれＰチャネルＦＥＴ２９、３０のゲートに入力され、ＰチャネルＦＥＴ２９、３０のソースには、電源電圧Ｖｃｃが印加されることで、ＰチャネルＦＥＴ２９、３０はオンとなる。ＰチャネルＦＥＴ２９、３０のドレインは、それぞれカスケード接続させており、増幅機能を備えている。その出力信号はＰ７と配線とで接続される。ちなみに、ＮチャネルＦＥＴ３１、３２には、抵抗２３、２４を介してゲート電圧がローで印加され、ソース電圧はＧＮＤ接地によりローとなり、ＮチャネルＦＥＴ３１、３２はオフとなることで、出力信号はＰ７へ流れる。また、制御部２０からハイ信号が印加された時、抵抗２１、２２を介してそれぞれＰチャネルＦＥＴ２９、３０のゲートに入力されるが、ＰチャネルＦＥＴ２９、３０のソースには、電源電圧Ｖｃｃが印加されていることで、ＰチャネルＦＥＴ２９、３０はオフとなる。ＮチャネルＦＥＴ３１、３２には、抵抗２３、２４を介してゲート電圧がハイで印加され、ソース電圧はＧＮＤ接地によりローとなり、ＮチャネルＦＥＴ３１、３２はオンとなることで、高周波信号はＰ７からＮチャネルＦＥＴ３１、３２のドレインを介してＧＮＤへ流れる。

以上のように、増幅回路１０は、高周波信号ＳＰ１の電圧を電流に変換し、増幅出力信号Ｓ１０を生成する。

次に、出力信号は図１に示す抵抗１１、１２にそれぞれ直列に接続される。抵抗１１、１２は、高周波スイッチ１６、１７におけるスイッチング動作により、増幅回路１０で生じる負荷変動を抑制する。また、抵抗１１、１２と高周波スイッチ１６、１７との間には、ＲＣフィルタ１３が並列に接続される。ＲＣフィルタ１３は、抵抗１４とコンデンサ１５が接続されており、高周波スイッチ１６、１７での高調波に対するフィルタリング、および使用帯域内マッチングを取っている。しかも素子数を抑えた構成であるので、面積的にも大きくなるようなことはない。

高周波スイッチ１６、１７のゲートには、高周波信号を入力するための入力端子Ｐ２、Ｐ３が接続される。増幅回路１０から出力された高周波信号が高周波スイッチ１６、１７のそれぞれのドレインから入力されて、さらにＰ２、Ｐ３からも高周波スイッチ１６、１７のゲートに高周波信号が入力されることで、高周波スイッチ１６、１７のソースから周波数変換された信号が出力される。また、高周波スイッチ１６、１７とその後段にて並列でコンデンサ１８、１９が接続されており、高周波スイッチ１６、１７のオン抵抗とコンデンサにてＲＣフィルタとなってスイッチトキャパシタ回路を形成しており、周波数変換後のフィルタとして高次の歪み低減に作用し、さらにスイッチトキャパシタフィルタ１２０、１２１に接続されて出力端子Ｐ４とＰ５に接続される。

（実施形態２）
実施形態２では、実施形態１と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、実施形態１と同等であるので、説明を省略する。図３は本発明の実施形態２のサンプリング受信装置の回路構成図である。実施形態２に係るサンプリング受信装置は、高周波信号を入力する為の入力端子Ｐ１と増幅回路１０と接続され、その後段で直列に接続された抵抗１１、１２との間にはＲＣフィルタ１３が並列接続されている。ＲＣフィルタ１３は抵抗１４とコンデンサ１５で構成されており、増幅回路１０から発する高調波をフィルタリングする効果があり、高調波を抑えることができる。また抵抗１１、１２は、高周波スイッチ１６、１７のスイッチング動作による、増幅回路１０の負荷変動を抑制することができる。高周波スイッチ１６、１７のゲートには、高周波信号を入力するための入力端子Ｐ２、Ｐ３が接続される。増幅回路１０から出力された高周波信号がドレインから入力されて、さらに高周波スイッチ１６、１７からも高周波信号が入力されることで、高周波スイッチ１６、１７のソースから周波数変換された信号が出力される。高周波スイッチ１６、１７の後段には、並列でコンデンサ１８、１９が接続されており、高周波スイッチ１６、１７のオン抵抗とコンデンサにてＲＣフィルタとなってスイッチトキャパシタ回路を形成しており、周波数変換後のフィルタとして高次の歪み低減に作用し、さらにスイッチトキャパシタフィルタ１２０、１２１に接続されて出力端子Ｐ４とＰ５に接続される。

次に、図３の構成を別の観点から説明する。図３の構成は、図１の構成において、緩衝部における抵抗１１、１２を含む直列緩衝部と並列緩衝部１３との従属構成の順番を逆にしたものである。すなわち図３において、並列緩衝部１３は増幅部の下流側に接続され、抵抗１１、１２を含む直列緩衝部は並列緩衝部１３の下流側に接続される。

実施形態２においても、実施形態１と同様な効果を得ることができる。すなわち並列緩衝部１３は、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑをインピーダンスマッチングさせる。その結果、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑの電力は最大化され、信号対雑音比の高いサンプルホールド信号Ｓ１６Ｑ、Ｓ１７Ｑが生成される。並列緩衝部１３は、さらに増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑにおける受信すべき所要周波数帯以上の不要高周波を抑制するとともに、サンプリング部のサンプリング動作による歪み成分および雑音成分の発生を低減させる。その結果、サンプルホールド信号Ｓ１６Ｑ、Ｓ１７Ｑの大きさは高精度化され、信号対雑音比は高くなる。抵抗１１、１２を含む直列緩衝部は、サンプリング部のサンプリング動作によるインピーダンス変動を吸収する。その結果、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑの変動は抑制され、サンプルホールド信号Ｓ１６Ｑ、Ｓ１７Ｑの大きさは安定化される。

（実施形態３）
実施形態３では、上述した実施形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、上述した実施形態と同等であるので、説明を省略する。図４は本発明の実施形態３のサンプリング受信装置の回路構成図であって、実施形態３に係るサンプリング受信装置は、高周波信号を入力する為の入力端子Ｐ１と増幅回路１０と接続され、その増幅回路１０の出力にて配線分配し、その後段で直並列にＬＣフィルタ３０、３３が接続され、コンデンサ３２、３４およびインダクタ３１、３５で構成される。インダクタ３１、３５の抵抗寄生成分にて、高周波スイッチ３９、４０のスイッチング動作によって生じる増幅回路の負荷変動を抑制することができる。ＬＣフィルタ３０、３３では増幅回路１０から生じる高調波をフィルタリングして、高調波を抑制することができる。更にその後段には高周波スイッチ３９、４０が接続され、ＬＣフィルタ３１、３３と高周波スイッチ３９、４０との間には、抵抗３７とコンデンサ３８で構成されたＲＣフィルタ３６が並列接続されている。ＲＣフィルタ３６は、高周波スイッチ３９、４０のスイッチング動作により発生する高調波を抑制させることができる。

増幅回路１０から出力された高周波信号が高周波スイッチ３９、４０のそれぞれのドレインから入力されて、さらにＰ２、Ｐ３からも高周波スイッチ３９、４０のゲートに高周波信号が入力されることで、高周波スイッチ３９、４０のソースから周波数変換された信号が出力される。また、高周波スイッチ３９、４０とその後段にて並列でコンデンサ４１、４２が接続されており、高周波スイッチ３９、４０のオン抵抗とコンデンサにてＲＣフィルタとなってスイッチトキャパシタ回路を形成しており、周波数変換後のフィルタとして高次の歪み低減に作用し、さらにスイッチトキャパシタフィルタ１２０、１２１に接続されて出力端子Ｐ４とＰ５に接続される。

