DE69829105T2

DE69829105T2 - Empfänger mit steuerbarem verstärkungsmittel

Info

Publication number: DE69829105T2
Application number: DE69829105T
Authority: DE
Inventors: Robert Edwin DILLING; Johannes Peter RUTTEN; Gerardus Marcus KLAASSEN; Harry Robert VAN DER WAL
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 1997-05-23
Filing date: 1998-04-27
Publication date: 2006-02-09
Anticipated expiration: 2018-04-28
Also published as: CN1115032C; EP0920766B1; KR20000035783A; EP0920766A1; US6163685A; DE69829105D1; CN1234937A; JP2000515708A; WO1998053579A1; JP4027431B2; KR100572133B1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Empfänger.
Ein Empfänger der eingangs beschriebenen Art ist aus dem US Patent Nr. 4.574246 bekannt.
Derartige Empfänger können zum Empfangen (digitaler) Sendesignale, beispielsweise DAB- und DVB-Signale benutzt werden. In einem derartigen Empfänger wird das HF-Signal am Eingang in ein Zwischensignal umgewandelt, dessen Frequenz wesentlich niedriger ist als die Frequenz des HF-Signals. Dieses ZF-Signal wird von dem ersten steuerbaren Verstärkermittel verstärkt und danach von dem Demodulator demoduliert. Das Ausgangssignal des Demodulators wird von dem zweiten Verstärkermittel verstärkt und danach durch das Analog-Digital-Wandlermittel in ein digitales Signal umgewandelt.
Weil die Stärke des Eingangssignal des Empfängers wesentlich schwanken kann, sind die ersten Verstärkermittel steuerbar, damit ein im Wesentlichen konstantes Signal an dem Ausgang des Analog-Digital-Wandlermittels erhalten wird. Der Empfänger nach dem oben genannten US Patent umfasst einen Detektor, der aus dem Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlermittels ein Steuersignal herleitet, das einem Steuereingang des ersten steuerbaren Verstärkermittels zugeführt wird. Auf diese Weise wird ein Signal mit einem konstanten Spitzenwert an dem Ausgang des Analog-Digital-Wandlermittels erhalten, wodurch eine optimale Ausnutzung des (begrenzten) dynamischen Bereichs des genannten Analog-Digital-Wandlermittels ermöglicht wird.
Ein Problem bei diesem Steuersignal ist, dass es von dem digitalen Teil des Empfängers herrührt, was zu Störsignalen führen kann, die in dem den ersten steuerbaren Verstärkermitteln zugeführten Signal vorhanden sind. Weil die Signale an dem Eingang der ersten steuerbaren Verstärkermittel sehr schwach sind, können sie durch die genannten Störsignale, die von dem digitalen Teil des Empfängers herrühren, leicht beeinträchtigt werden.
Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung einen Empfänger der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, wobei die Möglichkeit einer Störung durch die Signale in dem digitalen Teil des Empfängers wesentlich reduziert werden.
Die vorliegende Erfindung wird durch den Hauptanspruch definiert. Die Unteransprüche definieren vorteilhafte Ausführungsformen.
Durch Einführung erster Steuermittel, die in Reaktion auf ein Signal, das für das Signal an dem Ausgang des Demodulators repräsentativ ist, die Steuerung der Verstärkung der ersten Verstärkermittel steuern, wird erhalten, dass von dem digitalen Teil des Empfängers kein Steuersignal zu dem Eingangsteil des Empfängers weitergeleitet zu werden braucht. Durch Einführung zweiter Steuermittel, die in Reaktion auf ein Signal an dem Ausgang des Analog-Digital-Wandlermittels gesteuert werden, wird erhalten, dass an dem Ausgang des Analog-Digital-Wandlermittels ein im Wesentlichen konstantes Signal vorhanden ist.
Ein zusätzlicher Vorteil des Empfängers nach der vorliegenden Erfindung ist, dass die ersten Steuermittel derart entworfen werden können, dass eine optimale Leistung des Demodulators erhalten wird, und dass die zweiten Steuermittel derart entworfen werden können, dass die Leistung des Analog-Digital-Wandlermittels optimiert wird.
