JP3167259B2 - 音響再生装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、オーディオ信号を忠
実に再生するように再生特性を改善した音響再生装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】図３７は、例えば特開昭５８−５０８１
２号公報に開示された従来の音響再生装置の構成を示す
図である。図において、１は入力端子、２は入力端子１
に加えられるオーディオ信号の伝送特性を可変する非巡
回型ディジタルフィルタ、３は電力増幅器、４はスピー
カ、５は受聴位置、１００は伝達関数Ｈ０を有する演算
ブロックである。この伝達関数Ｈ０は、スピーカ４の周
波数振幅特性の逆特性を含むスピーカ４から受聴位置５
までの周波数振幅特性の逆特性に相当するものである。

【０００３】図３８は、従来の音響再生装置のスピーカ
４を音導管と組み合わせた音導管形スピーカの構成を示
す図である。図において、参照番号１〜５は図３７と対
応するものを示し、１０１は伝達関数Ｈ１を有する演算
ブロックである。この伝達関数Ｈ１は、スピーカ４と音
導管２００の周波数振幅特性の逆特性を含むスピーカ４
から受聴位置５までの周波数振幅特性の逆特性に相当す
るものである。

【０００４】図３９は、スピーカ４そのものの再生特性
を示す図である。また、図４０は、スピーカ４から受聴
位置５までの伝達特性を示す図であり、詳しくは、非巡
回型ディジタルフィルタ２を設けずに、図３９に示す特
性を有するスピーカ４を図３８に示す音導管２００と組
み合わせた構成でオーディオ信号を再生した時の、受聴
位置５における受聴特性を示す図である。

【０００５】図４１は、図４０の受聴特性の逆特性を示
す図であり、スピーカ４が図３９に示されている再生特
性を有する時に、演算ブロック１０１で求めた伝達関数
Ｈ１による伝達特性である。図４２は、従来の音響再生
装置においてオーディオ信号を再生したときの受聴特性
の一例を示す図である。これは、図４１に示す伝達関数
Ｈ１を有する演算ブロック１０１を用いて非巡回型ディ
ジタルフィルタ２の伝送特性を可変して、図３８のスピ
ーカ構成で図３９の周波数振幅特性を有するスピーカ４
によりオーディオ信号を再生した場合の、受聴位置５に
おける受聴特性に相当するものである。

【０００６】つぎに、図３８のように構成された音導管
形スピーカを含む音響再生装置の再生動作を説明する。
入力端子１から入力したオーディオ信号は、図４１に示
した伝送特性を有する非巡回型ディジタルフィルタ２に
より変換される。図４１の伝送特性は演算ブロック１０
１の伝達関数Ｈ１に一致しており、スピーカ４の周波数
振幅特性の逆特性と音導管２００の周波数振幅特性の逆
特性と音場空間の伝達特性の逆特性とを総合した特性、
即ち図３９のスピーカ４自身の再生特性の逆特性であ
る。さらに、非巡回型ディジタルフィルタ２で伝送特性
を可変したオーディオ信号は、電力増幅器３に入力さ
れ、電力増幅された後、スピーカ４から放射され、音導
管２００と空間を介して受聴位置５に到達する。その結
果、受聴位置５における音響パワーは、図４２に示すよ
うな受聴特性を示すこととなる。

【０００７】図４３は、受聴位置５で図４２の受聴特性
が得られたときの、音導管の開口部における放射音響特
性を示す図である。ここで、図４２の受聴特性が得られ
るということは、音場空間に対する音源である音導管２
００の開口部から放射される音響パワーが、受聴位置５
において図４３のような放射音響特性を有するというこ
とである。

【０００８】また、従来の音響再生装置には、受聴位置
におけるスピーカの音圧周波数特性を適応信号処理手段
により自動的に補正するものがあった。図４４は、例え
ば特開昭５３−１２０４０１号公報に開示された、特性
補正用のイコライザを使用した従来の音響再生装置の構
成を示す図である。図において、１１はプレーヤシステ
ム、１２はテープデッキで、ともにプログラムソースの
一例である。１３はイコライザ、１４は増幅器、１５は
スピーカで、これらにより通常の再生系が構成される。
１６はマイクロホン、１７は演算部、１８は雑音源、１
９は受聴位置における試聴者である。

【０００９】つぎに、図４４の音響再生装置の動作を説
明する。図において、雑音源１８の雑音信号ｘ（ｔ）
は、増幅器１４を介してスピーカ１５に入力され、また
演算部１７にも入力される。スピーカ１５から放射され
た雑音信号ｘ（ｔ）は、受聴位置に設置されたマイクロ
ホン１６に入力され、音場空間の情報を含んだ受聴信号
ｙ（ｔ）となって演算部１７に入力される。演算部１７
では、雑音信号ｘ（ｔ）と信号ｙ（ｔ）とのクロススペ
クトル計算が実行される。これにより、スピーカ１５か
らマイクロホン１６に至る音場空間を含む音響再生系の
伝達関数を求め、さらにその逆特性を計算してイコライ
ザ１３に設定する。このような特性補正用のイコライザ
１３を使用することで音響再生系の伝達関数が補正で
き、受聴位置での音圧周波数特性の平坦化を図ることが
できる。