次に、図４の構成を別の観点から説明する。図４の構成は、図１の構成において、直列緩衝部の構成を変更し、さらに制御部２０の構成を変更し、サンプリング部の電源を供給するようにしたものである。すなわち図４において、直列緩衝部は、副直列緩衝部３０および副直列緩衝部３３を含む。副直列緩衝部３０は、インダクタ３１およびコンデンサ３２が並列に接続された回路で構成され、副直列緩衝部３３は、インダクタ３５およびコンデンサ３４が並列に接続された回路で構成される。各副直列緩衝部３０、３３の共振周波数は、代表例では増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑにおける受信すべき所要周波数帯以上の周波数に設定される。副直列緩衝部３０、３３は、系統Ｂ、Ｃに対してそれぞれ直列に挿入され、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑに基づいて直列緩衝信号Ｓ３０、Ｓ３３をそれぞれ生成する。並列緩衝部３６は、直列緩衝信号Ｓ３０、Ｓ３３に基づいて緩衝信号Ｓ３９Ｐ、Ｓ４０Ｐをそれぞれ生成する。さらに制御部２０Ａは、サンプリング部に電源を供給するとともに電源のオン／オフを制御する電源制御信号Ｓ２０Ｒを生成し、直列緩衝信号Ｓ３０、Ｓ３３にそれぞれ加算する。これにより、制御部２０Ａは、緩衝信号Ｓ３９Ｐ、Ｓ４０Ｐを介して高周波スイッチ３９、４０の電源をそれぞれオン／オフする。

実施形態３においても、上述した実施形態と同様な効果を得ることができる。すなわち直列緩衝部は、各インダクタ３１、３５に含まれる寄生抵抗により、サンプリング部のサンプリング動作によるインピーダンス変動を吸収する。その結果、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑの変動は抑制され、サンプルホールド信号Ｓ３９Ｑ、Ｓ４０Ｑの大きさは安定化される。直列緩衝部および並列緩衝部３６は、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑをインピーダンスマッチングさせる。その結果、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑの電力は最大化され、信号対雑音比の高いサンプルホールド信号Ｓ３９Ｑ、Ｓ４０Ｑが生成される。直列緩衝部および並列緩衝部３６は、さらに増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑにおける受信すべき所要周波数帯以上の不要高周波を抑制するとともに、サンプリング部のサンプリング動作による歪み成分および雑音成分の発生を低減させる。これらの結果、サンプルホールド信号Ｓ３９Ｑ、Ｓ４０Ｑの大きさは高精度化され、信号対雑音比は高くなる。

（実施形態３の変形例）
実施形態３の変形例では、実施形態３と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、実施形態３と同等であるので、説明を省略する。図５は実施形態３に係るサンプリング受信装置の変形例の回路構成図である。

本変形例に係るサンプリング受信装置には、高周波信号を入力する為の入力端子Ｐ１と増幅回路１０と接続され、その増幅回路１０の出力にて配線分配し、その後段で直並列にＬＣフィルタ３０、３３が接続され、コンデンサ３２、３４およびインダクタ３１、３５で構成される。ＬＣフィルタ３０、３３では増幅回路１０から生じる高調波をフィルタリングして、高調波を抑制することができる。更にその後段には高周波スイッチ３９、４０が接続され、ＬＣフィルタ３１、３３と高周波スイッチ３９、４０との間には、インダクタ４４とコンデンサ３８で構成されたＬＣフィルタ４３が並列接続されている。これにより、高周波スイッチ３９、４０のスイッチング動作により発生する高調波を抑制させることができる。

次に、図５の構成を別の観点から説明する。図５の構成は、図４の構成において、並列緩衝部の構成を変更したものである。すなわち図５において、並列緩衝部４３は、インダクタ４４およびコンデンサ３８を含む。並列緩衝部４３の共振周波数は、代表例では増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑにおける受信すべき所要周波数帯以上の周波数に設定される。

実施形態３の変形例においても、実施形態３と同様な効果を得ることができる。すなわち副直列緩衝部３０および副直列緩衝部３３を含む直列緩衝部、ならびに並列緩衝部４３は、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑをインピーダンスマッチングさせる。その結果、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑの電力は最大化され、信号対雑音比の高いサンプルホールド信号Ｓ３９Ｑ、Ｓ４０Ｑが生成される。副直列緩衝部３０および副直列緩衝部３３を含む直列緩衝部、ならびに並列緩衝部４３は、さらに増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑにおける受信すべき所要周波数帯以上の不要高周波を抑制するとともに、サンプリング部のサンプリング動作による歪み成分および雑音成分の発生を低減させる。その結果、サンプルホールド信号Ｓ３９Ｑ、Ｓ４０Ｑの大きさは高精度化され、信号対雑音比は高くなる。

（実施形態４）
実施形態４では、上述した実施形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、上述した実施形態と同等であるので、説明を省略する。図６は本発明の実施形態４のサンプリング受信装置の回路構成図である。実施形態４に係るサンプリング受信装置は、高周波信号を入力する為の入力端子Ｐ１と増幅回路１０と接続され、その後段で直並列に接続されたＬＣフィルタ５３、５６が接続される。ＬＣフィルタ５３、５６はインダクタ５４、５８、およびコンデンサ５５、５７で構成される。インダクタ５４、５８の抵抗寄生成分にて、高周波スイッチ５９、６０のスイッチング動作によって生じる増幅回路の負荷変動を抑制できる。増幅回路１０と直並列接続されたＬＣフィルタ５３、５６との間には、ＲＣフィルタ５０が並列接続されている。ＲＣフィルタ５０は抵抗５１とコンデンサ５２で構成されており、増幅回路１０から発生する高調波をフィルタリングして、高調波を抑制させることができる。また、ＬＣフィルタ後段には高周波スイッチ５９、６０が接続されている。高周波スイッチ５９、６０のゲートには、高周波信号を入力するための入力端子Ｐ２、Ｐ３が接続される。増幅回路１０から出力された高周波信号がドレインから入力されて、さらにＰ２、Ｐ３からも高周波スイッチ５９、６０のゲートに高周波信号が入力されることで、高周波スイッチ５９、６０のソースから周波数変換された信号が出力される。高周波スイッチ５９、６０の後段には、並列でコンデンサ６１、６２が接続されており、高周波スイッチ５９、６０のオン抵抗とコンデンサにてＲＣフィルタとなってスイッチトキャパシタ回路を形成しており、周波数変換後のフィルタとして高次の歪み低減に作用し、さらにスイッチトキャパシタフィルタ１２０、１２１に接続されて出力端子Ｐ４とＰ５に接続される。

