DE2645018C2

DE2645018C2 - Anlage zur Adaptiventzerrung des Amplitudenganges eines Übertragungskanals

Info

Publication number: DE2645018C2
Application number: DE2645018A
Authority: DE
Inventors: Gordon James Lawrence Mass. Mandeville; Dale Irving Hampstead N.H. McLean
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1975-10-06
Filing date: 1976-10-06
Publication date: 1982-03-25
Also published as: US4003006A; CA1054688A; IT1071640B; FR2361021A1; BE846782A; GB1506332A; ES452149A1; DE2645018A1; JPS5651534B2; JPS5259547A; NL7610992A; SE7610673L; NL173902C; FR2361021B1; AU1833076A; AU502651B2; SE406534B; NL173902B

Description

gekennzeichnet durch

— ein vor dem Verstärker (26) variabler Verstärkung angekoppeltes erstes Bode-Netzwerk (22, F i g. 4) zum Formen des Frequenzganges eines ersten Teils des Bandes,

— ein zwischen dem ersten Bode-Netzwerk (22) und dem Verstärker variabler Verstärkung gelegenes zweites Bode-Netzwerk (24) zum Formen des Frequenzganges eines zweiten Teils des Bandes mit der Maßgabe, daß jedes Bode-Netzwerk praktisch keinen Formungseffekt auf den Bandteil hat, der vom je anderen Bode-Netzwerk geformt wird,

— eine an den Ausgang der Filterschaltung angekoppelte Detektorschaltung (36, 40,44,48) zum Demodulieren des ersten, zweiten und dritten Pilottons,

— eine Bezugspotentialquelle (53) und

— eine an die Bezugspotentialquelle (53) und die Detektorschaltung (36,40,44,48) angekoppelte Einstellschaltung (52, 54, 56,57) zur Einstellung der Verstärkung des Verstärkers (26) variabler Verstärkung unter Verwendung des dritten Pilottons und/oder unter Verwendung des ersten und zweiten Pilottons zur Einstellung des Steigungsverlaufs des ersten und zweiten Bode-Netzwerks in gegenläufiger Weise, wenn sich der erste, zweite und dritte Pilotton in ihren Pegeln ändern, wodurch der Gesamtamplitudengang auch bei Gegenwart von frequenz-selektivem und frequenz-unselektivem Schwund im Nachrichtenkanal im wesentlich konstant bleibt.

2. Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

— das erste Bode-Neizwerk seine Maximum/Minimum-»Stoß«-Amplitude bei der Frequenz des zweiten Pilottons hat,

— ein Steuerelement variablen Widerstandes an das zweite Bode-Netzwerk zur Änderung dessen Frequenzganges angekoppelt ist, vorgesehen ist,

— das zweite Bode-Netzwerk seine Maximum/Minimum-»Stoß«-AmpIitude bei der Frequenz des zweiten Pilottons hat.

— ein Steuerelement variablen Widerstandes, das an das zweite Bode-Netzwerk zu Änderung dessen Frequenzganges angekoppelt ist, vorgesehen ist und

— die Einstellschaltung (52,54,56,57) Schaltmittel zur Änderung des Widerstandes des jedem der Bode-Netzwerke zugeordneten Steuerelementes aufweist

3. Anlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß

— jedes der Steuerelemente wenigstens eine Halbleiterdiode aufweist und

— jedes der Widerstandsänderungs-Schaltungsmittel eine Treiberschaltung zum Zuführen eines selektiv variablen Gleichstroms zu der Diode aufweist.

4. Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

— die Filterschaltung für jeden Pilotton

a) ein Bandpaßfilter, dessen Durchlaßband bei der entsprechenden Pilotfrequenz zentriert ist, und

einem Verstärker mit flacher Verstärkungskurve aufweist, und
die Detektorschaltung für jeden Pilotton
a) einen Hochfrequenzdetektor, der auf die Frequenz des entsprechenden Pilottons abgestimmt ist, und

ein Tiefpaßfilter aufweist, dessen Grenzfrequenz so gewählt ist, daß die Verstärkung in der Kopplungsschleife zu Null wird, bevor die Schleifenphase 180° erreicht.

b)

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anlage zur Adaptiventzerrung des Amplitudenganges eines mit einem Nachrichtenfluß vorbestimmter Bandbreite beaufschlagten Übertragungskanals, der im Oberbegriff des Anspruches 1 angegebenen Art.

Wie allgemein bekannt, unterliegen Mikrowellen-Hochfrequenzkanäle in Regen oder Nebel häufig starken Schwunderscheinungen. Über solche Kanäle wird die Bedienung dadurch aufrechterhalten, daß sendeseitig ausreichend Leistung bereitgestellt wird, um an der Empfangsseite ein adäquates Signal/Rausch-Verhältnis auch bei Gegenwart eines starken Schwundes sicherzustellen, und daß d>-- Empfänger mit einer automatischen Verstärkt ^uerung ausgerüstet wird.

Zusätzlich zu durch Regen i,der Nebel verursachten Schwunderscheinungen wurde gefunden, daß außergewöhnliche atmosphärische Bedingungen zu einer Mikrowellenübertragung über zwei oder mehr ausgeprägte Wege zwischen zwei in Sichtweite befindlichen Hochfrequenzantennen des Mikrowellensystems verursachen können. Die verschiedenen Signalwege unterscheiden sich typischerweise in ihrer Übertragungsverzögerung, so daß an der Empfangsantenne sowohl aufbauende als auch schwächende Interferenzen ermöglicht werden. Wenn die gegenüber der Periode des Hochfrequenzsignals vorhandene Verzögerung beacht-

lieh ist, dann kann die Interferenz recht selektiv sein — es können tiefe Nullstellen in Teilen des Bandes und kleinere Änderungen bei benachbarten Frequenzen auftreten.

