DE3925305C2 - Funkempfänger für phasen- bzw. frequenzmodulierte Nachrichtensignale - Google Patents
Funkempfänger für phasen- bzw. frequenzmodulierte NachrichtensignaleInfo
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft einen Funkempfänger für phasen-
bzw. frequenzmodulierte Nachrichtensignale mit einem ana
logen Empfängerteil, einem Analog-Digital-Umsetzer und
einer Anordnung zur Digital-Signalverarbeitung.
Solche Empfänger werden beispielsweise im künftigen pan
europäischen Mobilfunksystem eingesetzt. Einen Überblick
über dieses geplante Mobilfunksystem gibt beispielsweise
der Aufsatz "An overview of the GSM System", Bernhard
Mallinder in Conference Proceedings, Digital-Cellular-
Radio Conference, S. 1a/1-1a/13, Hagen FRG, October 1988,
herausgegeben von Prof. Ludwig Kittel, Fernuniversität
Hagen.
Bei diesem Mobilfunksystem werden Sprachsignale in digi
talisierter Form zusammen mit anderen digitalen Signalen
in einem Zeitvielfach-Zugriffs-Verfahren übertragen. Von
einem Sender des Mobilfunksystems werden diese Daten mit
tels einer geeigneten Modulation ausgesandt. Liegen Sen
der und Empfänger so weit auseinander, daß wegen Reflexi
onen und Mehrwegeausbreitung auf dem Übertragungsweg das
ausgesendete Signal vom Empfänger in mehreren überlager
ten Signalanteilen mit unterschiedlichen Laufzeiten und
Phasenverschiebungen empfangen wird, so ist das empfange
ne Signal verzerrt. Diese Verzerrungen bewirken, daß die
im empfangenen Signal enthaltenen Datensymbole durch vor
angegangene Datensymbole beeinflußt werden (Nachbarzei
chenstörungen).
Zur Detektion der ursprünglich gesendeten Datensymbole
ist es erforderlich, diese Verzerrungen durch Entzerrung
rückgängig zu machen. Hierzu kann beispielsweise ein in
dem Aufsatz "Bit synchronization and timing sensitivity
in adaptive Viterbi equalizers for narrowband-TDMA digi
tal mobile radio systems", A. Baier, G. Heinrich, U.
Wellens, 38th IEEE Vehicular Technology Conference,
Philadelphia, USA, June 15-17, 1988, 5.377-8 beschriebener
adaptiver Entzerrer eingesetzt werden. Diesem Entzerrer
muß als notwendige Information zur Entzerrung eine den
Übertragungsweg kennzeichnende Kanalcharakteristik vorge
geben werden. Durch Ortsveränderung des Mobilfunkempfän
gers ändert sich aber fortlaufend der Übertragungsweg
zwischen Sender und Empfänger und hierdurch auch die den
jeweiligen Übertragungsweg beschreibende Kanalinforma
tion. Es ist daher vorgesehen, diese Kanalcharakteristik
durch eine für jeden Zeitschlitz eigens durchzuführende
Kanalvermessung jeweils neu zu ermitteln. Hierzu wird ei
ne Trainingsdatenfolge mit konstantem Dateninhalt verwen
det, wobei der Dateninhalt der Trainingsdatenfolge in je
dem Empfänger gespeichert ist. Jede ausgesendete Daten
folge enthält in ihrer Mitte diese Trainingsdatenfolge.
Ein in jedem Empfänger angeordneter Kanalschätzer schätzt
durch Verarbeitung der verzerrt empfangenen Trainingsda
tenfolge mit der in unverzerrter Form gespeicherten Trai
ningsdatenfolge eine Kanalimpulsantwort, die dem Entzer
rer zugeführt wird.
Bei mobilen Funkempfängern, bei denen der Funkempfänger
bzw. ein Funksender während des Empfangs einer Ortsverän
derung unterliegt, treten am Empfängereingang zusätzlich
zu den Verzerrungen noch Pegelschwankungen auf. Diese Pe
gelschwankungen sind hauptsächlich auf zwei verschiedene
Ursachen zurückzuführen. Je nach Abstand des Funksenders
und Funkempfängers voneinander und den Ausbreitungsbedin
gungen zwischen Funkempfänger und Funksender ändert sich
die Streckendämpfung zwischen diesen beiden Funkgeräten.