Es hat sich herausgestellt, dass der Empfänger nach dem oben genannten US Patent zwischen dem Ausgang des Demodulators und dem Eingang des Analog-Digital-Wandlermittels einen steuerbaren Verstärker aufweist. Dieser Verstärker ist aber vorgesehen zum Ausgleichen der Verstärkung der Quadraturstrecken zwischen dem Ausgang des Demodulators und dem Eingang des Analog-Digital-Wandlermittels. Er wird nicht verwendet zur Steuerung des Pegels des Ausgangssignals des Analog-Digital-Wandlermittels.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist das Kennzeichen auf, dass die ersten Steuermittel (12) dazu vorgesehen sind, die ersten steuerbaren Verstärkermittel (4) zu steuern, und zwar zum Erhalten eines Signals, das das Signal an dem Ausgang des Demodulators (10) mit einer im Wesentlichen konstanten Leistung darstellt.
Das Ausgangssignal des Demodulators soll gesteuert werden, damit die Verzerrung in dem demodulator begrenzt wird. Die beste Art und Weise, dies zu tun ist die Ausgangsleistung des genannten Demodulators zu steuern, weil die Eigenschaften des Ausgangssignal des Demodulators von der Symbolrate des von ihm getragenen digitalen Signals stark abhängig sind. Die genannte Symbolrate kann von 1 Mbaud/s zu 45 Mbaud/s variieren.
Das Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers soll gesteuert werden, damit Clipping oder Überlaufen des Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlermittels vermieden wird. Dies wird dadurch erhalten, dass der zweite steuerbare Verstärker in Reak tion auf die Amplitude des Signals, welches das Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlermittels darstellt, gesteuert wird.
Eine weitere Ausführungsform des Empfängers nach der vorliegenden Erfindung weist das Kennzeichen auf, dass der Empfänger Umwandlungsmittel aufweist zum Umwandeln des Ausgangssignals der Analog-Digital-Wandlermittel in ein Ausgangssignal mit einer Abtastrate entsprechend einer Symbolrate digitaler Symbole, die von dem Ausgangssignal der Analog-Digital-Wandlermittel getragen werden, und dass der Empfänger ein drittes Steuermittel aufweist zum Erhalten eines Ausgangssignals mit einer im Wesentlichen konstanten Amplitude.
Bei Empfängern für digitale Signale ist es bequem, das digitale Signal mit einer zweiten Abtastrate zu verarbeiten, die ein Vielfaches der Symbolrate des empfangenen Signals ist. Diese Verarbeitung kann Filterung mit einem sog. halben Nyquist-Filter umfassen, sowie Decodierung des Ausgangssignals der Umwandlungsmittel. Um dies zu ermöglichen soll das Signal mit der ersten Abtastrate in ein Signal mit einer zweiten Abtastrate umgewandelt werden. Um ein sog. Aliasing zu vermeiden, ist das erste Filter zum Filtern des ersten Signals derart vorgesehen, dass das Abtasttheorem für das zweite Signal dennoch erfüllt wird. Durch die genannte Umwandlung und Filterung kann die Amplitude des Signals sich ändern, und zwar abhängig von der wirklichen Symbolrate.
Durch Einführung von dritten Steuermitteln zum Erhalten eines Ausgangssignals mit einer im Wesentlichen konstanten Amplitude, ist ein Ausgangssignal mit genau definierten Signalpegeln verfügbar. Ein derartiges Ausgangssignal kann auf einfache Art und Weise durch einen Fehlersteuerdecoder, wie einen Viterbi-Decoder, decodiert werden.
Eine andere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist das Kennzeichen auf, dass der Empfänger ein erstes Modul mit den ersten steuerbaren Verstärkermitteln, den ersten Steuermitteln und dem Demodulator, und ein zweites Modul mit den zweiten steuerbaren Verstärkermitteln und den Analog-Digital-Wandlermitteln aufweist, und dass das zweite Modul keine Ausgänge aufweist, die mit Eingängen des ersten Moduls gekoppelt sind.
Dadurch, dass die Teile des Empfängers, die kleine analoge Signale tragen, in ein erstes Modul gesetzt werden, und dass der digitale Teil in ein zweites Modul gesetzt wird, und dass vermieden wird, dass Ausgänge des digitalen Teils mit Eingängen der Teile des Empfängers gekoppelt werden, die kleine analoge Signale tragen, wird vermieden, dass Störsignale von dem digitalen Teil die genannten kleinen analogen Signale beeinträchtigen.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im vorliegenden Fall näher beschrieben. Es zeigen:
1 einen Empfänger nach der vorliegenden Erfindung,
2 eine Ausführungsform des Demodulators 10 zur Verwendung in dem Empfänger nach 1,
3 eine Ausführungsform der Steuermittel 20 zur Verwendung in dem Empfänger nach 1,
4 eine Ausführungsform der Abtastratenumwandlungsmittel 26 zur Verwendung in dem Empfänger nach 1.
