JP2888299B2 - 可聴周波数電気信号処理装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、例えば増幅器の出力において得られ、いわ
ゆる「中高域及び高域」周波数帯での音再生に限定され
る、例えば圧力室形スピーカのような高効率の変換器に
適用することを通常目的とされる可聴周波数電気信号を
処理または予め補正する装置に関する。 本発明は特に、発生する音波に影響を及ぼすもので、
変換器の限度を越えて本来現われ伝搬媒体（即ち、空
気）の非直線応答から生じる可変移相の前置補償を可能
にする改良に関する。 空気のような伝送媒体は、特に媒体に印加される音響
振動の振幅が大きい場合には非直線作用を示す。この現
象は、変換器が、例えば、圧力室形（従って高効率）ス
ピーカである場合に特に聴覚され煩しいものである。こ
の場合、上記周波数範囲内にある、特に煩しいスプリア
ス調波により高レベルの歪が生じる。正確には、この周
波数範囲に対処するためにこそ圧力室形スピーカが特に
設計されている。 かかるスピーカの製造者はそのような歪を最小にする
ようにこの装置の設計を行わなければならなかったので
あるが、この領域で実施された作業からは完全に満足の
いく結果は何も得られていない。これは、特に変換器及
びそれに関連するホーン（horn）の寸法に関する相反す
る二つの要件間に妥協を見いだす必要性があったからで
ある。即ち、 −拡張された周波数応答及び制御された指向特性を得
ることは小さい寸法を意味する、一方、 −低い歪を実現することは変換器の「喉」（圧力室の
近傍）の断面積を大きくすることを意味する。これは、
与えられた音力に対して、歪の条件となる音圧レベルは
この断面積に対し逆比例するからである。 スピーカの能力を改良するために、文献DE35 07 841
では、可聴周波数信号をフーリエ変換の領域に置き換え
てフーリエ変換に訂正を行ない、その後信号に逆変換を
施すことが提案されている。 この解決策では高価な設備が必要となる。本発明では
可聴周波数信号自体を処理することを提案している。 本発明はこのような変換器での歪み現象の研究成果で
ある。この研究により下記のことが判明した： −空気の非直線性により、実質的に音波の全ての歪が
変換器とホーンの出口との間で発生している。これ以外
では、波は有意義な更なる歪を起こさずに通常伝搬す
る。 −その結果起こる音波の歪（これを発生させる電気信
号と比較して）は、音圧のレベルに応じてその音波の所
定部分の可変移相（即ち「遅れ」又は「進み」の連続）
と見なすことができる。従って、本発明の基本原理は、
変換器を駆動する電気信号に補正用の可変時間遅延を適
用するために、このような音波歪がどのようにして発生
するかを予想する（演算する）ことからなっている。 この方向で考察すると、本発明は本質的には、電子音
響変換器、特に圧力室形スピーカのような高効率変換器
に適用することを目的とした可聴周波数電気信号を処理
する装置において、前記可聴周波数電気信号又は当該信
号より得られた信号を表わす情報を受け取る一つの入力
と出力とを備え、前記変換器により発生された音波の位
相変化に起因する歪みを実質的に補正するために、該信
号又は当該信号より得られた信号に対して、該信号の振
幅に応じた可変な時間遅延を表す出力信号を発生する演
算手段と、前記可聴周波数電気信号又は当該信号より得
られた信号を受け取る信号入力と、上記演算手段の出力
から上記可変時間遅延の上記出力信号が入力される制御
入力を有し、前記信号又は当該信号より得られた信号を
該出力信号に従って遅延させる可変遅延手段と、を備え
たことを特徴とする処理装置に関する。 この種の装置を完全にアナログバージョンで提供する
ことは可能である。この場合、信号を遅延する手段は、
演算増幅器を用いた移相全域フィルタに基づいている。 しかしながら、実際には第一の目的はその信号をサン
プリングし、同時に各信号サンプルに適用される時間遅
延値を算出することにより動作を行なうことである。 従って、より正確には、本発明はまた上記に明確に記
載されている電気信号を処理する装置であり、前記信号
又は当該信号より得られた前記信号を受取りそれの連続
するサンプルをその出力に供給するサンプリング手段を
備え、かつ前記サンプリング手段の出力は前記演算手段
の前記入力に接続され、該演算手段は演算を行ってそれ
ぞれのサンプルの振幅に応じた前記可能な時間遅延を表