Hinzu kommen großräumige Abschattungseffekte, beispiels
weise durch topographische Einflüsse, wie beispielsweise
hügeliges Gelände, welche als "Shadowing" bezeichnet wer
den. Hierdurch muß der Empfänger im Stande sein, eine
Eingangsdynamik vom größtmöglichsten Eingangssignal zum
kleinstmöglichen Eingangssignal bis zu 100 dB zu verar
beiten.
Der Streckendämpfung und der Dämpfung durch Shadowing
überlagert ist eine als "Fading" bezeichnete schnelle Pe
geländerung des Eingangssignals. Diese schnellen Pegelän
derungen werden durch Mehrwegeausbreitung des Funksignals
hervorgerufen. Die Pegelminima haben dabei im Mittel ei
nen Abstand von etwa 1/2 Trägerwellenlänge.
Ein für den Empfang und die Weiterverarbeitung solcher
Empfangssignale geeigneter Empfänger ist in dem bereits
eingangs erwähnten Aufsatz beschrieben. Das trägerfre
quente Empfangssignal wird zunächst nach Durchlaufen ei
ner Eingangsstufe, in welcher das Empfangssignal ver
stärkt und selektiert wird, mit Hilfe eines Quadraturmi
schers ins Basisband umgesetzt. Die durch den Quadratur
mischer erzeugten Quadratursignale I und Q werden abge
tastet und durch einen A/D-Umsetzer in digitale Werte um
gesetzt.
Hierdurch kann die weitere daran anschließende Signalver
arbeitung digital erfolgen. Zur digitalen Signalverarbei
tung sind die digitalen Abtastwerte einem Kanalschätzer
und einem adaptiven Viterbi-Entzerrer zugeführt. Aufgrund
einer vom Kanalschätzer geschätzten Kanalimpulsantwort
entzerrt der Viterbi-Entzerrer das empfangene Signal und
detektiert die dem entzerrten Signal zugeordneten Daten
bits.
Bei einem solchen Empfänger tritt das Problem auf, daß durch die Dynamik des Eingangs
signals in der Größenordnung von ungefähr 100 dB der A/D-Umsetzer und die anschlie
ßende Verarbeitung eine Wortbreite von zwanzig Bit aufweisen müßte, um bei den größten
Eingangssignalen nicht zu übersteuern und trotzdem bei den kleinsten zu erwartenden Ein
gangssignalen noch verwertbare Abtastwerte mit ungefähr drei signifikanten Bitstellen zu
liefern. A/D-Umsetzer mit einer Wortlänge von zwanzig Bit sind in der erforderlichen
Geschwindigkeit nicht erhältlich.
Aus der nicht vorveröffentlichten EP 0 395 368 A2 ist ein Quadraturphasendemodulator
bekannt, der zur Verarbeitung von Eingangssignalen mit großer Amplitudendynamik eine
Vorverarbeitungsstufe zur logarithmischen Verarbeitung der Einhüllenden des Eingangs
signals enthält, welche das Eingangssignal logarithmisch komprimiert, digitalisiert und auf
einen von mehreren Werten begrenzt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Empfänger der eingangs genannten Art
anzugeben, bei dem trotz Begrenzung des Eingangssignals keine Fehler bei der Weiterver
arbeitung des Signals auftreten sollen.
Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß der analoge Empfängerteil in einem ersten Be
reich (I) seiner Leistungsübertragungskennlinie eine Dynamikkompression und in einem
daran anschließenden zweiten Bereich (II) eine Begrenzung seines Eingangssignals durch
führt, wobei die Begrenzung des Eingangssignals bei einem Pegelwert einsetzt, der im
wesentlichen durch eine direkte Wellenausbreitung zwischen einem Sender und dem
Empfänger bestimmt ist.