In dem Empfänger nach 1 wird einem ersten Eingang eines Tuners 2 ein Eingangssignal zugeführt. Einem zweiten Eingang des Tuners 2 wird ein Steuersignal zugeführt, das ein Signal trägt, das den selektierten Kanal darstellt. Mit einem Eingang des ersten Verstärkermittels, das hier ein Verstärker 4 ist, ist ein ZF-Ausgang des Tuners 2 verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 4 ist mit einem Eingang eines SAW-Filters ("Surface Acoustic Wave") 8 verbunden. Ein Ausgang des SAW-Filters 8 ist mit einem Eingang eines Demodulators 10 verbunden.
Ein erster Ausgang des Demodulators 10, der ein phasengleiches Signal I trägt, ist mit einem Eingang eines Verstärkers 16 verbunden, sowie mit einem ersten Eingang des ersten Steuermittels 12. Ein zweiter Ausgang des Demodulators, der ein Quadratursignal Q trägt, ist mit einem Eingang eines Verstärkers 18 und mit einem zweiten Eingang des Steuermittels 12 verbunden. Ein Ausgang des Steuermittels 12 ist mit einem Steuereingang des steuerbaren Verstärkers 4 verbunden. Der Verstärker 4, das SAW-Filter 8, der Demodulator 10 und das Steuermittel 12 sind in der ersten Einheit 6 vorhanden.
Das zweite Verstärkermittel umfasst die Kombination der Verstärker 16 und 18. Ein Ausgang des Verstärkers 16 ist mit einem Eingang eines Analog-Digital-Wandlers 22 verbunden und der Ausgang des Verstärkers 18 ist mit einem Eingang eines Analog-Digital-Wandlers 24 verbunden. Die Analog-Digital-Wandlermittel umfassen die Kombination des Analog-Digital-Wandlers 22 und des Analog-Digital-Wandlers 24. Der Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 22 ist mit einem ersten Eingang eines Abtastratenwandlers 26 verbunden. Der Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 24 ist mit einem zweiten Eingang des Abtastratenwandlers 26 verbunden. Ein erster Ausgang des Abtastratenwandlers 26 ist mit einem ersten Eingang eines Decoders 28 verbunden und ein zweiter Ausgang des Abtastratenwandlers 26 ist mit einem zweiten Eingang des Decoders 28 verbunden. An dem Ausgang des Decoders 28 ist das decodierte Signal verfügbar.
Der Tuner 2 verwandelt das selektierte Eingangssignal in ein ZF-Signal mit einer Nennfrequenz von 480 MHz. Im Falle eines Empfängers für DBS-Empfang, kann die Zwischenfrequenz um 5 MHz von der Nennfrequenz abweichen, und zwar wegen Trifteffekte des in der LNC in der Außeneinheit verwendeten Ortsoszillators.
Das Ausgangssignal des Tuners 2 wird von dem Verstärker 8 verstärkt und daraufhin von dem SAW-Filter 8 gefiltert. Das SAW-Filter 8 schafft die Nachbarkanalselektivität. Die Bandbreite wird um 10 MHz breiter gewählt als die maximale Bandbreite des zu empfangenen Signals. Die zusätzlichen 10 MHz werden gewählt um zu vermeiden, dass das gewünschte Signal durch Toleranzen und Trifteffekte des LNCs aus dem Durchlassband des SAW-Filters fällt.
In dem Demodulator 10 wird das Eingangssignal mit einem Quadraturoszillatorsignal mit einer festen Frequenz von 480 MHz gemischt. An dem Ausgang des Demodulators 8 sind die demodulierten Signale I und Q verfügbar. Die Steuermittel 12 bestimmen ein Signal P, das die Leistung des Ausgangssignals des Demodulators darstellt. Dieses Signal P kann entsprechend P = I² + Q² bestimmt werden. In dem Fall, dass das Ausgangssignal des Demodulators nicht ein Quadratursignal ist, kann ein Signal P', das die Leistung des Ausgangssignals des Demodulators darstellt dadurch, dass das Quadrat bestimmt wird, oder eine Annäherung desselben, das Ausgangssignal des Demodulators bestimmt werden. In den Steuermitteln wird das Signal P (oder P') von einem Bezugswert subtrahiert und das Differenzsignal wird einem Tiefpassfilter zugeführt. Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters wird dem Ausgangssignal der Steuermittel hinzugefügt. Das Ausgangssignal der Steuermittel 12 sorgt dafür, dass durch Anpassung der Verstärkung des steuerbaren Verstärkers 4 der Wert der Leistung P des durch die Signale I und Q dargestellten Signals dem Bezugswert entspricht. Dieser Bezugswert wird derart gewählt, dass eine Verzerrung in dem Demodulator vermieden wird.