Die Änderung der empfangenen Leistung wird Schwund (zuweilen auch Fading) genannt, während eine Schwundänderung als Funktion dt; Frequenz als selektiver Schwund bekannt ist Bei unselektivem Schwund, beispielsweise während starken Nebels, behält der Signalpegel seinen flachen Verlauf im Mikrowellenkanal und fällt einfach in der Höhe ab. Zeigt jedoch der Kanal einen selektiven Schwund, dann enthält die Frequenzkennlinie des Kanals ein oder mehrere Minima, die recht scharf sein können. Die wichtigsten Merkmale eines selektiven Schwundes sind dessen Tiefe und die Änderung des Ansprechverhaltens im Kanal. Die Tiefe eines typischen selektiven Schwundes kann bis zu 4OdB reichen, während die Geschwindigkeit, bei der der Schwund auftritt, bis zu 100 dB/Sekunde betragen kann.

Bisher ist in praktisch allen Mikrowellensystemen Frequenzmodulation benutzt worden, die gegenüber sowohl selektivem als auch unselektivem Schwund vergleichsweise unempfindlich ist. In neuerer Zeit ist jedoch ein beachtliches Interesse an der Umwandlung existierender FM-Systeme auf die Verwendung von Amplitudenmodulation, insbesondere Einseitenbandmodulation mit unterdrücktem Träger, entstanden. In vielerlei Hinsicht verspricht Amplitudenmodulation wirksamer als Frequenzmodulation zu sein, ieider ist sie aber gegenüber den Auswirkungen eines frequenzseicktiven Schwundes weit empfindlicher als Frequenzmodulation.

Das Problem des selektiven Schwundes war selbstverständlich schon viele Jahre lang bekannt für niedrigere Frequenzen. Beispielsweise beschreibt die US-PS 20 54 657 eine Schaltung, mit der die Effekte eines selektiven Schwundes bei einem Kurzwellenradioempfänger kompensiert werden können. Bei der beschriebenen Schaltung ist das zu regelnde Frequenzband in eine Reihe Teilbänder unterteilt, von denen ein jedes gesondert geregelt wird, beispielsweise mit Hilfe eines innerhalb jedes der Teilbänder übertragenen Pilottons. Für eine befriedigende Regelung ist es notwendig, daß die Teilbänder dich beieinanderliegen, d. h., daß sie einander überlappen, und dieses ist für die bekannten sogenannten Vielfachstoß-Amplitudenentzerrer typisch.

Die US-PS 27 19 270 beschreibt einen etwas verfeinerten Entzerrer zur Verwendung bei Koaxialkabel-Trägersystemen. Dort werden drei hintereinandergeschaltete einstellbare Entzerrer mit überlappenden, jedoch unterschiedlich geformten Frequenzkennlinien von drei Pilottönen gesteuert, die an den Kanten bzw. der Mitte des Nachrichtenbandes übertragen werden. Nach Durchgang durch den Entzerrer werden die Pilottöne aus dem Nachrichtenband herausgefiltert, verstärkt, festgestellt und mit einer Bezugsspannung verglichen. Ein mit den drei Vergleichsschaltungen verbundener Analogrechner bestimmt dann die Änderungen, die für den Gang der drei Stoßentzerrer vorgenommen werden müssen, um die gewünschte Gesamtentzerrereinstellung zu bewirken.

Jede der drei Pilottonrückkopplungsschaltungen bei den Entzerrern nach der vorstehend genannten US-PS enthält eine Verstärkung. Dieser Umstand und der Umstand, daß die Entzerrerp.bschnitte einander überlappende Frequenzkennlinien besitzen, legt die Möglichkeit einer Instabilität und Schwingungserzeugung in dem Entzerrer offen. Dieses tritt bei dem Entzerrer nach der US-PS 27 19 270 tatsächlich nicht auf, da dieser zur Verwendung bei einem Koaxialkabelsystem entwor-■> fen ist, bei dem Dämpfungsänderungen langsam auftreten und von begrenzter Amplitude sind Sonach können die Bandbreite der Pilottonfilter und die Verstärkung um die drei Rückkopplungsschleifen so gewählt werden, daß der Entzerrer immer stabil ist
κι Leider ist die in der US-PS 27 19 270 beschriebene Schaltung nicht in der Lage, einen frequenzselektiven Schwund bei einem Mikrowellensystem kompensieren zu können, und zwar wegen der extrem großen Geschwindigkeit und der vergleichsweise großen Größe, mit der ein solcher Schwund auftritt. Um frequenzselektiven Schwund im Mikrowellenbereich befriedigend entzerren zu können, ist es notwendig, daß der Entzerrer sowohl einen beträchtlichen negativen Rückkopplungsbetrag als auch breite Bandbreite 2» enthält, so daß er auf die schnellen Änderungen der Signalgröße ansprechen kann. Mithin würde der von der erwähnten US-PS beschriebene einfache Weg bei Gegenwart einer solchen Rückkopplung zu Schwingungen und Instabilität führen, also den Entzerrer wirkungslos machen.

Aufgabe der Erfindung ist es nun, eine Ausregelung sowohl des selektiven als auch des unselektiven Schwundes in einem Übertragungskanal zu ermöglichen, und zwar auch für große und schnelle Hübe jo insbesondere des selektiven Schwundes, ohne dabei Instabilitäten und Neigungen zu Schwingungserzeugung einzuführen.

Die erfindungsgemaße Lösung dieser Aufgabe ist für die Anlage der einleitend beschriebenen Art im J5 Kennzeichen des Anspruchs 1 angegeben.