Der zweite Bereich, in dem anstelle einer Dynamikkompression eine Begrenzung des Ein
gangssignals des analogen Empfangsteils durchgeführt wird, kann beispielsweise dadurch
ermittelt werden, daß im empfangenen Signal allenfalls Nachbarzeichenstörungen geringer
Intensität auffindbar sind. Bei einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung setzt die
Begrenzung bei einem Pegelwert ein, der im wesentlichen durch eine direkte Wellenaus
breitung zwischen einem Sender und dem Empfänger bestimmt ist. Der Bereich der direk
ten Wellenausbreitung kann in einfacher Weise aus der Empfangsfeldstärke abgeleitet wer
den, in Abhängigkeit des Aufbaus, wobei der Pegel am Eingang des analogen Empfangsteils
proportional zu der Empfangsfeldstärke ist. Das Feld der direkten Wellenausbreitung ist
hauptsächlich nur im Nahfeld des Senders, d. h. wenn der Abstand des Empfängers zum
Sender gering und demgemäß die Empfangsfeldstärke sehr groß ist, anzufinden.
Da die Feldstärke, bis zu der herab eine direkte Wellenausbreitung anzunehmen ist, u. a.
von der Sendefrequenz und den Feldbedingungen abhängig ist, muß diese Feldstärke bzw.
der dieser Feldstärke zuzuordnende Pegelwert am Eingang des analogen Empfangsteils
beispielsweise durch einmalige Feldmessungen oder durch Simulation festgelegt werden.
Die Leistungsübertragungskennlinie kann beispielsweise so gewählt werden, daß der Betrag
der Dynamikkompression über den gesamten Verlauf der Kennlinie, in dem eine Dyna
mikkompression stattfindet, konstant ist. Eine bessere Anpassung an die Signalbedingun
gen erhält man jedoch dadurch, daß die Leistungsübertragungskennlinie des Empfänger
teils in dem ersten Bereich einen zumindest annähernd logarithmischen Verlauf aufweist.
Hierdurch ist die Dynamikkompression im oberen Bereich des dynamikkomprimierenden
Kennlinienteils größer als in dessen unteren Bereich. Auf diese Weise werden Signale mit
hohem Eingangspegel stärker komprimiert als Signale mit kleinem Eingangspegel. Das hat
den Vorteil, daß der Umfang der Kompression den Wellenausbreitungsbedingungen ange
paßt werden kann. Für große Eingangspegel ist zwar schon mit Mehrwegeausbreitung zu
rechnen, aber dank der im Verhältnis zu den über Mehrwegeausbreitung empfangenen
Eingangssignale überwiegen noch die über die direkte Wellenausbreitung empfangenen
Eingangssignale. Dem Entzerrer kann daher ein stärker komprimiertes Signal noch
zugemutet werden. Bei kleinen Eingangspegeln, bei denen
ausschließlich mit Mehrwegeausbreitung zu rechnen ist,
kann dadurch die Dynamikkompression viel geringer gewählt
werden, als wenn die Dynamikkompression über den gesamten
Bereich des komprimierenden Kennlinienteils konstant ge
halten würde.
Eine solche Kennlinie läßt sich durch Parallel- und/oder
in Reihe-Schaltung von einzelnen Verstärkern mit nichtli
nearem Übertragungsverhalten realisieren. Auf diese Weise
kann eine Übertragungskennlinie als Polygonzug der ein
zelnen überlappenden Kennlinien zusammengesetzt werden.
Eine vorteilhafte Möglichkeit, eine solche Übertragungs
kennlinie, beispielsweise für einen ZF-Verstärker, zu er
halten, ist, daß zur Erzielung der Kennlinie mehrere Ver
stärker zusammengeschaltet sind, die eine Übertragungs
kennlinie, die in einem ersten linearen Bereich einen
Verstärkungsfaktor größer als Eins und in einem daran an
schließenden zweiten linearen Bereich einen niedrigeren
Verstärkungsfaktor, vorzugsweise einen Verstärkungsfaktor
gleich Eins, aufweisen. Besonders vorteilhaft ist wegen
ihrer Einfachheit eine Ausführungsform, bei der mehrere
solcher einzelnen Verstärker mit untereinander gleichen
Übertragungskennlinien in Reihe geschaltet werden.