す出力信号を発生し、前記可変遅延手段の信号入力が前
記サンプリング手段の前記出力に接続されていることを
特徴とする処理装置に関する。 前記遅延手段は、後述するように、アナログ・デジタ
ル変換の後段のバッファメモリに基づいたものであって
もよいし、CCD装置として知られ、アナログ・デジタル
変換及びそれに続くデジタル・アナログ変換をしなくて
もすむ電荷転送装置又は切換コンデンサ装置を用いても
よい。 例示による以下の記載だけでも、及び添付図面を参照
することにより、本発明はより十分理解されかつ本発明
のその他の利点はさらに明瞭となるであろう。添付図面
において、 第１図は、本発明が得に適用され得る圧力室形スピー
カの断面を示す概略図、 第２図は、本発明の信号処理装置の可能な一実施例の
ブロック図、 第３図は、この信号処理装置の別の可能な実施例を示
す簡易化したブロック図である。 図を参照すると、本発明が特に係わる従来の圧力室形
スピーカ11が示されている。これは、永久磁石13を組み
込んだ磁気アセンブリ16のエアギャップ内を移動可能で
あって、柔軟性の環状のサスペンション15により磁気ア
センブリ16に取り付けられたドーム14（但しここでは凸
面のドーム）に固定されている磁気コイル12から成る変
換器から構成される。上記アセンブリ16は、円錐台部17
を含み、この中においてチャンネル18、但しここでは環
状チャンネルが、ドーム14と共に圧力室22を画定する凸
面19上のドーム14の近傍に開口している。上記スピーカ
は、チャンネル18と導通するオリフィス21にアセンブリ
16の前部で結合している剛なホーン20により完成されて
いる。このホーン20はエクスポーネンシャル（指数形）
であっても円錐形であってもよい。これら二つの形に関
して具体的な例は後述するが、どのような形のホーンを
有するスピーカに対しても本発明は同様な原理体系で適
用され得ることは明瞭である。従って、上記圧力室22は
ドーム14の表面と凸面19との間に画定される。以後、本
明細書ではある一定の関係は距離ｘの関数として表わし
てある。物理的表現では、この距離は音波伝搬軸OXに沿
ったある点の横座標を表わしており、その原点は圧力室
の前方の端部に位置する。上記のように、この原点と長
さＬのホーンの自由端間で起こる音波の歪のみが考慮さ
れている。 横座標ｘ＝Ｏの点での音響速度が時間Vo（ｔ）のなん
らかの関数である平面音響波を考慮してみよう。但し、
伝搬媒体が低振幅の有効な近似値である直線として見な
せる場合は、横座標ｘの任意の点における速度を時間ｔ
の関数として表わす関数Ｖ（x,t）は と表わされる。一方、この同じ関数は以下のように表わ
せる（第二次）。 式中、γは定数である。 これら二式を項毎に比較すると本発明の関数で実施さ
れている基本原理が明らかになってくる。これは、伝搬
媒体の非直線性を考慮すると、直線の場合における距離
関数としての所定の時間遅延x/Coに対応する時間遅延 が在るからである。 その結果、原点の速度Voによっては、どの固定点での
音波も可変の遅れまたは進みにより、あたかも歪又は変
調をしているかのようになる。本発明によると、変換器
それ自体に印可された電気信号に補正用可変時間遅延を
与えることにより、この現象を修正することができる。 ホーンの出口における考慮されるべき全歪（ホーンの
出口と聞き手との間で起きる非直線性の歪は無視できる
ため）はそのホーンの形状を考慮する積分により決定さ
れ得る。特に、ホーンの形状は、伝搬路OXに沿った速度
の振幅ｖ（ｘ）の変化を表わすことによって特徴化され
る。ホーンの形状がOX軸に沿ったホーンの断面の変化を
表わす解析関数Ｓ（ｘ）に関係付けられる場合、伝搬路
OXに沿った速度の振幅の変化を特徴付ける関数ｖ（ｘ）
を導き出すことが可能である。 いくつかの場合には、上記時間遅延関数自体は比較的
簡単な解析形式で得ることができる。 従って、式 式中xoはホーンの定数特性を示す。 により定義される長さＬ、喉部の断面積Soを持つ円錐型
ホーンに関しては、下記の式が得られる。 式中、ξｏは以下のような変数である。 式 式中、ｍはホーンの定数特性を示す。 により定義される長さＬ、喉部の断面積Soを持つエクス
ポーネンシャル形ホーンに関しては、下記の式が得られ
る。 ここで、用語「喉部断面積」はチャンネル18から表面
19への開口部の断面積の合計のことである。 同様の演算方法は、他のホーン形状に亘っても適用で