次に、図６の構成を別の観点から説明する。図６の構成は、図４の構成において、緩衝部における直列緩衝部および並列緩衝部３６の従属構成の順番を逆にするとともに、電源制御信号Ｓ２０Ｒを緩衝信号Ｓ５９Ｐ、Ｓ６０Ｐに直接にそれぞれ加算したものである。すなわち図６において、直列緩衝部は、副直列緩衝部５３および副直列緩衝部５６を含む。副直列緩衝部５３は、インダクタ５４およびコンデンサ５５が並列に接続された回路で構成され、副直列緩衝部５６は、インダクタ５８およびコンデンサ５７が並列に接続された回路で構成される。各副直列緩衝部５３、５６の共振周波数は、代表例では増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑにおける受信すべき所要周波数帯以上の周波数に設定される。並列緩衝部５０は増幅部の下流側に接続され、直列緩衝部は並列緩衝部５０の下流側に接続される。制御部２０Ａは、緩衝信号Ｓ５９Ｐ、Ｓ６０Ｐを介して高周波スイッチ５９、６０の電源をそれぞれオン／オフする。

実施形態４においても、上述した実施形態と同様な効果を得ることができる。すなわち並列緩衝部５０は、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑをインピーダンスマッチングさせる。その結果、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑの電力は最大化され、信号対雑音比の高いサンプルホールド信号Ｓ５９Ｑ、Ｓ６０Ｑが生成される。直列緩衝部は、各インダクタ５４、５８に含まれる寄生抵抗により、サンプリング部のサンプリング動作によるインピーダンス変動を吸収する。その結果、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑの変動は抑制され、サンプルホールド信号Ｓ５９Ｑ、Ｓ６０Ｑの大きさは安定化される。並列緩衝部１３および直列緩衝部は、さらに増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑにおける受信すべき所要周波数帯以上の不要高周波を抑制するとともに、サンプリング部のサンプリング動作による歪み成分および雑音成分の発生を低減させる。これらの結果、サンプルホールド信号Ｓ５９Ｑ、Ｓ６０Ｑの大きさは高精度化され、信号対雑音比は高くなる。

（実施形態４の変形例）
実施形態４の変形例では、実施形態４と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、実施形態４と同等であるので、説明を省略する。図７は実施形態４に係るサンプリング受信装置の変形例の回路構成図である。

本変形例に係るサンプリング受信装置には、高周波信号を入力する為の入力端子Ｐ１と増幅回路１０と接続され、その増幅回路１０の出力にて配線分配し、その後段で直並列にＬＣフィルタ５３、５６が接続され、コンデンサ５５、５７およびインダクタ５４、５８で構成される。ＬＣフィルタ５３、５６では、インダクタ５４、５８の抵抗寄生成分にて、高周波スイッチ５９、６０のスイッチング動作によって生じる増幅回路の負荷変動を抑制できる。増幅回路１０と直並列接続されたＬＣフィルタ５３、５６との間には、ＬＣフィルタ６３が並列接続されている。ＬＣフィルタ６３はインダクタ４５とコンデンサ５２で構成されており、増幅回路１０から発生する高調波をフィルタリングして、高調波を抑制させることができる。

次に、図７の構成を別の観点から説明する。図７の構成は、図６の構成において、並列緩衝部の構成を変更したものである。すなわち図７において、並列緩衝部６３は、インダクタ４５およびコンデンサ５２を含む。並列緩衝部６３の共振周波数は、代表例では増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑにおける受信すべき所要周波数帯以上の周波数に設定される。

実施形態４の変形例においても、実施形態４と同様な効果を得ることができる。すなわち並列緩衝部６３は、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑをインピーダンスマッチングさせる。その結果、増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑの電力は最大化され、信号対雑音比の高いサンプルホールド信号Ｓ５９Ｑ、Ｓ６０Ｑが生成される。並列緩衝部１３および直列緩衝部は、さらに増幅信号Ｓ７０Ｐ、Ｓ７０Ｑにおける受信すべき所要周波数帯以上の不要高周波を抑制するとともに、サンプリング部のサンプリング動作による歪み成分および雑音成分の発生を低減させる。その結果、サンプルホールド信号Ｓ５９Ｑ、Ｓ６０Ｑの大きさは高精度化され、信号対雑音比は高くなる。

（実施形態５）
実施形態５では、実施形態１と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、実施形態１と同等であるので、説明を省略する。図８は本発明の実施形態５のサンプリング受信装置の回路構成図であって、実施形態５に係るサンプリング受信装置は、高周波信号を入力する為の入力端子Ｐ１と増幅回路１０と接続され、増幅回路１０の出力には差動インダクタ７０Ａが直列に接続されて差動配線分配し、その後段で直列に接続された抵抗７１、７２と、その抵抗と後段の高周波スイッチ７６、７７との間にはＲＣフィルタ７３が並列接続され、抵抗７４とコンデンサ７５で構成される。高周波スイッチ７６、７７のゲートには、高周波信号を入力するための入力端子Ｐ２、Ｐ３が接続される。また、高周波スイッチ７６、７７とその後段にて並列でコンデンサ７８、７９が接続されており、スイッチトキャパシタ回路を形成して、さらにスイッチトキャパシタフィルタ１２０、１２１に接続されて出力端子Ｐ４とＰ５に接続される。

次に、図８の構成を別の観点から説明する。図８の構成は、図１の構成において、分岐回路７０を差動変換回路７０Ａに変更したものである。すなわち図８において、増幅部は、増幅回路１０および差動変換回路７０Ａを含む。増幅部は、入力端子Ｐ１からの１つの系統Ａの高周波信号ＳＰ１を増幅し、２つの系統Ｂ、Ｃの増幅信号Ｓ７０ＡＰ、Ｓ７０ＡＱをそれぞれ生成する。差動変換回路７０Ａは、系統Ａの増幅出力信号Ｓ１０に基づいて、振幅および周波数が互いに大略等しくかつ位相が互いに大略１８０度異なる、系統Ｂ、Ｃの増幅信号Ｓ７０ＡＰ、Ｓ７０ＡＱをそれぞれ生成する。

実施形態５では、差動変換回路７０Ａの代表例として差動インダクタが用いられる。図１６は、差動インダクタの一例である。図１６の差動インダクタは、端子Ｐ２０に増幅出力信号Ｓ１０を入力し、端子Ｐ２１Ｐ、Ｐ２１Ｑから増幅信号Ｓ７０ＡＰ、Ｓ７０ＡＱをそれぞれ出力する。図１の構成では、サンプルクロック信号Ｓ１６Ｒ、Ｓ１７Ｒの位相は互いに逆相であったが、図８の構成では、増幅信号Ｓ７０ＡＰ、Ｓ７０ＡＱの位相が互いに逆相であるため、サンプルクロック信号Ｓ７６Ｒ、Ｓ７７Ｒの位相は互いに同相にする。

実施形態５においても、実施形態１と同様な効果を得ることができる。すなわち抵抗７１、７２を含む直列緩衝部は、サンプリング部のサンプリング動作によるインピーダンス変動を吸収する。その結果、増幅信号Ｓ７０ＡＰ、Ｓ７０ＡＱの変動は抑制され、サンプルホールド信号Ｓ７６Ｑ、Ｓ７７Ｑの大きさは安定化される。抵抗７１、７２を含む直列緩衝部、および並列緩衝部７３は、増幅信号Ｓ７０ＡＰ、Ｓ７０ＡＱをインピーダンスマッチングさせる。その結果、増幅信号Ｓ７０ＡＰ、Ｓ７０ＡＱの電力は最大化され、信号対雑音比の高いサンプルホールド信号Ｓ７６Ｑ、Ｓ７７Ｑが生成される。並列緩衝部７３は、さらに増幅信号Ｓ７０ＡＰ、Ｓ７０ＡＱにおける受信すべき所要周波数帯以上の不要高周波を抑制するとともに、サンプリング部のサンプリング動作による歪み成分および雑音成分の発生を低減させる。その結果、サンプルホールド信号Ｓ７６Ｑ、Ｓ７７Ｑの大きさは高精度化され、信号対雑音比は高くなる。