Die Erfindung wird nun anhand eines in der Zeichnung dar
gestellten Ausführungsbeispiels näher beschrieben und er
läutert.
Es zeigen:
Fig. 1 einen Funkempfänger.
Fig. 2 eine Übertragungskennlinie eines ZF-Verstärkers
des Funkempfängers.
Fig. 3 einen ZF-Verstärker für Dynamikkompressions-Be
grenzung aus diskreten Verstärkern aufgebaut.
In Fig. 1 ist ein Nachrichtenübertragungssystem darge
stellt, bei dem von einem Sender 1 digitale Informatio
nen b in entsprechend modulierter Form ausgesandt wer
den. Das ausgesendete Signal wird von einem Funkempfän
ger 2 empfangen. Der Fall der direkten Wellenausbreitung
ist in der Fig. 1 symbolisch durch die ausgezogene Linie
zwischen Sender 1 und Empfänger 2 dargestellt, während im
Fall der Mehrwegeausbreitung verzögerte Signalanteile, in
der Fig. 1 symbolisch durch gestrichelte Übertragungswege
dargestellt, zusätzlich am Empfänger eintreffen. In einem
Eingangskreis 20 des Funkempfängers 2 wird das empfangene
Eingangssignal frequenzselektiert und mittels eines Mi
schers 21 in eine Zwischenfrequenz umgesetzt. Prinzipiell
ist auch die Umsetzung in mehrere Zwischenfrequenzen mög
lich. An den ZF-Mischer 21 schließt sich ein ZF-Verstär
ker 22 an, in welchem die bereits beschriebene Leistungs
übertragungskennlinie realisiert ist. Das vom ZF-Verstär
ker 22, je nach Eingangspegel entweder komprimiert oder
begrenzte Signal, ist einem Basisbandumsetzer 23 zuge
führt, der daraus zwei Quadraturkomponenten I und Q er
zeugt. Diese Quadraturkomponenten werden in einem Sample-
and Hold-Glied 24 abgetastet und einem Analog-Digital-Um
setzer 25 zugeführt. Die abgetasteten digitalen Werte des
Eingangssignals werden in einem RAM 26 zwischengespei
chert und sind einem Kanalschätzer 27 und einem Entzer
rer/Detektor 28 zugeführt.
Im Ausführungsbeispiel der Erfindung wurde als Verstär
ker, bei dem die beschriebene Leistungsübertragungskenn
linie realisiert wurde, der ZF-Verstärker 22 gewählt.
Dies erweist sich am zweckmäßigsten, weil bei der ZF-Ver
stärkung nur noch kleine Bandbreiten zu berücksichtigen
sind. Prinzipiell kann jedoch die Leistungsübertragungs
kennlinie auch im Eingangskreis oder an irgendeiner ande
ren Stelle vor der Analog-Digital-Umsetzung durchgeführt
werden. Es ist prinzipiell auch möglich, eine solche Lei
stungsübertragungskennlinie dadurch zu erreichen, daß
beispielsweise schon im Eingangskreis 20 begrenzt wird
und die Dynamikkompression bei mehrfacher ZF-Umsetzung
auf die einzelnen ZF-Verstärker verteilt wird.
Im Zusammenhang mit der Festlegung der höchstzulässigen
Bitfehlerrate wurde in den GSM-recommondation 05.05,
version 3.5.0, TRANSMISSION AND RECEPTION, 1. März 1989,
festgelegt, daß zur Bitfehlermessung zwischen einem Pegel
von -10 dBm und einem Pegel von -40 dBm von direkter Wel
lenausbreitung (static condition) ausgegangen wird. Die
höchste zu erwartende Eingangsleistung, d. h. bei dem
Fall, daß der Empfänger direkt am Sender steht, beträgt
nach diesen Empfehlungen also maximal -10 dBm. Bei dem
vorliegenden Ausführungsbeispiel wurde unter Zugrundele
gung dieser Empfehlungen der Pegel von dem ab aufwärts
eine Pegelbegrenzung durchgeführt wird, so gelegt, daß er
einem Eingangspegel am Empfänger von -40 dBm entspricht.