Nachstehend ist die Erfindung anhand der Zeichnung im einzelnen beschrieben; es zeigt

F i g. 1 ein Diagramm der Übertragungskennlinie eines erfindungsgemäß entzerrten schwundbehafteten 4» Übertragungskanals für verschiedene Schwundfrequenzen,

F i g. 2 ein Diagramm zur Darstellung der Übertragungskennlinien des Übertragungskanals nach F i g. 1 nachdem eine zusätzliche Restentzerrung durchgeführt 4"> worden ist,

F i g. 3 ein Blockschaltbild eines beispielhaften Mikrowellen-Radiosystems zur Erläuterung der Erfindungsprinzipien,

Fig.4 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäß ausgebildeten Adaptiventzerrers,

F i g. 5 ein Diagramm zur Darstellung des Frequenzganges der Dämpfung des im Entzerrer nach F i g. 4 benutzten Entzerrerabschnittes und

Fig.6 ein Schaltbild eines Bode-Entzerrernetzwerks zur Verwendung im Adaptiventzerrer nach F i g. 4.

Die nachstehenden Erläuterungen erfolgen zwar anhand eines bestimmten Mikrowellensystems, z. B. des als TD-2-System bekannten Mikrowellensystems, das bekanntlich im 4 GHz-Band mit gemeinsamem Träger und mit einer Zwischenfrequer.z (ZF) von 70 MHz arbeitet, die Erfindung ist aber nicht hierauf beschränkt, sondern auch bei anderen Übertragungssystemen anwendbar, beispielsweise bei Satellitenübertragungssystemen, HF- und VHF-Radiosystemen und unter geb5 wissen Umständen bei Landleitungssystemen, etwa den mit Koaxial- oder Millimeterwellenleitern arbeitenden Systemen.

Wie erwähnt lagen der Erfindung Untersuchungen

zugrunde, die auf die Umwandlung existierender Mikrowellensysteme von Frequenzmodulation auf Einseitenband-Amplitudenmodulation mit unterdrücktem Träger gerichtet waren. Diese Einseitenbandsysteme (ESB) sind zur Verwendung bei Sprach- und Sprachbanddatenübertragung, ferner bei Daten-unter-Sprachband-Übertragung (DUV) und möglicherweise bei Breitbanddatenübertragung vorgesehen. Es wurde errechnet, daß zur Anpassung dieser breiten Vielfalt von Signalen an einen 20 MHz-ESB-Kanal, der bei einer Zwischenfrequenz von 70MHz arbeitet, die maximal zulässige Amplitudenabweichung während eines Schwundes ± 2 dB bei einer maximalen Phasenabweichung von ± 20 Grad beträgt. Außerdem sollte, damit sich das Rauschverhalten des Systems nicht verschlechterl, jeder benutzte Adaptiventzerrer ein Rauschverhaiten von weniger als 14,5 dB und einen Intermodulationskoeffizienten dritter Ordnung, Ma + b-c kleiner als — 63 dB haben. Von den verschiedenen Entzerrerausführungen, die zu diesem Zweck benutzt werden können, wurde gefunden, daß der Potenzreihen-Entzerrer bevorzugt und mehr als adäquat zur Entzerrung von Sprache, Sprachbanddaten und Daten-unter-Sprache.

Derzeit wird die Phasenverzögerung eines selektiven Schwundes nicht vollständig verstanden, daher ist es nicht klar, ob zusätzliche Phasenentzerrung zur Entzerrung komplexerer Datensignale erforderlich sein* wird. Demgemäß ist bei dem vorliegenden Entzerrer dieses Problem nicht angesprochen.

Wie nachstehend noch im einzelnen erörtert wird, enthält der vorliegende Entzerrer eine AGC-Schaltung zur frequenzunabhängigen Entzerrung und zwei variable Stoßentzerrer, die bei jedem Encle des Kanals zentriert sind. Man kann zeigen, daß die Verwendung von nur zwei Stoßentzerrern zu einer Anpassung entweder an eine lineare Form oder eine quadratische Form führt. Deshalb kann der erfindungsgemäße Entzerrer die ersten drei Terme einer Potenzreihe erfolgreich.annähern.

Um einen schwundbehafteten Mikrowellenkanal mit einem Polynom-Entzerrer auf ±2 dB zu entzerren, wurde bestimmt, daß der dynamische Bereich des linearen Terms ± 18.5 dB betragen muß, und der des quadratischen Terms ± 7 dB. Dieses würde erfordern, daß der Entzerrer zwei Entzerrernetzwerke haben muß, die je einen dynamischen Bereich von ± 9,25 dB für den linearen Term und einen dynamischen Bereich von ± 7 dB für den quadratischen Term, oder einen dynamischen Gesamtbereich von ± 16,25 dB, besitzen. Eine Analyse eines Zweiwegschwundmodells, das in Versuchen an einem arbeitenden Mikrowellensystem tatsächlich gemessene Schwunddaten annähert, führt jedoch zu dem Schluß, daß für Kanäle, die weniger als 40 dB schwundbehaftet sind, große Anteile einer quadratischen und linearen Formung nicht gleichzeitig erforderlich sini Dieses ist höchst bedeutsam, weil es bedeutet, daß die Stoßentzerrernetzwerke tatsächlich nur einen dynamischen Bereich von ± 9,25 dB bereitzustellen brauchen.