きるが、前述の二つの形状が最も一般的である。これに
より関数τの他の解析式が得られる。 関数τはホーンの出口における波の歪を直接計測する
ことによって実験的に決定することもできる。その結
果、τの測定値とVoの対応値との関係を表わす近似の数
学的関数を確立することができるであろう。この方法に
より、本発明による補正装置を複雑なホーン形状の全て
に適用することができる。 前述の演算手段は、τの形状に対応する関数のτの形
状を電気的に再現するのに用いることができる。 時間遅延は電気信号のみに適用されるのであり、発生
された音波には適用されないため、上述の式の一つによ
り定義される変換を、上記増幅器により提供された電気
信号ｅ（ｔ）自体ではなくそれから得られ又は導き出さ
れた音響速度Vo（ｔ）に比例する信号ｙ（ｔ）に適用す
る必要がある。これは、上記変換器の伝達関数と少なく
とも近似的に等価な伝達関数をもつ第１フィルタＨに電
気信号を印加することにより物理的に達成される。つま
り、Ｈは圧力室を含む変換器の伝達関数と電気的に等価
である。変換器の部品の機械的パラメータが与えられて
いる場合、この種のフィルタの設計及び電気部品の値を
決定することは当業者の通常の能力の範囲内にある。本
発明による信号処理装置の基本構成は上記演算手段によ
り制御され、上記フィルタＨにより伝えられる信号を受
信する可変遅延手段により完成される。この種の完全な
装置は第２図に示されている。 この概略図において、電気信号処理装置30は上記電気
信号ｅ（ｔ）を発生する手段、この例では低周波数前置
増幅器32と、上述の圧力室形スピーカ11の変換器との間
に挿入されている。直線出力増幅器APは、処理装置の出
力とスピーカ11との間に挿入されている。この信号処理
装置はフィルタＨと上述の式の一つ、この例ではエクス
ポーネンシャル形ホーンスピーカに関連する（２）式を
電気的に「シュミレート」する演算手段Ｃ及び演算手段
Ｃの出力36に接続された制御入力34及びサンプリング手
段40を介して第１のフィルタＨの出力に接続された信号
入力38を有する可変遅延手段Ｔを含んでいる。このサン
プリング手段の出力は上記演算手段の入力42に接続され
ているのでフィルタＨにより変換され、「修正されるべ
き」音波の速度を表わす信号は演算手段Ｃの入力と遅延
手段Ｔの入力の両方に印加される。後者の出力44は第１
フィルタＨの伝達関数と少なくとも近似的には逆の伝達
関数を持つ第２フィルタH^-1に接続されている。 簡易化された形態では、遅延手段Ｔのみを前置増幅器
32と変換器11との間に挿入可能である。この遅延手段
（第１フィルタＨおよび演算手段Ｃのカスケードの組合
わせのみから成る）のための制御ループは増幅器32の出
力と入力34間に接続される。 ここで第１図に示す特別の形態に戻って、上述の各サ
ブシステムの設置を更に詳しく述べることにする。 すでに説明した通り、フィルタＨは単に変換器11の伝
達関数の電気的「書換え」（トランスクリプション）で
ある。従って、その出力信号ｙ（ｔ）は圧力室からその
出口まで、その変換器11により発生する音波を表わして
いる。中に、抵抗R₁、インダクタL₁並びに、平行に接地
されているコンデンサC₂と抵抗R₂がその後段にあるコン
デンサC₁から成る直列分岐がある。これらの直列及び分
流分岐の組合わせは二個の単一ゲイン整合増幅器A₁及び
A₂間に挿入されている。 前述のごとく、非活性要素R₁,L₁,C₁,C₂及びR₂の値を
計算することは、圧力室までの変換器の伝達関数が与え
られている場合に当業者の通常の能力の範囲である。 第２フィルタH^-1の伝達関数はフィルタＨのそれの逆
である。この第２フィルタは三個の演算増幅器A₃、A₄,A
₅から成っている。上記遅延手段によって供給される信
号は、演算増幅器A3₃に基づく第２次高域フィルタ及び
演算増幅器A₄に基づく第２次低域フィルタの対応する入
力に印加される。これらの二個のフィルタの出力は従来
の合計回路に、フィードバック抵抗R_Cに関連する増幅器
A₅の反転入力に接続されている二個の抵抗R₃,R₄を介し
て印加される。この高域フィルタは、増幅器A₃の非反転
入力に接続されている二個のコンデンサC₃,C₄と、この
入力と接地間に接続されている抵抗R₅と、これら二個の
コンデンサの共通点と当該増幅器の反転入力間に接続さ
れている抵抗R₆から成る直列分岐を含む。全フィードバ
ックは当該増幅器に印加されている。同様にこの低域フ