（実施形態５の変形例１）
実施形態５の変形例１では、実施形態５と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、実施形態５と同等であるので、説明を省略する。図９は実施形態５に係るサンプリング受信装置の変形例１の回路構成図である。

本変形例に係るサンプリング受信装置には、高周波信号を入力する為の入力端子Ｐ１と増幅回路１０と接続され、増幅回路１０の出力には差動インダクタ７０Ａが直列に接続されて差動配線分配し、その後段で直列に接続された抵抗７１、７２と、その抵抗と後段の高周波スイッチ７６、７７との間にはＬＣフィルタ６９が並列接続され、インダクタ４６とコンデンサ７５で構成される。高周波スイッチ７６、７７のゲートには、高周波信号を入力するための入力端子Ｐ２、Ｐ３が接続される。また、高周波スイッチ７６、７７とその後段にて並列でコンデンサ７８、７９が接続されており、スイッチトキャパシタ回路を形成して、さらにスイッチトキャパシタフィルタ１２０、１２１に接続されて出力端子Ｐ４とＰ５に接続される。

次に、図９の構成を別の観点から説明する。図９の構成は、図８の構成において、並列緩衝部の構成を変更したものである。すなわち図９において、並列緩衝部６９は、インダクタ４６およびコンデンサ７５を含む。並列緩衝部６９の共振周波数は、代表例では増幅信号Ｓ７０ＡＰ、Ｓ７０ＡＱにおける受信すべき所要周波数帯以上の周波数に設定される。

実施形態５の変形例１においても、実施形態５と同様な効果を得ることができる。すなわち抵抗７１、７２を含む直列緩衝部、および並列緩衝部６９は、増幅信号Ｓ７０ＡＰ、Ｓ７０ＡＱをインピーダンスマッチングさせる。その結果、増幅信号Ｓ７０ＡＰ、Ｓ７０ＡＱの電力は最大化され、信号対雑音比の高いサンプルホールド信号Ｓ７６Ｑ、Ｓ７７Ｑが生成される。並列緩衝部６９は、さらに増幅信号Ｓ７０ＡＰ、Ｓ７０ＡＱにおける受信すべき所要周波数帯以上の不要高周波を抑制するとともに、サンプリング部のサンプリング動作による歪み成分および雑音成分の発生を低減させる。その結果、サンプルホールド信号Ｓ７６Ｑ、Ｓ７７Ｑの大きさは高精度化され、信号対雑音比は高くなる。

（実施形態５の変形例２）
実施形態５の変形例２では、実施形態５およびその変形例１と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、実施形態５およびその変形例１と同等であるので、説明を省略する。図１０は実施形態５に係るサンプリング受信装置の変形例２の回路構成図である。

本変形例に係るサンプリング受信装置には、高周波信号を入力する為の入力端子Ｐ１と増幅回路１０と接続され、増幅回路１０の出力には差動変換回路１２３が直列に接続されて差動配線分配し、その後段で直列に接続された抵抗７１、７２と、その抵抗と後段の高周波スイッチ７６、７７との間にはＬＣフィルタ６９が並列接続され、インダクタ４６とコンデンサ７５で構成される。高周波スイッチ７６、７７のゲートには、高周波信号を入力するための入力端子Ｐ２、Ｐ３が接続される。また、高周波スイッチ７６、７７とその後段にて並列でコンデンサ７８、７９が接続されており、スイッチトキャパシタ回路を形成して、さらにスイッチトキャパシタフィルタ１２０、１２１に接続されて出力端子Ｐ４とＰ５に接続される。

次に、図１０の構成を別の観点から説明する。図１０の構成は、図９の構成において、差動変換回路７０Ａを差動変換回路１２３に変更したものである。すなわち図１０において、増幅部は、増幅回路１０および差動変換回路１２３を含む。増幅部は、入力端子Ｐ１からの１つの系統Ａの高周波信号ＳＰ１を増幅し、２つの系統Ｂ、Ｃの増幅信号Ｓ７０ＡＰ、Ｓ７０ＡＱをそれぞれ生成する。差動変換回路１２３は、系統Ａの増幅出力信号Ｓ１０に基づいて、振幅および周波数が互いに大略等しくかつ位相が互いに大略１８０度異なる、系統Ｂ、Ｃの増幅信号Ｓ１２３Ｐ、Ｓ１２３Ｑをそれぞれ生成する。実施形態５では、差動変換回路１２３として、１系統の１次側電力を互いに逆位相の２系統の２次側電力に変換する差動トランスが用いられる。図１０の構成では、図９の構成と同様に、サンプルクロック信号Ｓ７６Ｒ、Ｓ７７Ｒの位相は互いに同相にする。

実施形態５の変形例２においても、実施形態５の変形例１と同様な効果を得ることができる。

（実施形態６）
実施形態６のでは、上述した実施形態およびその変形例と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、上述した実施形態およびその変形例と同等であるので、説明を省略する。図１１は本発明の実施形態６のサンプリング受信装置の回路構成図であって、実施形態６に係るサンプリング受信装置は、高周波信号を入力する為の入力端子Ｐ１と同相から差動変換する差動変換回路１２２で構成されており、増幅回路１００と接続され、その増幅回路１００は差動出力となっている。その後段で直列に接続された抵抗８０、８１と、その抵抗８０、８１と後段の高周波スイッチ８５、８６との間にはＲＣフィルタ８２が並列接続され、抵抗８３とコンデンサ８４で構成される。高周波スイッチ８５、８６で発生する高調波に対するフィルタリング作用により高調波を低減でき、かつ帯域内マッチングを取ることができる。素子数を抑えた構成であるので、面積的にも大きくなるようなことはない。

高周波スイッチ８５、８６のゲートには、高周波信号を入力するための入力端子Ｐ２、Ｐ３が接続される。また、高周波スイッチ８５、８６とその後段にて並列でコンデンサ８７、８８が接続されており、スイッチトキャパシタ回路を形成して、さらにスイッチトキャパシタフィルタ１２０、１２１に接続されて出力端子Ｐ４とＰ５に接続される。
増幅回路１００の後段で直列に接続される抵抗８０、８１は、高周波スイッチ８５、８６のスイッチング動作による、増幅回路１００の負荷変動を抑制するために接続され、ＲＣフィルタ８２は抵抗８３およびコンデンサ８４が並列で接続され、高周波スイッチ８５、８６で発生する高調波に対するフィルタリング、および帯域内マッチングをすることを目的とする。

図１２は実施形態６における増幅回路１００の回路構成である。
図１２は実施形態１に係る図２の増幅回路１０の回路構成例を、差動回路として追加したものである。同相から差動変換する差動変換回路１２２より差動信号が生成され、入力端子Ｐ１とＰ８に入力される。図１１において、図２に示す構成要素と同一の構成要素には、同一の符号を付することにより説明を省略する。