Die Quadratursignale I und Q werden von den Verstärkern 16 und 18 verstärkt und werden daraufhin mit der ersten Abtastrate abgetastet und durch die Analog-Digital-Wandler 22 bzw. 24 in digitale Signale umgewandelt. In dem Fall eines Empfän gers für DVB ist eine geeignete Wahl für die genannte erste Abtastrate 64 MHz. Die Steuermittel bestimmen, ob das Ausgangssignal eines der Analog-Digital-Wandler dazu neigt, über zu laufen oder ob das Ausgangssignal eines der Analog-Digital-Wandler 22 oder 24 zu niedrig ist um den vollen dynamischen Bereich der Analog-Digital-Wandler 22 und 24 auszunutzen. Dies erfolgt durch Zählung der Anzahl Male, dass das Ausgangssignal von wenigstens einem der Analog-Digital-Wandler 22 oder 24 den maximalen Wert annimmt. Die Verstärkung der Verstärker ist derart, dass ein Ausgangssignal der Analog-Digital-Wandler 22 und 24 erhalten wird, in dem ein vorbestimmter Bruchteil der Abtastwerte einen Wert annimmt, der großer ist als der maximale Wert, der durch den das Ausgangssignal der Analog-Digital-Wandler dargestellt werden kann, oder der diesem Wert entspricht.
Der Abtastratenwandler 26 verwandelt die durch die erste Abtastrate abgetasteten Quadratursignale in Quadratursignale, die mit einer Abtastrate entsprechend der doppelten wirklichen Symbolrate abgetastet werden. Die Symbolrate kann von 12 bis 24 MHz schwanken. Der Abtastratenwandler 26 ist ebenfalls vorgesehen zum Eliminieren von Frequenz- und Phasenverschiebungen des Signals an dem Eingang. Das Ausgangssignal des Abtastratenwandlers 26 wird durch den Decoder 28 decodiert.
Es dürfte einleuchten, dass die vorliegende Erfindung anhand eines Quadraturempfängers erläutert worden ist, dass aber der Rahmen der vorliegenden Erfindung sich nicht darauf beschränkt. Es ist beispielsweise möglich, dass der Demodulator ein einziges Signal schafft. In einem derartigen Fall können die Verstärkermittel einen einzelnen Verstärker aufweisen und die Analog-Digital-Wandlermittel können einen einzigen Analog-Digital-Wandler aufweisen.
Der Eingang des Demodulators 10 nach 2 ist mit einem ersten Eingang eines Multiplizierers 34 und mit einem ersten Eingang eines Multiplizierers 36 verbunden. Ein Ausgang eines Oszillators 30 ist mit einem Phasenverschiebungselement 32 verbunden. Ein erster Ausgang des Phasenverschiebungselementes 32, der ein phasengleiches Oszillatorsignal trägt, ist mit einem zweiten Eingang des Multiplizierers 34 verbunden und ein zweiter Ausgang des Phasenverschiebungselementes 32, der ein Quadraturoszillatorsignal trägt, ist mit einem zweiten Eingang des Multiplizierers 36 verbunden. Ein Ausgang des Multiplizierers 34 ist mit einem Eingang eines Tiefpassfilters 38 verbunden. Ein Ausgang des Tiefpassfilters 38 ist mit einem Ausgang des Demodulators 10 verbunden. Ein Ausgang des Multiplizierers 36 ist mit einem Eingang eines Tiefpassfilters 40 verbunden. Ein Ausgang des Tiefpassfilters 40 ist mit einem Ausgang des Demodulators 10 verbunden.