ィルタは、増幅器A₄の非反転入力に接続されている抵抗
R₇,R₈と、この入力と接地間に接続されているコンデン
サC₅と、これら二個の抵抗の共通点と増幅器A₄の反転入
力間に接続されているコンデンサC₆から成る直列分岐を
含む。全フィードバックは当該増幅器に印加されてい
る。 示されている例では、上記可変遅延手段はその入力が
入力38と一致し、従ってサンプラ40の出力に接続されて
いるアナログ・デジタル変換器48と、バッファメモリ50
とデジタル・アナログ変換器52から成るカスケード回路
から構成されている。このメモリ50はデータを所定の速
度で書き込むように変換器48により駆動される書き込み
制御入力51と、制御入力34と一致している読みだし制御
入力とを有している。この入力に存在するパルスは上記
演算手段によって供給される信号によって決定され、こ
れらパルスによりメモリの可変速度で読み出しが決定さ
れる。上記バッファメモリ50は例えば［FIFO］形、つま
りメモリに最初に書き込まれる情報は、読み出し制御入
力に印加されるパルスの周波数に依存する可変時間遅延
後に同様にメモリから最初に出力される情報であること
を意味する。変換器52の出力にある、再構築されたアナ
ログ信号は変換器11に転送される前にフィルタH^-1の入
力に印加される。 メモリ50と二個の変換器48及び52の組合わせは切換コ
ンデンサ要素（「CCD」形）のカスケード回路で置き換
えることができる。 演算手段Ｃは信号ｙ（ｔ）の連続するサンプルを受け
取る。これらは演算増幅器A₆及び二個の抵抗R₉,R₁₀を組
み込んだ第一増幅器段60を含む。抵抗R₉は入力42と増幅
器A₆の反転入力間に接続されている。R₁₀はフィードバ
ック抵抗である。抵抗R₉とR₁₀で画定される増幅器A₆の
ゲインは下記の定数を表わしている。 従って、増幅器段60の出力はサンプラ40により供給さ
れる各サンプルに対するξｏを表わしている。この出力
は二個の合計回路61,62の入力に接続されている。回路6
1は、段60の出力と演算増幅器A₇の反転入力間に接続さ
れる抵抗R₁₁および電圧基準RE₁と同反転入力間に接続さ
れる抵抗R₁₂を含んでいる。R₁₃はフィードバック抵抗で
ある。抵抗R₁₄は増幅器A₇の非反転入力と接地間に接続
されている。電圧基準RE₁は値１を表わし、抵抗値は１
＋ξｏを表わす電圧を発生するために選択される。合計
回路62は、上記増幅器A₇および抵抗R₁₁〜R₁₄と同じよう
にそれぞれ接続された演算増幅器A₈と抵抗R₁₅〜R₁₉を含
んでいる。これら抵抗値は下記のものを表わす電圧を発
生させるために選択される。 １＋ξ₀exp（−mL） 上記二個の合計回路の出力は、二個の対数増幅器と一
個の差動増幅器を含む公知の回路65の二つの入力にそれ
ぞれ抵抗R₂₀,R₂₁を介して接続されている。従って、こ
の回路は下記のものを表わす電圧を発生する。 この電圧は、演算増幅器A₉及び上記抵抗R₁₁〜R₁₄と同
じように接続された抵抗R₂₂〜R₂₅を含んでいる他の合計
回路66の入力に印加される。抵抗R₂₃は値1/Coを表わす
電圧基準RE₂に接続されている。従って、出力36と一致
する増幅器A₉の出力はエクスポーネンシャル形ホーンス
ピーカの場合に適用される時間遅延τを表わしている。
出力36は、バイアスをかけられ1/τ（周波数の次元を持
っている）を表わす出力電圧を発生し、その出力が前記
可変遅延手段Ｔの読みだし制御入力34にパルスを供給す
る電圧・周波数変換器70の入力に接続されている公知の
アナログ分割器68に接続されている。遅延手段を通るサ
ンプルに体系的に適用される一定の時間遅延は変換器70
に統合されている単安定装置及び上記パルスの立ち下が
りでメモリ50を読みだし操作をすることにより発生され
る。 本装置の動作は前述の記載から明瞭であろう。増幅器
32により供給される信号はサンプルされる前に第１フィ
ルタＨで濾過される。各サンプルは演算手段Ｃによりそ
の振幅の関数として同時に演算される可変量により遅延
される。このように処理されたこれらサンプルは第２フ
ィルタH^-1を介しスピーカ11に連続して印加される。 第３図の回路は、前置増幅器32とスピーカ11間にスピ
リアス切換えノイズ発生の危険性を避けるために使用し
てもよい。この実施例では前置補正装置30aは第２図を
参照して説明したものと同様であるが、増幅器32の出力
とスピーカ11間の信号路を分流する補正ループ76に接続