Zusammengefaßt muß der er/indungsgemäße Entzerrer (ausgenommen der AGC-Schaltung, Schaltung zur automatischen Verstärkungssteuerung) an die folgenden Kenndaten angepaßt sein:

Nominelle Gesamtverstärkung = 0 dB

Rauschzahl < 143 dB

Ma~b-c ■ < -63 dB

Dynamischer Bereich jedes Stoßes > ± 9,25 dB

Wie erwähnt, zeigen Mikrowellenhochfrequenzkanäle das Phänomen eines sowohl selektiven wie unselektiven Schwundes als Folge atmosphärischer Einwirkungen. Selektiver Schwund ist insbesondere das Ergebnis des Empfangs von Mehrfachsignalen, die bei ihrer Übertragung unterschiedlichen Zeitverzögerungen unterworfen waren. Es wurde gefunden, daß ein Zweiwegschwundmodell eine große Anzahl beobachteter Kanalkennlinien eng annähen und deshalb beim Entwurf eines praktischen Entzerrers am brauchbarsten ist. Ein solcher Modellkanal hat die Übertragungsfunktion

Hiß = 1 - >-e

/2-1/ /,,Il

(D

mit 2,0 log(l — zugleich der Schwundliefe in dB,

f„ der Frequenz des Schwundminimums und

τ der Verzögerungsunterschied zwischen den beiden Übertragungswegen.

Im einzelnen liefert ein Zweiwegschwund mit einer Schwundtiefe von 2OdB, einer Zeitverzögerung von 4 Nanosekunden und einem Schwundminimum (f_o) bei alltn möglichen Frequenzen eine adäquate Anpassung an die Amplitudenkennlinie der schlechtesten Schwundfälle, die zur Erfüllung der geforderten Betriebsgüte eines typischen Systems zu entzerren wären. Das heißt, ein Entzerrer, der einen 20 dB-, 4 Nanosekunden-Schwund für alle Lagen des Schwundminimums (f₀) entzerren kann, erfüllt die Systemspezifizierungen. Deshalb wurde ein 20 dB-, 4 Nanosekunden-Schwund als Standard-Testschwund für den Entwurf des hier beschriebenen Entzerrers benutzt.

Wie erwähnt, ist die Bode-Stoß-Annäherung an einem Polynomentzerrer zweiter Ordnung eine einfache und wirksame Entzerrungsform. Die hier speziell beschriebene Entzerrerausführung, d. h., zwei Bode-Stoß-Entzerrer zur Formung und eine AGC-Einheit für Pegeikontrolle, wurde zur Entzerrung des 2OdB-, 4 Nanosekunden-Testschwundes im 60 bis 80 MHz-Zwischenfrequenzband benutzt. Nach einer Verbesserung erster Ordnung, um den Vorteil der tatsächlichen Bode-Netzwerkkennlinien auszunutzen, wurden die optimalen Stoß-Parameter wie folgt gefunden:

Niederfrequenz-Stoß

Hochfrequenz-Stoß

f_u = 61 MHz
K = 4,0979

eine

/J₁ = 79 MHz
K = 4,6001

requenz ist bei der der kontinuierlich variable Stoß seine maximale oder minimale Amplitude besitzt und K ein Steifheitsfaktor bedeutet, der mit der Breite des Stoßes auf der Frequenzachse in Beziehung steht

Der entzerrte schwundbehaftete Kanal ist in F i g. 1 für verschiedene Stellen des Schwundminimums dargestellt Die AGC-Verstärkung und die Amplitude der beiden Stöße wurden durch Herabdrücken auf Null an drei Punkten in dem Band bestimmt Diese Punkte sind durch Pilottöne bestimmt die in der .Nähe jeder Bandgrenze und etwa in der Bandmitte gelegen sind. Deshalb werden, wie zu erwarten ist Schwunderscheinungen mit einem Miniriium in der Nähe einer der Bandgrenzen oder in der Nähe der Bandmitte gut entzerrt während Schwunderscheinungen, deren Minimum von den Pilottönen gleichen Abstand haben, nicht

so gut entzerrt werden. Tatsächlich werden Schwunderscheinungen mit einem Minimum im 65 MHz- oder 75 MHz-Bereich nicht auf ± 2 dB, der oben aufgestellten Forderung, entzerrt. Deshalb kann, während der Hauptteil der von dem Testschwund erzeugten Amplitudenverzerrung vom vorliegenden Entzerrer entzerrt wird, eine zusätzliche Entzerrung an der Endstelle erforderlich werden, um die Systemanforderungen zu erfüllen.

Wie in Fig. 1 dargestellt ist, wird der resultierende Fehler, der sich aus einer Entzerrung von Schwundeffekten mit variierenden Minima ergibt, nur in den 65 MHz- und 75 MHz-Bereichen übermäßig wird, d. h., in der etwa äquidistanten Lage von den auf Null herabdrückenden Pilottönen in der Mitte und den Grenzen des 20 MHz-ZF-Bandes. Außerdem liegt dieser übermäßige Fehler in Form einer glatten, stößähnlichen Kurve vor. Dieses legt die Verwendung eines Rest-Entzerrers nahe, der aus zwei etwas engeren Bode-Stoß-Entzerrern besteht, die bei der Mitte zwischen den beiden Pilotfrequenzen des Hauptentzerrers zentriert sind. Bei der dargestellten Ausführungsform werden Restentzerrungs-Pilotfrequenzen in der Nähe von 65 MHz 75 MHz als auf Null herabdrückende Frequenzen benutzt. Da Stoßentzerrer mit diesem Schärfegrad verfügbar sind, kann der Rest-Entzerrer mit Erfolg zur Entzerrung des Restfehlers des Hauptentzerrers benutzt werden. Die Resultate der Kombination des Hauptentzerrers mit einem Rest-Entzerrer sind in F i g. 2 dargestellt, und man sieht, daß die schließlichen Fehler innerhalb etwa ± 1 dB liegen.