Der Ortsoszillator 30 ist als freilaufender Oszillator vorgesehen. Er erzeugt ein Signal mit einer Frequenz von 480 MHz. Der Oszillator ist nicht in einer Frequenzsteuerschleife vorgesehen um die Notwendigkeit zu vermeiden, dass ein Ausgangssignal des zweiten Moduls dem ersten Modul zugeführt werden muss. Das Phasenverschiebungselement leitet zwei Signale mit einer Phasendifferenz von 90° untereinander her. Das Eingangssignal des Demodulators 10 wird durch die Mischer 34 und 36 in Basisbandsignale umgewandelt. Die Tiefpassfilter 38 und 40 sind vorgesehen zum Eliminieren aller Signale über dem Basisband, und zwar entsprechend der Symbolrate der digitalen Symbole.
In den zweiten Steuermitteln 20 nach 3 ist ein erster Eingang, der das Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers 22 trägt, mit einem ersten Eingang einer Vergleichsschaltung 42 verbunden. Einem zweiten Eingang der Vergleichsschaltung 42 wird ein Bezugssignal TH zugeführt. Ein zweiter Eingang der Steuermittel 20, der das Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers 24 trägt, ist mit einem ersten Eingang einer Vergleichsschaltung 44 verbunden. Das Bezugssignal TH wird ebenfalls einem zweiten Eingang der Vergleichsschaltung 44 zugeführt.
Ein Ausgang der Vergleichsschaltung 44 ist mit einem ersten Ausgang eines ODER-Gatters 46 verbunden und ein Ausgang der Vergleichsschaltung 44 ist mit einem zweiten Eingang des ODER-Gatters 46 verbunden. Ein Ausgang des ODER-Gatters 46 ist mit einem ersten Eingang eines Zählers 48 verbunden. Einem zweiten Eingang des Zählers 48 wird ein Taktsignal CLK zugeführt. Ein Ausgang des Zählers 48 ist mit einem ersten Eingang einer Vergleichsschaltung 50 verbunden. Einem zweiten Eingang der Vergleichsschaltung 50 wird ein Bezugssignal REF zugeführt.
Ein nicht invertierende Ausgang der Vergleichsschaltung 50 ist mit einem ersten Eingang eines Vorwärts/Rückwärtszählers 54 verbunden und ein invertierender Ausgang der Vergleichsschaltung 50 ist mit einem zweiten Eingang des Vorwärts/Rückwärtszählers 54 verbunden. Einem dritten Eingang des Vorwärts/Rückwärtszählers 54 wird ein Signal P_UP, das den Aufwärtszählwert darstellt, zugeführt. Einem vierten Eingang des Vorwärts/Rückwärtszählers 54 wird ein Signal P_DOWN, das einen Rückwärtszählwert darstellt, zugeführt. Ein Ausgang des Vorwärts/Rückwärtszählers 54 bildet das Ausgangssignal der zweiten Steuermittel 20.
Die Vergleichsschaltung 42 ist vorgesehen um zu ermitteln, ob das Modul des Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers 22 den maximalen Wert annimmt. Dies kann auf einfache Art und Weise dadurch detektiert werden, dass das Signal, das die Größe des Ausgangssignals des Analog-Digital-Wandlers 22 darstellt, mit dem Bezugswert "111....111" verglichen wird.
Wenn das genannte Signal dem genannten Bezugswert entspricht, wird das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung einen Wert "1" haben und das Ausgangssignal des ODER-Gatters 50 wird gleich "1" sein. Der Zähler 48 ist vorgesehen um während einer Periode, die 1024 Abtastzeitpunkte dauert, die Anzahl Male zu zählen, dass das Ausgangssignal des ODER-Gatters 50 gleich "1" ist. Diese Anzahl Male stellt den Spitzenwert des Ausgangssignals der Analog-Digital-Wandler 22 und 24 dar.
Das Ausgangssignal des Zählers 50, das den Spitzenwert des Ausgangssignals des Analog-Digital-Wandlers darstellt, wird in der Vergleichsschaltung 50 mit dem Bezugswert REF vergleichen. Wenn das Ausgangssignal des Zählers 48 den Bezugswert REF übersteigt, wird der Ausgang der Vergleichsschaltung 50 einen Wert "0" haben und der invertierende Ausgang der Vergleichsschaltung 50 wird einen Wert "1" haben.
Folglich wird der Vorwärts/Rückwärtszähler 54 den Zählwert am Ende des Intervalls von 1024 Abtastperioden um den Wert P_DOWN verringern. Weil das Ausgangssignal des Vorwärts/Rückwärtszählers 54 benutzt wird zur Steuerung der Verstärkung der Verstärker 16 und 18, wird die genannte Verstärkung verringert um das Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers 22 zu reduzieren.