されている。固定遅延手段Toは増幅器32の出力とスピー
カ11を駆動する出力を持つ加算増幅器78の入力間に接続
されている。差動増幅器80により、上記前置補正回路の
出力は遅延手段Toの出力と結合され、その結果生じる補
正信号は加算増幅器78の別の入力に印加される。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ダル フィト，ディディール フランス国・メス エフ‐57000・ルー パスチュール 10 (56)参考文献 特開 昭50−130401（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04R 3/00

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．電子音響変換器、特に圧力室形スピーカのような高
   効率変換器（11）に適用することを目的とした可聴周波
   数電気信号を処理する装置において、 前記可聴周波数電気信号（ｅ（ｔ））又は当該信号より
   得られた信号（ｙ（ｔ））を表わす情報を受け取る一つ
   の入力（42）と出力（36）とを備え、前記変換器により
   発生された音波の位相変化に起因する歪みを実質的に補
   正するために、該信号又は当該信号より得られた信号に
   対して、該信号の振幅に応じた可変な時間遅延を表す出
   力信号を発生する演算手段（Ｃ）と、 前記可聴周波数電気信号又は当該信号より得られた信号
   を受け取る信号入力（38）と、上記演算手段の出力から
   上記可変時間遅延の上記出力信号が入力される制御入力
   （34）を有し、前記信号又は当該信号より得られた信号
   を該出力信号に従って遅延させる可変遅延手段（Ｔ）
   と、 を備えたことを特徴とする処理装置。 ２．前記信号又は当該信号より得られた前記信号を受取
   りそれの連続するサンプルをその出力に供給するサンプ
   リング手段（40）を備え、かつ 前記サンプリング手段の出力は前記演算手段の前記入力
   に接続され、該演算手段は演算を行ってそれぞれのサン
   プルの振幅に応じた前記可変な時間遅延を表す出力信号
   を発生し、前記可変遅延手段の信号入力（38）が前記サ
   ンプリング手段の前記出力に接続されていることを特徴
   とする請求の範囲第１項記載の処理装置。 ３．第１のフィルタ（Ｈ）が前記演算手段の入力側に挿
   入され、該フィルタが前記変換器の伝達関数と少なくと
   も近似的に等価な伝達関数を有することを特徴とする請
   求の範囲第２項記載の処理装置。 ４．第１のフィルタ（Ｈ）が前記演算手段（Ｃ）の入力
   側及び前記可変遅延手段（Ｔ）の入力側に挿入されてい
   ることを特徴とする請求の範囲第３項記載の処理装置。 ５．第２のフィルタ（H^-1）が前記可変遅延手段の出力
   側に挿入され、該第２のフィルタが前記第１のフィルタ
   の伝達関数と少なくとも近似的に逆の伝達関数を有する
   ことを特徴とする請求の範囲第４項記載の処理装置。 ６．前記可変遅延手段（Ｔ）はその入力が前記サンプリ
   ング手段の出力に接続されているアナログ・デジタル変
   換器（48）と、書き込み制御入力（51）及び前記制御入
   力（34）を有するバッファメモリ（50）と、デジタル・
   アナログ変換器（52）から成るカスケード回路から構成
   され、前記制御入力は電圧・周波数変換器（70）を介し
   て前記演算手段（Ｃ）の出力に接続されていることを特
   徴とする請求の範囲第２項〜第５項のいずれか一に記載
   の処理装置。 ７．前記可変遅延手段（Ｔ）は本質的に切り換えコンデ
   ンサまたは「CCD」要素から成るカスケード回路から構
   成されていることを特徴とする請求の範囲第２項〜第５
   項のいずれか一に記載の処理装置。 ８．前記処理装置が前記電気信号を発生する手段（32）
   と前記変換器（11）との間に挿入されることを特徴とす
   る請求の範囲第１項〜第７項のいずれか一に記載の処理
   装置。 ９．前記処理装置が前記電気信号を発生する手段（32）
   と加算手段（78）の一つの入力との間の補正ループ（7
   6）に挿入され、前記加算手段の他の入力は固定遅延手
   段（To）を介して前記電気信号を発生する手段に接続さ
   れていることを特徴とする請求の範囲第１項〜第８項の
   いずれか一に記載の処理装置。