F i g. 3 zeigt zur Erläuterung der Erfindung eine einfache Mikrowellenverbindung mit zwei seriellen Teilstrecken. Wie dargestellt, empfängt eine Sendestelle 10 den ankommenden Nachrichtenfluß, der im betrachteten Beispiel ein amplitudenmoduliertes Einseitenbandsignal mit unterdrücktem Träger einer Bandbreite von 20 MHz umfaßt, die bei etwa 70 MHz als der Zwischenfrequenz zentriert ist, die gewöhnlich bei den üblichen Frequenzmodulationssystemen benutzt wird. Demzufolge erstreckt sich der über die Mikrowellenverbindungsstrecke zu übertragende Nachrichtenfluß von etwa60 MHz bis 80 MHz.

Eine Widerstandsbrücke 11 oder dergleichen kombiniert den ankommenden Nachrichtenfluß mit sechs Pilottönen niedriger Stärke, die durch sechs Pilotton-Oszillatoren 12! —12e erzeugt werden. Das kombinierte Signal wird in der Frequenz auf 6 GHz im Aufwärtswandler 13 umgesetzt und dann über die Mikrowellenantenne 14 zu einer entsprechenden Antenne 16 bei der Zwischenstelle 17 übertragen. Ein an die Antenne 16 angeschlossener Abwärtsumsetzer 18 wandelt das ankommende Signal wieder auf die Zwischenfrequenz von 70 MHz um. Das Ausgangssignal des Umsetzers 18 wird dann dem Eingang eines Adaptiventzerrers 20 zugeführt, der wie noch erörtert wird, dahingehend wirksam ist, eine gleichförmige Signalamplitude über die 20 MHz-Bandbreite des Zwischenfrequenz-Bandes auch dann aufrechtzuerhalten, wenn ein tiefer, frequenzselektiver Schwund auf der Mikrowellenverbindungsstrecke vorhanden ist

Wie erwähnt, liegt das Ausgangssignal /, = 61 MHz des Pilot-Generators 12i dicht an der unteren Grenze des 60 bis 80 MHz-Einseitenbandsignals, während das Ausgangssignal f₂ = 79 MHz des Generators 12₂ dicht bei der oberen Grenze des Bandes gelegen ist. In ähnlicher Weise liegen die Ausgangssignale h = 69,5 MHz und U = 70,5 MHz der Generatoren 12₃ und 12₄ symmetrisch zur Bandmitten-Zwischenfrequenz von 70 MHz.

Wenn in Fig. 3 die Zwischenstelle 17 die Endstelle -, der Anlage wäre, würde der Entzerrer 20 jenes Bauelement darstellen, das weiter oben als der Hauptentzerrer bezeichnet worden ist, da nur eine Teilstrecke des Mikrowellensystems vorhanden wäre. In Wirklichkeit hat aber ein solches System mehrere

κι Mikrowellen-Zwischenstationen, von denen alle einen Hauptentzerrer und einige zusätzlich einen Restentzerrer haben.

Aus Gründen der Einfachheit zeigt F i g. 3 eine Anlage mit zwei seriellen Teilstrecken, bei der das Zwischenfrequenzsignal in der Zwischenstelle 17 in einem Aufwärtsumsetzer 13' aufwärts umgesetzt und über eine zweite Mikrowellenteilstrecke zu einer Empfangsantenne 16' an der Empfangsstelle 30 übertragen wird. In der Empfangsstelle 30 setzt ein

;o Abwärtsumsetzer 18' das ankommende Signal wieder in den Zwischenfrequenzbereich um, wonach es einem Hauptentzerrer 20' und von da aus einem Restentzerrer 25 zugeführt wird. Da die in Fig.3 gezeigte Anlage einen Restentzerrer 25 enthällt, sind in der Sendestelle 10 zusätzliche Pilotgeneratoren erforderlich, um die vom Restentzerrer benötigten 65 MHz- und 75 MHz-Bandmitten-Pilottöne hinzuzufügen. Diese Töne, nämlich /5 und h, werden von Generatoren 12s bzw. 12β erzeugt.

jo F i g. 4 zeigt den Entzerrer 20 oder 20' in größerem Detail. Der Entzerrer weist einen Verstärker 21 mit flacher (frequenzunabhängiger) Verstärkungskurve auf, dessen Ausgang mit einem Bode-Entzerrerabschnitt 22 verbunden ist. Der Ausgang des letzteren ist mit dem Eingang eines zweiten Verstärkers 23 mit flacher Verstärkungskurve verbunden, der ausgangsseitig mit dem Eingang eines zweiten Bode-Entzerrerabschnittes 24 verbunden ist. Der Ausgang des Entzerrerabschnittes 24 liegt am Eingang eines AGC-Verstärkers 26, dessen Ausgang mit dem Eingang einer Hybridschaltung 27 verbunden ist. Die Hybridschaltung 27 hat zwei Ausgänge, von denen der eine mit dem Eingang eines Pufferverstärkers 28 und der andere über einen Verstärker 29 mit dem Eingang einer zweiten Hybridschaltung 31 verbunden sind. Die beiden Ausgänge der Hybridschaltung 31 sind mit den Eingängen einer dritten und vierten Hybridschaltung 32 und 33 verbunden. Der eine Ausgang der Hybridschaltung 32 ist mit einem Bandpaßfilter 34 verbunden, und letzteres über einen Verstärker 35 mit dem Eingang einer Detaktorschaltung 36 und einem Tiefpaßfilter 37. In ähnlicher Weise ist der andere Ausgang der Hybridschaltung 32 über ein Bandpaßfilter 38, einen Verstärker 39, eine Detektorschaltung 40 mit einem Tiefpaßfilter 41 verbunden. Der erste Ausgang der Hybridschaltung 33 ist ebenfalls über ein Bandpaßfilter 42, einen Verstärker 43, eine Detektorschaltung 44 mit einem Tiefpaßfilter 45 verbunden. Schließlich ist auch der andere Ausgang der Hybridschaltung 33 über ein Bandpaßfilter 46, einen Verstärker 47, eine Detektorschaltung 48 mit einem Tiefpaßfilter 49 verbunden.