次に、出力信号は図１０に示す抵抗８０、８１にそれぞれ直列に接続される。抵抗８０、８１は、高周波スイッチ８５、８６におけるスイッチング動作により、増幅回路１０で生じる負荷変動を抑制する。また、抵抗８０、８１と高周波スイッチ８５、８６との間には、ＲＣフィルタ８２が並列に接続される。ＲＣフィルタ８２は、抵抗８３とコンデンサ８４が接続されており、高周波スイッチ８５、８６での高調波に対するフィルタリング、および使用帯域内マッチングを取っている。高周波スイッチ８５、８６のゲートには、高周波信号を入力するための入力端子Ｐ２、Ｐ３が接続される。増幅回路１００から出力された高周波信号が高周波スイッチ８５、８６のそれぞれのドレインから入力されて、さらにＰ２、Ｐ３からも高周波スイッチ８５、８６のゲートに高周波信号が入力されることで、高周波スイッチ８５、８６のソースから周波数変換された信号が出力される。また、高周波スイッチ８５、８６とその後段にて並列でコンデンサ８７、８８が接続されており、高周波スイッチ８５、８６のオン抵抗とコンデンサにてＲＣフィルタとなってスイッチトキャパシタ回路を形成しており、周波数変換後のフィルタとして高次の歪み低減に作用し、さらにスイッチトキャパシタフィルタ１２０、１２１に接続されて出力端子Ｐ５とＰ６に接続される。

次に、図１１の構成を別の観点から説明する。図１１の構成は、図１の構成において、増幅部の構成を変更したものである。すなわち図１１において、増幅部は、差動変換回路１２２および増幅回路１００を含む。増幅部は、入力端子Ｐ１からの１つの系統Ａの高周波信号ＳＰ１を増幅し、２つの系統Ｂ、Ｃの増幅信号Ｓ１００Ｐ、Ｓ１００Ｑをそれぞれ生成する。差動変換回路１２２は、高周波信号ＳＰ１に基づいて、振幅および周波数が互いに大略等しくかつ位相が互いに大略１８０度異なる、系統Ｂ、Ｃの増幅入力信号Ｓ１２２Ｐ、Ｓ１２２Ｑをそれぞれ生成する。実施形態６では、差動変換回路１２２として、１系統の１次側電力を互いに逆位相の２系統の２次側電力に変換する差動トランスが用いられる。増幅回路１００は、２系統の増幅入力信号Ｓ１２２Ｐ、Ｓ１２２Ｑを増幅し、互いに逆位相の２系統の増幅信号Ｓ１００Ｐ、Ｓ１００Ｑをそれぞれ生成する。増幅回路１００は、差動入力Ｓ１２２Ｐ、Ｓ１２２Ｑおよび差動出力Ｓ１００Ｐ、Ｓ１００Ｑの差動増幅回路であり、図１２のように、代表例では差動入力Ｓ１２２Ｐ、Ｓ１２２Ｑの電圧を電流に変換し、差動出力Ｓ１００Ｐ、Ｓ１００Ｑを生成する。図１１の構成では、図９の構成と同様に、サンプルクロック信号Ｓ８５Ｒ、Ｓ８６Ｒの位相は互いに同相にする。

実施形態６においても、実施形態１と同等な効果を得ることができる。加えて、増幅回路１００が差動増幅構成を取ることにより、増幅部入力における外来ノイズなどの同相妨害を相殺し、増幅信号Ｓ１００Ｐ、Ｓ１００Ｑの信号対雑音比を高めることが可能になる。

（実施形態７）
実施形態７では、上述した実施形態およびその変形例と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、上述した実施形態およびその変形例と同等であるので、説明を省略する。図１３は本発明の実施形態７のサンプリング受信装置の回路構成図である。実施形態７に係るサンプリング受信装置は、高周波信号を入力する為の入力端子Ｐ１と同相から差動変換する差動変換回路１２２で構成されており、増幅回路１００と接続され、その増幅回路１００は差動出力となっている。また、その後段で直列に接続された抵抗８０、８１との間にはＲＣフィルタ８２が並列接続されている。ＲＣフィルタ８２は抵抗８３とコンデンサ８４で構成されており、増幅回路１００から発する高調波をフィルタリングし、かつ帯域内マッチングを取ることができる。素子数を抑えた構成であるので、面積的にも大きくなるようなことはない。

また抵抗８０、８１は、高周波スイッチ８５、８６のスイッチング動作による、増幅回路１００の負荷変動を抑制することができる。高周波スイッチ８５、８６のゲートには、高周波信号を入力するための入力端子Ｐ２、Ｐ３が接続される。増幅回路１００から出力された高周波信号がドレインから入力されて、さらに高周波スイッチ８５、８６からも高周波信号が入力されることで、高周波スイッチ８５、８６のソースから周波数変換された信号が出力される。高周波スイッチ８５、８６の後段には、並列でコンデンサ８７、８８が接続されており、高周波スイッチ８５、８６のオン抵抗とコンデンサにてＲＣフィルタとなってスイッチトキャパシタ回路を形成しており、周波数変換後のフィルタとして高次の歪み低減に作用し、さらにスイッチトキャパシタフィルタ１２０、１２１に接続されて出力端子Ｐ４とＰ５に接続される。

次に、図１３の構成を別の観点から説明する。図１３の構成は、図３の構成において、増幅部の構成を変更したものである。すなわち図１３において、増幅部は、入力端子Ｐ１からの１つの系統Ａの高周波信号ＳＰ１を増幅し、２つの系統Ｂ、Ｃの増幅信号Ｓ１００Ｐ、Ｓ１００Ｑをそれぞれ生成する。差動変換回路１２２は、高周波信号ＳＰ１に基づいて、振幅および周波数が互いに大略等しくかつ位相が互いに大略１８０度異なる、系統Ｂ、Ｃの増幅入力信号Ｓ１２２Ｐ、Ｓ１２２Ｑをそれぞれ生成する。実施形態７では、差動変換回路１２２として、１系統の１次側電力を互いに逆位相の２系統の２次側電力に変換する差動トランスが用いられる。増幅回路１００は、２系統の増幅入力信号Ｓ１２２Ｐ、Ｓ１２２Ｑを増幅し、互いに逆位相の２系統の増幅信号Ｓ１００Ｐ、Ｓ１００Ｑをそれぞれ生成する。増幅回路１００は、差動入力Ｓ１２２Ｐ、Ｓ１２２Ｑおよび差動出力Ｓ１００Ｐ、Ｓ１００Ｑの差動増幅回路であり、図１２のように、代表例では差動入力Ｓ１２２Ｐ、Ｓ１２２Ｑの電圧を電流に変換し、差動出力Ｓ１００Ｐ、Ｓ１００Ｑを生成する。図１３の構成では、図１１の構成と同様に、サンプルクロック信号Ｓ８５Ｒ、Ｓ８６Ｒの位相は互いに同相にする。

実施形態７においても、実施形態２と同等な効果を得ることができる。加えて、増幅回路１００が差動増幅構成を取ることにより、増幅部入力における外来ノイズなどの同相妨害を相殺し、増幅信号Ｓ１００Ｐ、Ｓ１００Ｑの信号対雑音比を高めることが可能になる。