Wenn das Ausgangssignal des Zählers 48 kleiner ist als der Bezugswert REF, wird der Ausgang der Vergleichsschaltung 50 einen Wert "1" haben und der invertierende Ausgang der Vergleichsschaltung 50 wird einen Wert "0" haben.
Folglich wird der Vorwärts/Rückwärtszähler 54 den Zählwert am Ende des Intervalls von 1024 Abtastperioden um den Wert P_UP steigern. Weil das Ausgangssignal des Vorwärts/Rückwärtszählers 54 benutzt wird zur Steuerung der Verstärkung der Verstärker 16 und 18, wird die genannte Verstärkung gesteigert um das Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers 22 zu vergrößern.
Die Vergleichsschaltung 44 führt dieselbe Funktion durch wie die Vergleichsschaltung 42, nun aber für das Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers 24. Das ODER-Gatter 50 ist vorgesehen zum Kombinieren der Ausgangssignale der Vergleichsschaltungen 42 und 44.
Der Wert P_UP und P_DOWN können verschieden sein um eine schnelle Reaktion der zweiten Steuermittel zu erhalten, wenn das Ausgangssignale wenigstens eines der Analog-Digital-Wandler 22 und 24 zu hoch ist und um eine langsamere Reaktion der zweiten Steuermittel zu erhalten, wenn das Ausgangssignal wenigstens eines der Analog-Digital-Wandler 22 und 24 zu niedrig ist. Der Grund dieser verschiedenen Reaktionsgeschwindigkeiten ist, dass ein zu hohes Ausgangssignal mehr nachteilige Effekte auf das decodierte Signal hat als ein zu niedriges Ausgangssignal.
In dem Abtastratenwandler 26 nach 4 wird das phasengleiche Signal I einem Eingang eines Offset-Löschers 60 zugeführt. Ein Ausgang des Offset-Löschers 60 ist mit einem ersten Eingang eines Mischers 66 verbunden. Das Quadratursignal Q wird einem Eingang eines Offset-Löschers 62 zugeführt. Ein Ausgang des Offset-Löschers 62 ist mit einem ersten Eingang eines Mischers 70 verbunden. Ein erster Ausgang eines digitalen abstimmbaren Oszillators (DTO) 68 ist mit einem zweiten Eingang des Mischers 66 verbunden und ein zweiter Ausgang eines digitalen abstimmbaren Oszillators 68 ist mit einem zweiten Eingang des Mischers 70 verbunden. Ein Ausgang des Mischers 66 ist mit einem Eingang eines Tiefpassfilters 72 verbunden. Ein Ausgang des Mischers 70 ist mit einem Eingang eines Tiefpassfilters 74 verbunden. Ein Ausgang des Tiefpassfilters 72 ist mit einem Eingang eines Dezimierers 76 verbunden und ein Ausgang des Tiefpassfilters 74 ist mit einem Eingang eines Dezimierers 78 verbunden. Der Ausgang des Dezimierers 76 ist mit einem Eingang eines Quadratwurzel-Nyquistfilters 80 verbunden und der Ausgang des Dezimierers 78 ist mit einem Eingang eines Quadratwurzel-Nyquistfilters 82 verbunden. Die Dezimierer 76 und 78 werden von einem Taktsignal gesteuert, das von einer Taktsignalwiederherstellungsschaltung 81 erzeugt wird. Die Frequenz des genannten Taktsignals entspricht der doppelten Symbolrate f_SYMBOL. Der Ausgang des Filters 80 ist mit einem Eingang eines AVR-Verstärkers 84 verbunden, und der Ausgang des Filters 82 ist mit dem Eingang eines AVR-Verstärkers 86 verbunden. Ein Ausgang des AVR-Verstärkers 84, der das Ausgangssignal I_A trägt, ist mit einem ersten Eingang eines Mischers 92 verbunden sowie mit einem ersten Eingang eines AVR-Controllers 88. Ein Ausgang des AVR-Verstärkers 86, der das Ausgangssignal Q_B trägt, ist mit einem ersten Eingang eines Mischers 94 und mit einem zweiten Eingang des dritten Steuermittels verbunden, das in diesem Fall der AVR-Controller 88 ist. Ein Ausgang des AVR-Controllers 88 ist mit einem Steuereingang der AVR-Verstärker 84 und 86 verbunden.