Die Ausgänge der Tiefpaßfilter 37,41,45 und 49 sind über Leitungen 51-1 bis 51-4 mit dem Eingang einer Analog-Logikschaltung 52 verbunden. Eine Bezugs-Spannungsquelle 53 liefert ein Bezugspotential zur Analogschaltung 52, die ausgangsseitig mit dem Eingang einer Diodentreiberschaltung 54 für den Entzerrerabschnitt 22, ferner mit einer Diodentreiber-

schaltung 56 für den Entzerrerabschnitt 24 und schließlich mit einer AGC-Treiberschaltung 57 für den AGC-Verstärker 26 verbunden ist.

Man sieht also, daß der Entzerrer 20 eine AGC-Einheit, zwei Bode-Stoßentzerrerabschnitte und zwei Verstärker mit flacher Verstärkungskurve umfaßt. Vorliegend werden sowohl die AGC-Einheit als auch die Entzerrerabschnitte dynamisch und kontinuierlich geändert, um die Schwunderscheinungen auf dem Kanal zu entzerren. Wie bereits erwähnt, wurde gefunden, daß die bevorzugte Entzerrungsstrategie die ist, eine Polynomkorrektion zweiter Ordnung unter Verwendung einer Auf-Null-Herabdrück-Methode anzunähern, was beim dargestellten Ausführungsbeispiel bewerkstelligt wird durch Feststellen des Fehlers an drei Stellen im Kanal und durch Verwendung dieses Fchlcrsignals zur Einstellung des Entzerrers dergestalt, daß diese Fehler auf Null gebracht werden. Der Fehler wird durch Auswahl eines gegebenen Pilottons aus dem Kanal isoliert, festgestellt und seine festgestellte Größe mit der Spannung der Bezugsquelle 53 verglichen. Dieses erfolgt für jeden der Pilottöne durch das entsprechende Bandpaßfilter und die Detektorschaltung, die demgemäß ein Fehlersignal entwickelt, das zur Analog-Logikschaltung rückgekoppelt wird, um den entsprechenden Entzerrerabschnitt oder die entsprechenden Entzerrerabschnitte zu variieren, wie dieses nachstehend im einzelnen ciörtert wird.

Aus F i g. 5 ist nun ersichtlich, daß bei der dargestellten Ausführungsform vier Pilottöne in das Nachrichtenband eingefügt worden sind. Zwei Pilottöne (f\, /2), die in der Nähe der Grenzen des Nachrichtenbandes angeordnet sind, dienen zur Steuerung der beiden Bode-Stoß-Netzwerke. Die beiden weiteren Pilottönc (7j, /i), die dicht bei und symmetrisch zu der Bandmitte angeordnet sind, sind zur Steuerung der Verstärkung des AGC-Verstärkers ausgemittelt. Falls gewünscht kann auch ein einzelner Pilotton bei der Mittenfrequenz für die beiden Mittenband-Pilottöne des dargestellten Ausführungsbeispiels gesetzt werden. In diesem Falle würde einer der Tonoszillatoren in F i g. 3 und einer der Filter-Detektor-Zweige in F i g. 4 entfallen. Wie zuvor erwähnt werden die zusätzlichen Pilottöne /5 und fc zur Steuerung des Restentzerrers benutzt.

Fig.5 zeigt dasjenige, was als der vielleicht wichtigste Unterschied der vorliegenden Erfindung gegenüber dem Stand der Technik darstellt, nämlich den Umstand, daß die Kennlinien der beiden Bode-Entzerrer so gewählt sind, daß sie sich in der Frequenz nicht in nennenswertem Umfang einander überlappen. Dieses ist von den bisher bekannten Lösungswegen grundsätzlich verschieder., da dort die Kennlinien eines Mehrfachstoßentzerrers immer so gewählt worden sind, daß sie sich einander zu einem beträchtlichen Ausmaß überlappen derart, daß die Gesamtkennlinie im interessierenden Band einen flachen Verlauf besitzt

Die Filter 34, 38, 42 und 46, die vorteilhaft Kristallfilter sind, haben großen Einfluß auf das dynamische Verhalten der Entzerrer, weil ihre Phasenkennlinien die Verzögerungshauptursache in jeder Rückkopplungsschleife sind. Um Stabilität aufrechtzuerhalten, ist es notwendig, ein Tiefpaßfilter jedem der Detektoren zuzuordnen, um die Verstärkungskennlinie so ablaufen zu lassen, daß die Schleifenverstärkung in jeder Rückkopplungsschleife Null erreicht bevor die Schleifenphase 180 Grad erreicht Die Bandbreite dieses Tiefpaßfilters bestimmt die Ansprechgeschwindigkeit des Rückkopplungssystems. Zur Erhöhung der Ansprechzeit des Entzerrers muß das Durchlaßband der Tiefpaßfilter erhöht werden und, wenn die Stabilität aufrechtzuhalten ist, dann müssen auch die Bandpaßfilter ein breiteres Durchlaßhand haben. Mit anderen ; Worten muß zur Maximierung der Ansprechzeit des Entzerrers das Durchlaßband jedes Bandpaßfilters so breit wie möglich sein. Andere Faktoren, die es wünschenswert erscheinen lassen, ein relativ breites Durchlaßband für die Bandpaßfilter vorzusehen, sind

;i> die normalen Temperatureffekte auf das Durchlaßband und die nominelle Genauigkeit von ± I kHz der sendeseitig zugefügten Pilottöne. Jedoch gibt es gegensätzliche Erwägungen. In dem Frequenzband, in dem die Pilottöne angeordnet sind — im Idealfall ein