（実施形態８）
実施形態８では、上述した実施形態およびその変形例と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、上述した実施形態およびその変形例と同等であるので、説明を省略する。図１４は本発明の実施形態８のサンプリング受信装置の回路構成図であって、実施形態８に係るサンプリング受信装置は、高周波信号を入力する為の入力端子Ｐ１と増幅回路１０と接続され、その増幅回路１０の出力にはスイッチ部１２４が接続される。増幅回路１０の出力レベルが大きい場合には、スイッチ部１２４は経路Ｒ１２８に、また増幅回路１０の出力レベルが小さい場合には、スイッチ部１２４は経路Ｒ１２９に接続する。経路Ｒ１２８に接続された場合、配線分配されてその後段で直列に抵抗７１、７２が接続され、高周波スイッチ１２６、１２７のスイッチング動作によって生じる増幅回路１０の負荷変動を抑制することができる。ＬＣフィルタ６９では増幅回路１０から生じる高調波をフィルタリングして、高調波を抑制することができる。経路Ｒ１２９に接続された場合、配線分配されてＬＣフィルタ６９に接続される。この場合、直列に抵抗を介さないことで、利得低下を防ぐことができ、雑音指数を上昇させること無く、信号を伝達させることが可能となる。ＬＣフィルタ６９の後段には、デュアルゲートＦＥＴ１２６、１２７が接続されており、ゲートの１つに増幅出力信号Ｓ１０の振幅レベルを表す振幅レベル信号Ｓ１２５が入力され、増幅回路１０の出力レベルに応じてゲインコントロールが掛けられるようにしている。

増幅回路１０から出力された高周波信号が高周波スイッチ１２６、１２７のそれぞれのドレインから入力されて、さらにＰ２、Ｐ３からも高周波スイッチ１２６、１２７のゲートに高周波信号が入力されることで、高周波スイッチ１２６、１２７のソースから周波数変換された信号が出力される。また、高周波スイッチ１２６、１２７とその後段にて並列でコンデンサ７８、７９が接続されており、高周波スイッチ１２６、１２７のオン抵抗とコンデンサにてＲＣフィルタとなってスイッチトキャパシタ回路を形成しており、周波数変換後のフィルタとして高次の歪み低減に作用し、さらにスイッチトキャパシタフィルタ１２０、１２１に接続されて出力端子Ｐ４とＰ５に接続される。

次に、図１４の構成を別の観点から説明する。図１４の構成は、図１の構成において、増幅部における増幅回路１０と分岐回路７０との間にスイッチ部１２４を設け、並列緩衝部６９、高周波スイッチ１２６、１２７、および制御部２０の構成を変更したものである。すなわち図１４において、緩衝部は、抵抗７１、７２で構成される直列緩衝部と、インダクタ４６とコンデンサ７５が並列に構成される並列緩衝部６９とを含む。並列緩衝部６９の共振周波数は、代表例では増幅出力信号Ｓ１０における受信すべき所要周波数帯以上の周波数に設定される。緩衝部は、抵抗７１、７２で構成される直列緩衝部および並列緩衝部６９を含む副緩衝部と、並列緩衝部６９だけを含む副緩衝部とを含む。

振幅レベル検出回路は、増幅出力信号Ｓ１０の振幅レベルを検出し、振幅レベル信号Ｓ１２５を生成する。振幅レベル検出回路は、制御部２０Ｂに含まれる。スイッチ部１２４は、系統Ａの増幅出力信号Ｓ１０を入力し、振幅レベル信号Ｓ１２５に基づいて、経路Ｒ１２８または経路Ｒ１２９のうちいずれか一方の経路を選択し、選択された経路に増幅出力信号Ｓ１０を出力する。代表例では、スイッチ部１２４は、振幅レベル信号の大きさが所定値以上の場合、経路Ｒ１２８を選択し、振幅レベル信号の大きさが所定値未満の場合、経路Ｒ１２９を選択する。分岐回路１２８は、出力された増幅出力信号Ｓ１２８Ｒを分岐し、振幅、周波数、および位相が互いに大略等しい、系統Ｂ、Ｃの増幅信号Ｓ１２８Ｐ、Ｓ１２８Ｑをそれぞれ生成する。分岐回路１２９は、出力された増幅出力信号Ｓ１２９Ｒを分岐し、振幅、周波数、および位相が互いに大略等しい、系統Ｂ、Ｃの増幅信号Ｓ１２９Ｐ、Ｓ１２９Ｑをそれぞれ生成する。直列緩衝部および並列緩衝部６９を含む副緩衝部は、増幅信号Ｓ１２８Ｐ、Ｓ１２８Ｑに基づいて緩衝信号Ｓ１２６Ｐ、Ｓ１２７Ｐをそれぞれ生成する。並列緩衝部６９だけを含む副緩衝部は、増幅信号Ｓ１２９Ｐ、Ｓ１２９Ｑに基づいて緩衝信号Ｓ１２６Ｐ、Ｓ１２７Ｐをそれぞれ生成する。

高周波スイッチ１２６、１２７は、それぞれ２つのゲートを有するデュアルゲート型ＮＭＯＳトランジスタである。高周波スイッチ１２６、１２７は、各ゲートにサンプルクロック信号Ｓ３９Ｒ、Ｓ４０Ｒを入力するとともに、振幅レベル信号Ｓ１２５をそれぞれ入力する。高周波スイッチ１２６、１２７は、サンプルクロック信号Ｓ３９Ｒ、Ｓ４０Ｒに基づいて緩衝信号Ｓ１２６Ｐ、Ｓ１２７Ｐをサンプリングし、サンプルホールド信号Ｓ１２６Ｑ、Ｓ１２７Ｑを生成するとともに、振幅レベル信号Ｓ１２５に基づいて、緩衝信号Ｓ１２６Ｐ、Ｓ１２７Ｐに対するサンプルホールド信号Ｓ１２６Ｑ、Ｓ１２７Ｑの利得を変化させる。代表例では、高周波スイッチ１２６、１２７は、振幅レベル信号Ｓ１２５が低下するとともに、単調増加的に利得を増加させる。

実施形態８においても、実施形態１と同様な効果を得ることができる。すなわち抵抗１１、１２を含む直列緩衝部は、サンプリング部のサンプリング動作によるインピーダンス変動を吸収する。その結果、増幅出力信号Ｓ１０の変動は抑制され、サンプルホールド信号Ｓ１２６Ｑ、Ｓ１２７Ｑの大きさは安定化される。抵抗１１、１２を含む直列緩衝部、および並列緩衝部６９は、増幅出力信号Ｓ１０をインピーダンスマッチングさせる。その結果、増幅出力信号Ｓ１０の電力は最大化され、信号対雑音比の高いサンプルホールド信号Ｓ１２６Ｑ、Ｓ１２７Ｑが生成される。並列緩衝部６９は、さらに増幅出力信号Ｓ１０における受信すべき所要周波数帯以上の不要高周波を抑制するとともに、サンプリング部のサンプリング動作による歪み成分および雑音成分の発生を低減させる。その結果、サンプルホールド信号Ｓ１２６Ｑ、Ｓ１２７Ｑの大きさは高精度化され、信号対雑音比は高くなる。

加えて、本発明のサンプリング受信装置を搭載した無線受信機が弱電界領域にあり、高周波信号ＳＰ１のレベルが低い場合、各増幅信号Ｓ１２９Ｐ、Ｓ１２９Ｑは、抵抗１１、１２を含む直列緩衝部を介さず直接に並列緩衝部６９に入力される。このため、低レベルの各増幅信号Ｓ１２９Ｐ、Ｓ１２９Ｑは、直列緩衝部により信号対雑音比が低下する影響を受けず、サンプルホールド信号Ｓ１２６Ｑ、Ｓ１２７Ｑの信号対雑音比は高くなる。さらに、振幅レベル信号Ｓ１２５の低下とともに高周波スイッチ１２６、１２７の利得は増加するため、無線受信機周囲の電界状態によらず、サンプルホールド信号Ｓ１２６Ｑ、Ｓ１２７Ｑの大きさを一定に保持することが可能となる。