Ein erster Ausgang eines digitalen Oszillators 90 ist mit einem zweiten Eingang des Mischers 92 verbunden, und ein zweiter Eingang des digitalen Oszillators 90 ist mit einem zweiten Eingang des Mischers 94 verbunden. Der Ausgang des Mischers 92 ist mit einem ersten Eingang des digitalen Oszillators 90 verbunden und ein Ausgang des Mischers 94 ist mit einem zweiten Eingang des digitalen Oszillators 90 verbunden.
An den Ausgängen der Mischer 92 und 94 sind auch die Ausgangssignale I_B und Q_B verfügbar.
Die Offset-Löscher 60 und 62 sind vorgesehen zum Schaffen von I- und Q-Signalen ohne einen DC-Offset an den nächsten Elementen des Empfängers. Der Zweck der Kombination der Mischer 66 und 70 und des digitalen abstimmbaren Oszillators 68 ist, das Schaffen eines Signals für die ersten (phasengleichen und Quadratur) Filter 22 und 24, das frei von Frequenzverschiebungen ist. Dies geschieht dadurch, dass die Frequenz der Signale I_A und Q_A gemessen wird, und dass der Oszillator 18 eingestellt wird, wenn die Frequenz der genannten Signale anders ist als 0. Die Ausgangssignale der Mischer 66 und 70 werden durch die Filter 72 und 74 gefiltert, damit Aliasing durch die Verringerung der Abtastrate in den Dezimierern 76 und 78 vermieden wird.
Die Dezimierer 76 und 78 verwandeln ihre Eingangssignale mit der ersten Abtastrate (beispielsweise 64 MHz) in ein Ausgangssignal mit einer zweiten Abtastrate entsprechend der doppelten wirklichen Symbolrate des empfangenen Signals. Diese zweite Abtastrate kann beispielsweise von 24 zu 48 MHz variieren. Die Dezimierer 76 und 78 sind dem Fachmann durchaus bekannt und sind beispielsweise in dem Artikel: "Interpolation in Digital Modems" Teil 1: "Fundamentals" von F.M. Gardner in "IEEE transactions on communications" Heft 41, Nr. 3, März 1993, Seiten 501 – 507 und in dem Artikel: "Interpolation in Digital Modems", Teil II: "Implementation and performance" von L.Erup, F,M, Gardner und R.A. Harris, in "IEEE transactions on communications" Heft 41, Nr. 6, Juni 1993, Seiten 998 – 1008 beschrieben worden. Eine alternative Ausführungsform der Dezimierer 76 und 78 ist in US Patent Nr. 5.349.548 beschrieben worden.
Die Ausgangssignale der Dezimierer 76 und 78 werden mit Hilfe der Filter 80 und 82 gefiltert, die eine Quadratwurzel-Nyquist-Übertragungsfunktion haben. Für diese Übertragungsfunktion kann Folgendes geschrieben werden:
In (1) ist |H(f)|² das Quadrat des Moduls der Übertragungsfunktion der Filter 80 und 82, f_SYMBOL ist die aktuelle Symbolfrequenz und α ist der sog. "Roll-Off"-Faktor.
Die Verstärker 84 und 86 schaffen zusammen mit dem AVR-Controller 88 ein Ausgangssignal mit einer konstanten Amplitude. Die Mischer 92 und 94 sind vorgesehen zum Eliminieren von Phasenfehlern von den Ausgangssignalen der Verstärker 84 und 86. Deswegen werden die Ausgangssignale der Verstärker mit einem Signal von dem gesteuerten Oszillator 90 vermischt, der die Ausgangssignale I_B und Q_B der Mischer 92 und 94 benutzt zum Vergleichen mit einem Bezugswert zum Bestimmen des Phasenfehlers. Der Vorteil der Verwendung einer einzelnen Frequenzsteuerschleife mit dem Oszillator 68 und den Mischern 66 und 70 und einer einzelnen Phasensteuerschleife mit dem Oszillator 90 und den Mischern 92 und 94 ist eine wesentlich reduzierte Beantragungszeit. Weiterhin führt die geringe Verzögerung in der Phasensteuerschleife zu einer ausgezeichneten Unterdrückung von Phasenrauschen. Für niedrige Symbolraten kann die Verwendung einzelner Schleifen zu Zyklusausrutschern in der ersten Schleife führen, die nicht durch die zweite Schleife korrigiert werden können. Um diese Zyklusausrutscher zu vermeiden, benutzt in dem Fall niedriger Symbolraten der steuerbare Oszillator 68 auch ein Signal, das den Phasenfehler darstellt. Dies wird angegeben, indem nebst den Signalen I_A und Q_A auch die Signale I_B und Q_B dem Oszillator 68 zugeführt werden. Die Signale I_B und Q_B bilden die Ausgangssignale des Abtastratenwandlers 26.