1". keine Nachrichten führender Teil des Bandes — ist das normalerweise gewünschte Signal/Rausch-Verhältnis 28 dB für einen 3,3 kHz-Kanal. Wenn ein 4OdB-Schwund auftritt, verschlechtert sich das Signal/Rausch-Verhältnis von 28 dB auf nur 13 dB. Die Energie in

:o diesem Rauschsignal wird vom Bandpaßfilter durchgelassen und zusammen mit den Pilottönen festgestellt. Dieses wiederum wird einen Fehler in der Bestimmung der Pilotenergiewerte und damit in der Entzerrereinstellung verursachen. Zur Begrenzung dieses Fehlers ist es

.·) daher wünschenswert, daß das Durchlaßband der Bandpaßfilter so schmal wie möglich gemacht wird. Als Kompromiß zwischen diesen beiden Extremen wurde eine 3 dB-Bandbreite von annähernd 13 kHz gewählt. Das in diesem schmalen Intervall vorhandene Rauschen

jo wird einen maximalen Fehler von 0,02 dB bei der Pegelfeststellung in der normalen, also keinem Schwund unterliegenden Situation verursachen, und einen 0,8 dB-Fehler, wenn ein Schwund von 40 dB vorhanden ist. Dynamische Untersuchungen haben ergeben, daß für

r> diese Bandbreite ein Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz von 11 kHz zur Aufrechterhaltung der Stabilität adäquat ist, wobei zugleich eine adäquate Ansprechgeschwindigkeit beibehalten wird. Im Idealfall sollte das Filterpaßbandansprechverhalten auf ± 0,05 dB im nominellen ± 1 kHz-Bereich des Pilottons temperaturkonstant sein. Die Sperrbanddiskriminationsziele werden gleichfalls von der Gegenwart interferierender Signale gesteuert Die Bandpaßfilter 34, 38, 42 und 46 sollen gutes Diskriminationsvermögen wegen des niedrigen Wertes des Pilottons im Vergleich zur gesamten Kanalleistung haben. Beispielsweise ist in einer typischen Situation die gesamte Kanalleistung am Eingang eines jeden der Kristallfilter gleich — 6dBm, während der Pegel eines einzelnen Pilottons —38 dBm, was selbstverständlich einige 32 dB niedriger liegt. Ein Filter mit sehr schmaler Diskriminationsbandbreite ist wegen der Nähe des Nachrichtenbandes zu den einfrequenten Pilottönen erforderlich, die im Einzelfall bis zu 0,068% betragen kann. Aus diesem Grund wurde eine 60 dB-Diskriminationsbandbreite von annähernd 0,13% als Konstruktionsziel für diese Filter gewählt Dieses reduziert den Fehler des Pilottonpegels infolge interferierender Kanalleistung auf 0,04 dB.

Jedes der in F i g. 4 dargestellten Schaltungselemente

ω ist für sich betrachtet von vollständig üblicher Bauart Beispielsweise können für die dargestellten Kristall-Bandpaßfilter und -Tiefpaßfilter jene verwendet werden, wie diese in Reference Data for Radio Engineers, Sections 8:41-50 bzw. 8:1-16,5. Auflage, H. W.

Sams, Inc. New York, N. Y. beschrieben sind. Die Bezugsspannungsquelle und die Analog-Logikschaltung können im wesentlichen die in den Fig.5 und 6 der US-PS 27 19 270 dargestellten Schaltungen entspre-

chen, während die Verstärker, Diodentreiber und AGC-Treiber jeden geeigneten Verstärker umfassen können, die die gewünschte Verstärkung zu liefern vermögen.

Theoretisch ist der dynamische Bereich eines Bode-Entzerrernetzwerks gleich dem doppelten flachen Dämpfungspegel des Entzerrers. Um diesen Bereich zu erreichen, muß der Abschluß des Netzwerkes in der Lage sein, alle Werte zwischen Null und Unendlich annehmen zu können. Praktisch ist es nur möglich, einen ι Teil dieses dynamischen Bereiches zu realisieren, und zwar hauptsächlich, weil parasitäre Reaktanzen im abschließenden Element überwiegen, wenn dieses für entweder sehr kleine oder sehr große Widerstandswerte eingestellt ist.

Deshalb sind, um eine Formung von + 1OdB für jedes Kanalende zu realisieren, Netzwerke mit einer flachen Dämpfungskurve von —15 dB erforderlich. Netzwerke mit Dämpfungen in dieser Höhe verschlechtern jedoch das Rauschverhalten des Systems. Zusätzlich leiden stark dämpfungsbehaftete Netzwerke stärker an parasitären Kapazitäten. Als Kompromiß wurde eine flache Dämpfung von 7,5 dB mit ± 5 dB Formung pro Entzerrernetzwerk gewählt. Sonach würden zur Realisation eines dynamischen Bereichs von ± 1OdB vier getrennte 7,5 dB-Netzwerke erforderlich sein. Berechnungen, die bei diesem Entzerreraufbau durchgeführt worden sind, zeigen, daß für alle flachen Dämpfungswerte die Gesamtsystemverstärkung gleich Null ist. Jedoch können für 7,5 dB Dämpfung die Rausch- und Dämpfungsanforderungen nicht gleichzeitig erfüllt werden. Weiterhin verschlechtert jeglicher Versuch zur Verbesserung der Rauschzahl den Wert von Ma + ß-cund umgekehrt

Dieses Problem kann jedoch gelöst werden, indem nur ± 5 dB Formung bei jeder Mikrowellenzwischenstation vorgesehen werden. Die restliche Fehlausrichtung wird dann vom Entzerrer der nächsten Zwischenstation korrigiert. Mit einer solchen Konfiguration sind nur zwei 7,5 dB-Netzwerke an jeder Zwischenstation erforderlich. Auch wird kein Ausgangspufferverstärker benutzt, da es erforderlich ist, die Intermodulationsrauschzahl zu verringern, um die Gesamtrauschzahl zu erniedrigen. Der abschließende Entzerrer wird selbstverständlich mit vier ± 7,5 dB-Netzwerken ausgerüstet sein.