Bei einer Verstärkung in vor dem ZF-Verstärker liegenden
Empfangsstufen ist der Pegel, ab dem die Begrenzung beim
ZF-Verstärker einsetzt, entsprechend um den Verstärkungs
faktor dieser Empfangsstufen zu berichtigen.
In Fig. 2 ist in schematischer Form die gewünschte Lei
stungsübertragungskennlinie dargestellt. Auf der horizon
talen Achse ist ein Eingangspegel Pe aufgetragen, der auf
die am Eingang des Empfängers 2 auftretenden Pegel bezo
gen ist. In vertikaler Richtung ist eine Ausgangsspan
nung Ua des ZF-Verstärkers 22 aufgetragen. In einem er
sten Bereich I, der sich von etwa -100 dBm bis -40 dBm
erstreckt, wird aufgrund der logarithmischen Kennlinie,
die wegen der einfach-logarithmischen Darstellung als Ge
rade erscheint, eine Dynamikkompression durchgeführt.
In dem daran anschließenden zweiten Bereich II der von
-40 dBm aufwärts liegt und bei dem die Kennlinie schließ
lich waagerecht ausläuft, wird jedes Eingangssignal auf
eine maximale Ausgangsspannung begrenzt. Durch die ver
wendete Realisierung des ZF-Verstärkers ist der Übergang
zwischen dem annähernd logarithmischen Verlauf der Kenn
linie im Bereich I und der Übergang auf die waagerecht
verlaufende Kennlinie im Bereich II fließend. Da ab
-40 dBm aber Verzerrungen des Eingangssignals zulässig
sind, und die Begrenzung des Eingangssignals im Prinzip
einer Signalverzerrung entspricht, ist dieser Kennlinien
verlauf nicht weiter störend. Ab -100 dBm läuft die Kenn
linie wegen der einfach-logarithmischen Darstellung nach
links flach aus. Tatsächlich ist die Kennlinie im Be
reich III linear und es findet keine Dynamikkompression
mehr statt. Auch dies ist nicht weiter störend, weil das
künftige pan-europäische Mobilfunksystem so geplant ist,
daß Eingangsleistungen unter -104 dBm nicht zu erwarten
sind. So kleine Eingangsleistungen treten in der Regel
nur dann auf, wenn man sich bereits außerhalb des Funkbe
reichs des Senders befinden würde. In diesem Fall wäre
der Empfänger bereits einem anderen Funkbereich zugewie
sen worden, bei dem der Abstand zu dem neu zugewiesenen
Sender geringer ist, so daß wieder eine größere Empfangs
feldstärke vorliegt.
Im Ausführungsbeispiel der Erfindung wird der ZF-Verstär
ker durch Hintereinanderschaltung von sechs einzelnen
Verstärkern (IC1...IC6), sogenannten "true log Verstär
kern" gebildet. Diese Verstärker weisen in einem ersten
Eingangsspannungsbereich eine Verstärkung um 10 dB und in
einem daran anschließenden Bereich für größere Eingangs
spannungen eine Verstärkung gleich dem Faktor Eins auf.
Ein solcher "true log Verstärker" ist beispielsweise un
ter der Typenbezeichnung SL531C (Plessey) erhältlich.
Durch die in Fig. 3 dargestellte Hintereinanderschaltung
von sechs solchen Verstärkern wird eine der Fig. 2 ent
sprechende Leistungsübertragungskennlinie erzielt.
Besonders vorteilhaft ist es, den beschriebenen ZF-Ver
stärker 22 mit der beschriebenen Leistungsübertragungs
kennlinie nicht aus diskreten Bauelementen aufzubauen,
sondern in einem einzigen Baustein zu integrieren. Das
hat den Vorteil, daß der Platzbedarf für den ZF-Verstär
ker auf 1/6 begrenzt werden kann.