Text in der Zeichnung
3

Zähler Vorwärts Rückwärts
Vergleichsschaltung
Zähler
Vergleichsschaltung
Vergleichsschaltung

Claims

Empfänger mit einem Eingang (2), der mit einem Eingang eines ersten steuerbaren Verstärkermittels (4) gekoppelt ist, wobei ein Ausgang des ersten steuerbaren Verstärkermittels (4) mit einem Eingang eines Demodulators (10) gekoppelt ist, wobei ein Ausgang des Demodulators (10) mit einem Eingang eines zweiten steuerbaren Verstärkermittels (16, 18) gekoppelt ist, wobei ein Ausgang des zweiten steuerbaren Verstärkermittels (16, 18) mit einem Eingang eines Analog-Digital-Wandlermittels (22, 24) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger erste Steuermittel (12) aufweist zur Steuerung der Verstärkung der ersten steuerbaren Verstärkermittel (4) in Reaktion auf ein Signal, das für ein Signal an dem Ausgang des Demodulators (10) repräsentativ ist, und dass der Empfänger zweite Steuermittel (20) aufweist zur Steuerung der Verstärkung der Strecke von dem Ausgang des Demodulators (10) zu dem Eingang des Analog-Digital-Wandlermittels (22, 24) in Reaktion auf ein Signal, das für ein Signal an dem Ausgang des Analog-Digital-Wandlermittels (22, 24) repräsentativ ist, und dass die zweiten Steuermittel (20) dazu vorgesehen sind, die zweiten steuerbaren Verstärkermittel (16, 18) derart zu steuern, dass an dem Ausgang des Analog-Digital-Wandlermittels (22, 24) eine im Wesentlichen konstante Signalamplitude vorhanden ist.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei die ersten Steuermittel (12) dazu vorgesehen sind, die ersten steuerbaren Verstärkermittel (4) zu steuern, und zwar zum Erhalten eines Signals, das das Signal an dem Ausgang des Demodulators (10) mit einer im Wesentlichen konstanten Leistung darstellt.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei der Demodulator (10) einen phasengleichen Ausgang aufweist, der ein phasengleiches demoduliertes Signal (I) trägt, und einen Quadraturausgang, der ein quadraturdemoduliertes Signal (Q) trägt, wobei die zweiten steuerbaren Verstärkermittel (20) einen ersten steuerbaren Verstärker (16) aufweisen, von dem ein Eingang mit dem phasengleichen Ausgang des Demodulators (10) gekoppelt ist, und einen zweiten steuerbaren Verstärker (18), von dem ein Eingang mit dem Quadratur ausgang des Demodulators (10) gekoppelt ist, wobei die Analog-Digital-Wandlermittel einen ersten Analog-Digital-Wandler (22) aufweisen, dessen Eingang mit einem Ausgang des ersten steuerbaren Verstärkers (16) gekoppelt ist, wobei die Analog-Digital-Wandlermittel weiterhin einen zweiten Analog-Digital-Wandler (24) aufweisen, dessen Eingang mit einem Ausgang des zweiten steuerbaren Verstärkers (18) gekoppelt ist.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei der Empfänger Umwandlungsmittel (26) aufweist zum Umwandeln des Ausgangssignals der Analog-Digital-Wandlermittel (22, 24) in ein Ausgangssignal (I_B, Q_B) mit einer Abtastrate entsprechend einer Symbolrate digitaler Symbole, die von dem Ausgangssignal der Analog-Digital-Wandlermittel (22, 24) getragen werden, wobei der Empfänger ein drittes Steuermittel (88) aufweist zum Erhalten eines Ausgangssignals mit einer im Wesentlichen konstanten Amplitude.
Empfänger nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei der Empfänger ein erstes Modul (6) mit den ersten steuerbaren Verstärkermitteln (4), den ersten Steuermitteln (12) und dem Demodulator (10), und ein zweites Modul (14) mit den zweiten steuerbaren Verstärkermitteln (16, 18) und den Analog-Digital-Wandlermitteln (22, 24) aufweist, und wobei das zweite Modul (14) keine Ausgänge aufweist, die mit Eingängen des ersten Moduls gekoppelt sind.