Hierbei ist es wesentlich, daß eine Fehlanpassung zwischen aufeinanderfolgenden Zwischenstationen nicht das Gesamtrauschverhalten des Systems verschlechtert. Untersuchungen haben ergeben, daß, weil das Gesamtsystemrauschen während eines Schwundes wesentlich zunimmt, das zugefügte Rauschen infolge der eher mäßigen Fehlerausrichtung, 8 dB oder weniger, unbedeutend ist. Deshalb scheint dieser Weg eine attraktive Lösung für das Problem zu sein.

F i g. 6 zeigt den Aufbau eines typischen Bode-Entzerrernetzwerks eines Typs, wie dieser mit Erfolg im Entzerrer nach Fig. 2 benutzt werden kann. Ein jedes dieser Entzerrernetzwerke wird durch ein elektronisch variables Widerstandselement gesteuert. Zur Verwendung bei diesem Frequenzbereich sind verschiedene Steuerelemente einschließlich Feldeffekttransistoren, PIN-Dioden und Thermistoren geeignet. Thermistoren sprechen nicht schnell genug an, um selektive Schwunderscheinungen zu verfogen, und, da PIN-Dioden bisher bei sehr hohen Frequenzen erfolgreich benutzt worden sind, werden sie für den hier beschriebenen Entzerrer bevorzugt.

Da das nichtlineare Element von der Signalquelle und der Belastung durch ein frequenzselektives Netzwerk getrennt ist, wird das Intermodulationsrauschen mit der Frequenz nicht konstant sein. Die Einfügungsdämpfung von den Knoten 1 — 1' bis 2—2' des Netzwerks läßt sich leicht errechnen, und das Intermodulationsrauschen kann unter Verwendung der üblichen Rauschbelastungsmethode als Funktion der Frequenz gemessen werden. Die Verwendung dreier in Reihe geschalteter Dioden anstelle einer einzigen Diode erlaubt es einem größeren Vorspann-Strom dieselbe Einfügungsdämpfung zu erreichen. Dieses verbessert die Linearität des Entzerrers. Eine weitere Verbesserung kann erreicht werden durch Überbrücken der Dioden mit einem zusätzlichen Widerstand, der gleich dem größten für den Abschluß des Netzwerkes erforderlichen Wert ist.

Die am in F i g. 6 dargestellten Entzerrernetzwerk durchgeführten Messungen zeigen, daß die Änderung der Einfügungsdämpfung relativ zum flachen Dämpfungspegel von 7,5 dB erfolgt und daß das IntermnHulationsrauschen M^ + b-c kleiner als -9OdB gemacht werden kann.

Gemessene Rauschparameter für jede Systenkomponente sind in der nachstehenden Tabelle wiedergegeben:

Komponente	Systemausgangs
	pegel
Erster Verstärker	0 dBm
(5 dB Verstärkung)	-6 dBm
Zweiter Verstärker	0 dBm
(10 dB Verstärkung)	-6 dBm
Entzerrer A	OdBm
(schlechtester Fall)	-6 dBm
Entzerrer B	OdBm
(schlechtester Fall)	-6 dBm

Rauschverhalten

MHz 70 MHz

80 MHz

6,93 7,19	-83,3
	-84,0
8,43 8,93	-80,6
	-81,5
nicht gemessen	-101
nicht gemessen	-101
nicht gemessen	-98
nicht gemessen	-98

Die entsprechenden gemessenen und errechneten Entzerrersystem-Rauschparameter sind nachstehend wieder-

Svstemaus-	Rauschzahl
gangswert	errechnet
	60
	(MHz)
0 dBm	12,3
-6 dBm

80

gemessen 60

M λ+B-C

errechnet

70

80

gemessen

12,5

12,9

12,2

12,6

-62,4

Beachte, daß der A/^+s-c-Term leicht oberhalb der erforderlichen —63 dB liegt Der vorherrschende Term dieses Produktes ist das M_a+b-c der benutzten Verstärker, die im tatsächlich aufgebauten und durchgemessenen Testentzerrer den geforderten Wert von — 85 dB nicht erreichten. In neuerer Zeit sind Verstärker, die diese Forderung erfüllen, verfügbar geworden, daher können die geforderten -63 dB für das IntermoduJationsrauschen erfüllt werden.

Es sei bemerkt, daß die Frequenzen und Entzerrer kenndaten für das beschriebene Ausführungsbeispiel au die in diesem Übertragungssystem benutzten Frequen zen zugeschnitten sind. Offensichtlich würden zu Verwendung bei anderen Systemen, die mit verschiede nen Frequenzen arbeiten, ansprechende Einstellungei für die Frequenzen der Pilottöne und der Kennlinien de Entzerrernetzwerke zu machen sein.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Anlage zur Adaptiventzerrung des Amplitudengangs eines mit einem Nachrichtenfluß vorbestimmter Bandbreite beaufschlagten Übertragungskanals (14,16, F ig. 3),

— mit einem etwa an der oberen und unteren Bandgrenze gelegenen ersten bzw. zweiten Pilotton (Fl bzw. F2),

— wenigstens einem etwa in der Bandmitte gelegenen dritten Pilotton (F3),

— einem Verstärker (26) variabler Verstärkung und

— einer an den Ausgang des Verstärkers angekoppelte Filterschaltung (31, 32, 34, 38, 33, 42, 46) zum Ausfiltern des ersten, zweiten und dritten Pilottons aus dem Nachrichtenfluß,