（実施形態９）
実施形態９では、上述した実施形態およびその変形例と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、上述した実施形態およびその変形例と同等であるので、説明を省略する。図１５は実施形態１〜８におけるスイッチトキャパシタフィルタ１２０、１２１の回路構成である。

Ｐ１０から入った信号はコンデンサ１３７では位相がＰ１０に対して反転するので、位相補正用にインバータ１３６をその後段に設ける。また、インバータ１３６を入れることにより、その後段で発生するスイッチング動作の影響を受けることはなく、負荷変動が生じない。一連の回路をカスケード接続にすることで、スイッチトキャパシタフィルタ特性を形成することが可能となり、かつ後段のスイッチング動作が前段に伝わらないことにより低歪み化が可能となる。

図１５において、図２に示す構成要素および動作原理が同一であるので、同一の符号を付することにより説明を省略する。

次に、図１５の構成を別の観点から説明する。図１５は、各スイッチトキャパシタフィルタ１２０、１２１の代表例である。スイッチトキャパシタフィルタ１２０は、従属に接続される２つのクロックドインバータＳＣ１、ＳＣ２と、クロックドインバータＳＣ１とクロックドインバータＳＣ２との間に並列に挿入されるコンデンサ１３７と、コンデンサ１３７とクロックドインバータＳＣ２との間に直列に挿入されるインバータ１３６とを１ユニットとして、複数ユニットにより構成される。クロックドインバータＳＣ１は、各ＰチャネルＦＥＴ１３１、１３２および各ＮチャネルＦＥＴ１３３、１３８を含む。クロックドインバータＳＣ２は、各ＰチャネルＦＥＴ１３９、１４０および各ＮチャネルＦＥＴ１４１、１４６を含む。

各クロックドインバータＳＣ１、ＳＣ２は、制御部２０で生成されるスイッチトキャパシタクロック信号Ｓ２０Ｑ１、Ｓ２０Ｑ２により、交互にオン／オフする。例えば図１におけるサンプルホールド信号Ｓ１６Ｑは、クロックドインバータＳＣ１がオン状態でクロックドインバータＳＣ２がオフ状態の場合、コンデンサ１３７に充電され、クロックドインバータＳＣ１がオフ状態でクロックドインバータＳＣ２がオン状態の場合、コンデンサ１３７に充電された信号が、後段のコンデンサ１４５に充電される。インバータ１３６は、コンデンサ１３７による信号の位相反転を元に戻す機能を有する。さらにインバータ１３６は、クロックドインバータＳＣ２のスイッチングによる負荷変動が、コンデンサ１３７に充電された信号およびクロックドインバータＳＣ１のスイッチング特性に影響を与えないように、隔離する機能を有する。

（実測結果）
図１７は、以上の実施形態において制限サンプルホールド信号Ｓ１２０、Ｓ１２１の周波数スペクトラムを示す実測結果である。波線ＳＴＭ１は、緩衝部を含まない場合の周波数スペクトラムであり、実線ＳＴＭ２は、緩衝部を含む場合の周波数スペクトラムである。

高周波信号ＳＰ１は次の２つの周波数ＦＸ１、ＦＸ２を有する信号であり、サンプルクロック信号Ｓ１６Ｒ、Ｓ１７Ｒは次の周波数ＦＳＣを有する。
ＦＸ１＝１．００２２ＭＨｚ
ＦＸ２＝１．００３２ＭＨｚ
ＦＳＣ＝１ＭＨｚ
この場合、サンプルホールド信号Ｓ１６Ｑ、Ｓ１７Ｑは、次の２つの周波数ＦＹ１、ＦＹ２を有する信号となる。
ＦＹ１＝ＦＸ１−ＦＳＣ＝２．２ｋＨｚ
ＦＹ２＝ＦＸ２−ＦＳＣ＝３．２ｋＨｚ

その他に、波線ＳＴＭ１の周波数スペクトラムは、周波数ＦＹ１、ＦＹ２の２つの信号の相互変調に起因するいくつかの歪み成分ＦＹ３、ＦＹ４、ＦＹ５、およびＦＹ６を含む。
ＦＹ３＝ＦＹ２−ＦＹ１＝１．０ｋＨｚ
ＦＹ４＝ＦＹ１×２−ＦＹ１＝１．２ｋＨｚ
ＦＹ５＝ＦＹ２×２−ＦＹ１×２＝２．０ｋＨｚ
ＦＹ６＝ＦＹ１×３−ＦＹ２＝３．４ｋＨｚ
緩衝部を含む場合の周波数スペクトラムＳＴＭ２では、ＦＹ３〜ＦＹ６のような不要周波数が十分に低減され、受信すべき信号周波数ＦＹ１、ＦＹ２が、高信号対雑音比の状態で再生される。

（まとめ）
本発明のサンプリング受信装置は、増幅部とサンプリング部の間に、直列緩衝部および並列緩衝部で構成される緩衝部を有することにより、次のような効果を得ることができる。すなわち直列緩衝部は、サンプリング部のサンプリング動作によるインピーダンス変動を吸収する。その結果、増幅信号の変動は抑制され、サンプルホールド信号の大きさは安定化される。直列緩衝部および並列緩衝部は、増幅信号をインピーダンスマッチングさせる。その結果、増幅信号の電力は最大化され、信号対雑音比の高いサンプルホールド信号が生成される。直列緩衝部および並列緩衝部は、さらに増幅信号における受信すべき所要周波数帯以上の不要高周波を抑制するとともに、サンプリング部のサンプリング動作による歪み成分および雑音成分の発生を低減させる。その結果、サンプルホールド信号の大きさは高精度化され、信号対雑音比は高くなる。

緩衝部は数個ないし１０数個程度の受動素子で構成されるため、サンプリング受信装置全体を半導体集積回路に集積化または基板上にモジュール化しても、緩衝部の占める割合は十分に小さい。それゆえに、本発明のサンプリング受信装置は、わずかなコスト増により、上述した大きな効果を生み出すことが可能となる。

本発明は、携帯電話などの無線回路などに用いられるサンプリング受信装置に適用され、特に低歪み特性を要求されるサンプリング受信装置に有効である。

以上、実施の形態におけるこれまでの説明は、すべて本発明を具体化した一例であって、本発明はこれらの例に限定されず、本発明の技術を用いて当業者が容易に構成可能な種々の例に展開可能である。

本発明は、サンプリング受信装置に利用できる。

本発明の実施形態１におけるサンプリング受信装置の回路図 本発明の実施形態１における増幅回路の回路図 本発明の実施形態２におけるサンプリング受信装置の回路図 本発明の実施形態３におけるサンプリング受信装置の回路図 本発明の実施形態３の変形例におけるサンプリング受信装置の回路図 本発明の実施形態４におけるサンプリング受信装置の回路図 本発明の実施形態４の変形例におけるサンプリング受信装置の回路図 本発明の実施形態５におけるサンプリング受信装置の回路図 本発明の実施形態５の変形例１におけるサンプリング受信装置の回路図 本発明の実施形態５の変形例２におけるサンプリング受信装置の回路図 本発明の実施形態６におけるサンプリング受信装置の回路図 本発明の実施形態６における増幅回路の回路図 本発明の実施形態７におけるサンプリング受信装置の回路図 本発明の実施形態８におけるサンプリング受信装置の回路図 本発明の実施形態９におけるスイッチトキャパシタフィルタの回路図 本発明の実施形態５およびその変形例１における差動インダクタの平面図 本発明の実施形態におけるサンプリング受信装置のシミュレーション値を示すグラフ