Claims (4)
1. Funkempfänger für phasen- bzw. frequenzmodulierte Nachrichtensignale mit einem
analogen Empfängerteil, einem Analog-Digital-Umsetzer und einer Anordnung zur Digi
tal-Signalverarbeitung, bei dem der analoge Empfängerteil in einem ersten Bereich (I)
seiner Leistungsübertragungskennlinie eine Dynamikkompression und in einem daran
anschließenden zweiten Bereich (II) eine Begrenzung seines Eingangssignals durchführt,
wobei die Begrenzung des Eingangssignals bei einem Pegelwert einsetzt, der
durch eine direkte Wellenausbreitung zwischen einem Sendet und dem
Empfänger bestimmt ist.
2. Funkempfänger für phasen- bzw. frequenzmodulierte Nachrichtensignale mit einem
analogen Empfängerteil, einem Analog-Digital-Umsetzer und einer Anordnung zur Digi
tal-Signalverarbeitung, bei dem der analoge Empfängerteil in einem ersten Bereich (I)
seiner Leistungsübertragungskennlinie eine Dynamikkompression und in einem daran
anschließenden zweiten Bereich (II) eine Begrenzung seines Eingangssignals durchführt,
wobei die Leistungsübertragungskennlinie des analogen Empfängerteils in dem ersten
Bereich (I) einen zumindest annähernd logarithmischen Verlauf aufweist, bei dem zur
Erzielung der Kennlinie mehrere Verstärker (IC1... IC6) zusammengeschaltet sind, die in
einem ersten linearen Bereich mit einem Verstärkungsfaktor größer als Eins und in einem
daran anschließenden zweiten linearen Bereich einen niedrigeren Verstärkungsfaktor,
vorzugsweise einen Verstärkungsfaktor gleich Eins, aufweisen.
3. Funkempfänger nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß die einzelnen Verstärker (IC1... IC6) gleiche Übertragungskennlinien aufweisen und
in Reihe geschaltet sind.
4. Funkempfänger nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß die einzelnen Verstärker (IC1... IC6) sich in einer einzigen integrierten Schaltung
befinden.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19893925305 DE3925305C2 (de) | 1989-07-31 | 1989-07-31 | Funkempfänger für phasen- bzw. frequenzmodulierte Nachrichtensignale |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19893925305 DE3925305C2 (de) | 1989-07-31 | 1989-07-31 | Funkempfänger für phasen- bzw. frequenzmodulierte Nachrichtensignale |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3925305A1 DE3925305A1 (de) | 1991-02-07 |
DE3925305C2 true DE3925305C2 (de) | 1998-12-17 |
Family
ID=6386215
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19893925305 Expired - Fee Related DE3925305C2 (de) | 1989-07-31 | 1989-07-31 | Funkempfänger für phasen- bzw. frequenzmodulierte Nachrichtensignale |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3925305C2 (de) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE59209100D1 (de) * | 1991-09-06 | 1998-02-12 | Philips Patentverwaltung | Funkempfänger mit analoger Dynamikkompression und digitaler Expandierung |
EP0595406A1 (de) * | 1992-10-26 | 1994-05-04 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Funkgerät mit Signalkompression |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0395368A2 (de) * | 1989-04-25 | 1990-10-31 | Nec Corporation | Quadratur-Phasendemodulator für einen breiten dynamischen Bereich |
-
1989
- 1989-07-31 DE DE19893925305 patent/DE3925305C2/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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EP0395368A2 (de) * | 1989-04-25 | 1990-10-31 | Nec Corporation | Quadratur-Phasendemodulator für einen breiten dynamischen Bereich |
Non-Patent Citations (2)
Title |
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BAIER A. et. al.: "Bit synchronisation and timing sensitivity in adaptive Viterbi equalizers for narrowband-TDMA digital mobile radio systems", In: 38 th, IEEE Vehicular Technology Conference, Philadelphia, June 15-17, 1988, S. 377-384 * |
MALLINDER B.: "An overview of the GSM System", In: Conference Proceedings, Digital- Cellular-Radio Conference, Hagen, FRG, October 1988, Hrsg.: Prof. Kittel L., S. 1a/1-1a/13 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
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DE3925305A1 (de) | 1991-02-07 |
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