符号の説明

１０、１００ 増幅回路
１１、１２、１４、２１、２２、２３、２４、３７、５０、７１、７２、７４、８０、８１、８３、１０１、１０２、１０３、１０４、２２１、２２２、２２３、２２４ 抵抗
１３、３６、５０、７３、８２ ＲＣフィルタ
１５、１８、１９、２５、２６、２７、２８、３２、３４、５５、５７、６１、６２、７５、７８、７９、８４、８７、８８、１０５、１０６、１０７、１０８、１３２、１３３、１３７、１４５、１５５、２２５、２２６、２２７、２２８ コンデンサ
１６、１７、３１、３２、３９、４０、５９、６０、７６、７７、８５、８６、１１１、１１２、１３３、１３８、１４１、１４６、１４７、１５０、１５３、２３１、２３２ ＮチャネルＦＥＴ
２９、３０、１０９、１１０、１３１、１３２、１３９、１４０、１４８、１４９、２２９、２３０ ＰチャネルＦＥＴ
２０、２０Ａ、２０Ｂ 制御部
３０、３３、４３、６３、６９ ＬＣフィルタ
３１、３５、４４、４５、５４、５８、４６ インダクタ
７０Ａ 差動インダクタ
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ８、Ｐ１０、Ｐ２０ 入力端子
Ｐ４、Ｐ５、Ｐ７、Ｐ９、Ｐ１１、Ｐ２１Ｐ、Ｐ２１Ｑ 出力端子
１２０、１２１ スイッチトキャパシタフィルタ
１２２、１２３ 差動変換回路
１２４ スイッチ部
１２６、１２７ デュアルゲートＦＥＴ
Ｒ１２８、Ｒ１２９ 経路
１３４、１３５、１４２、１４３、１５１、１５２ インバータ

Claims (21)

1. 高周波信号を増幅し、増幅信号を生成する増幅部と、
   増幅信号をインピーダンスマッチングさせた緩衝信号を生成する緩衝部と、
   緩衝信号を所望の周波数でサンプリングし、サンプルホールド信号を生成するサンプリング部と、
   を有し、
   緩衝信号は、前記サンプリング部のサンプリング動作によるインピーダンス変動を吸収することを特徴とする、サンプリング受信装置。
2. 前記緩衝部は、
   前記増幅部と前記サンプリング部との間に直列に挿入される直列緩衝部と、
   前記増幅部と前記サンプリング部との間に並列に挿入される並列緩衝部と、を含むことを特徴とする、請求項１に記載のサンプリング受信装置。
3. 前記直列緩衝部は、前記増幅部と前記並列緩衝部との間に挿入されることを特徴とする、請求項２に記載のサンプリング受信装置。
4. 前記並列緩衝部は、前記増幅部と前記直列緩衝部との間に挿入されることを特徴とする、請求項２に記載のサンプリング受信装置。
5. 前記直列緩衝部は、抵抗、インダクタ、およびコンデンサのうち、少なくとも１種類を含むことを特徴とする、請求項２に記載のサンプリング受信装置。
6. 前記直列緩衝部は、インダクタおよびコンデンサが並列に接続された回路を含むことを特徴とする、請求項５に記載のサンプリング受信装置。
7. 前記並列緩衝部は、抵抗、コンデンサ、およびインダクタのうち、少なくとも２種類を含むことを特徴とする、請求項２に記載のサンプリング受信装置。
8. さらに、前記サンプリング部に電源を供給するとともに電源のオン／オフを制御する制御部を有することを特徴とする、請求項２に記載のサンプリング受信装置。
9. 前記制御部は、前記直列緩衝部と前記並列緩衝部との間に挿入されることを特徴とする、請求項８に記載のサンプリング受信装置。
10. 前記制御部は、前記緩衝部と前記サンプリング部との間に挿入されることを特徴とする、請求項８に記載のサンプリング受信装置。
11. 前記緩衝部は、
    前記直列緩衝部および前記並列緩衝部を含む第１副緩衝部と、
    前記並列緩衝部を含む第２副緩衝部と、を含み、
    さらに、
    増幅信号が第１副緩衝部に入力される第１経路と、増幅信号が第２副緩衝部に入力される第２経路のうち、いずれか一方を選択するスイッチ部と、
    増幅信号の振幅レベルを検出し、振幅レベル信号を生成する振幅レベル検出回路と、を有し、
    前記スイッチ部は、振幅レベル信号に基づいて選択し、
    前記緩衝部は、選択された経路を介して増幅信号を入力し、緩衝信号を生成することを特徴とする、請求項２に記載のサンプリング受信装置。
12. 前記サンプリング部は、振幅レベル信号に基づいて、緩衝信号に対するサンプルホールド信号の利得を変化させることを特徴とする、請求項１１に記載のサンプリング受信装置。
13. 前記増幅部は、１系統の高周波信号に基づいて、２系統の増幅信号を生成し、
    前記緩衝部は、２系統の増幅信号に基づいて、２系統の緩衝信号を生成し、
    前記サンプリング部は、２系統の緩衝信号に基づいて、２系統のサンプルホールド信号を生成することを特徴とする、請求項１に記載のサンプリング受信装置。
14. 前記増幅部は、
    １系統の高周波信号に基づいて、互いに逆位相の２系統の増幅入力信号を生成する差動変換回路と、
    ２系統の増幅入力信号を増幅し、互いに逆位相の２系統の増幅信号を生成する増幅回路と、を含むことを特徴とする、請求項１３に記載のサンプリング受信装置。
15. 前記増幅部は、
    １系統の高周波信号を増幅し、１系統の増幅出力信号を生成する増幅回路と、
    １系統の増幅出力信号を分岐し、互いに同位相の２系統の増幅信号を生成する分岐回路と、を含むことを特徴とする、請求項１３に記載のサンプリング受信装置。
16. 前記増幅部は、
    １系統の高周波信号を増幅し、１系統の増幅出力信号を生成する増幅回路と、
    １系統の増幅出力信号に基づいて、互いに逆位相の２系統の増幅信号を生成する差動変換回路と、を含むことを特徴とする、請求項１３に記載のサンプリング受信装置。
17. 前記差動変換回路は、差動インダクタを含むことを特徴とする、請求項１６に記載のサンプリング受信装置。
18. 前記差動変換回路は、１系統の１次側電力を、互いに逆位相の２系統の２次側電力に変換する差動トランスを含むことを特徴とする、請求項１６に記載のサンプリング受信装置。
19. 前記増幅部は、高周波信号の電圧を電流に変換し、増幅信号を生成することを特徴とする、請求項１に記載のサンプリング受信装置。
20. さらに、サンプルホールド信号の周波数帯域を制限するスイッチトキャパシタフィルタを有することを特徴とする、請求項１に記載のサンプリング受信装置。
21. 前記スイッチトキャパシタフィルタは、
    従属に接続される、少なくとも第１および第２のクロックドインバータと、
    前記第１クロックドインバータと前記第２クロックドインバータとの間に並列に挿入されるコンデンサと、
    前記コンデンサと前記第２クロックドインバータとの間に直列に挿入されるインバータと、を含むことを特徴とする、請求項２０に記載のサンプリング受信装置。

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