【００１０】図４５は、図４４の音響再生装置における
クロススペクトル演算のための演算部１７の構成を示す
ブロック図である。図において、２０は雑音信号ｘ
（ｔ）の入力端子、２１はマイクロホン１６からの受聴
信号ｙ（ｔ）の入力端子、２２、２３はＡ／Ｄ変換器、
２４、２５はフーリエ変換器、２６は分離器、２７、２
８は掛算器、２９は演算器、３０はメモリである。入力
端子２０、２１にそれぞれ入力されたｘ（ｔ）、ｙ
（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換器２２、２３で量子化され、フー
リエ変換器２４、２５で周波数変換される。この周波数
変換の結果、雑音信号ｘ（ｔ）に対応する複素信号Ｘが
分離器２６に入力され、受聴信号ｙ（ｔ）に対応する複
素信号Ｙは掛算器２８に入力される。分離器２６から
は、複素信号Ｘの複素共役信号Ｘ^* が掛算器２７、２８
に出力され、それぞれ掛算器２７、２８において、ＸＸ
^* とＸ^* Ｙとが演算される。そして、これらＸＸ^* とＸ
^* Ｙに基づいて演算器２９によりクロススペクトルＸ^*
Ｙ／ＸＸ^* が演算され、メモリ３０には補正のための逆
周波数特性が記憶される。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】従来の音響再生装置は
以上のように構成されているので、受聴位置５で検出さ
れる受聴特性は、音源からの直接音と空間による反射音
とを総合したものとなる。この反射音は、音源からの直
接音に起因して発生するものであるから、元来の直接音
が乱れていれば、発生する反射音も乱れたものとなって
しまう。

【００１２】しかし、従来の音響再生装置では、伝達関
数Ｈ１の特性を持つ非巡回型ディジタルフィルタ２を用
いて音導管形スピーカからオーディオ信号の再生を行な
った場合、音源である音導管の開口部から放射される音
響パワー、すなわち受聴位置５において直接音として検
出される信号は、図４３に示すようにスピーカ４の有す
る再生特性よりも劣化する。

【００１３】また、スピーカ４の特性には、図４６に示
すようにロット毎に個体差があって、同一品種であって
も同一の特性を実現することができない。さらに、スピ
ーカの機種が変更された時には、その特性は全く異なる
ものとなる。たとえば、図４７のような再生特性を有す
るスピーカにおける受聴特性は、演算ブロック１０１で
求めた伝達関数Ｈ１による非巡回型ディジタルフィルタ
２を用いて補正したとしても、図４２の受聴特性のよう
に同一の周波数特性とはならない。図４８は、図４７の
スピーカを使用した場合の受聴特性の一例を示す図であ
り、この周波数特性は図４２の受聴特性とは明らかに異
なる。そのため、スピーカ４の周波数振幅特性の逆特性
までも含めて非巡回型ディジタルフィルタ２の補正特性
を決定した場合には、スピーカ４の特性が変化する毎に
加重係数を変更して、異なる伝達関数を実現しなければ
ならないという問題点もあった。

【００１４】さらに、特性補正用のイコライザを使用し
た従来の音響再生装置では、時間領域と周波数領域との
演算が交互に実行され、補正すべき逆周波数特性の演算
手順が繁雑になるという問題点があった。しかも、演算
精度を向上するためには、一般にハードウエア規模が大
きくなり、構成も複雑化するなどの問題点もあった。

【００１５】本発明は上記のような問題点を解決するた
めになされたもので、第１の目的は、音源である音導管
の開口部から放射される音響パワーが、スピーカ自身の
有する特性よりも劣化しない音響再生装置を提供するこ
とである。

【００１６】本発明の第２の目的は、音導管形スピーカ
においてスピーカの機種等が変更になった場合でも、非
巡回型ディジタルフィルタの特性を変更する必要がない
音響再生装置を提供することである。

【００１７】また、本発明の第３の目的は、受聴位置で
の音圧周波数特性の補正のために逆フィルタ用の係数デ
ータ演算を、適応信号処理手段によって自動的に補正す
ることができる音響再生装置を提供することである。

【００１８】さらに、本発明の第４の目的は、サンプリ
ング周波数の２分の１よりも高い周波数帯域までアナロ
グ信号を忠実に再生できる安価な音響再生装置を提供す
ることである。

【００１９】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る音響再生
装置は、非巡回型ディジタルフィルタにより可変される
オーディオ信号を電力増幅して、所定のスピーカから音
響放射を行なう音響再生装置において、前記スピーカの
前面に配置された音導管と、この音導管の伝達特性の逆
特性を実現する非巡回型ディジタルフィルタを含む音声
信号処理手段と、前記オーディオ信号の振幅特性のみを
可変する直線位相イコライザとを有することを特徴とす
る。

【００２０】請求項２に係る音響再生装置は、非巡回型
ディジタルフィルタにより可変されるオーディオ信号を
電力増幅して、所定のスピーカから音響放射を行なう音
響再生装置において、前記スピーカの前面に配置された
音導管と、この音導管の開口部に配置された音響抵抗と
前記音導管と前記音響抵抗との総合伝達特性の逆特性を
実現する非巡回型ディジタルフィルタを含む音声信号処
理手段と、前記オーディオ信号の振幅特性のみを可変す
る直線位相イコライザとを有することを特徴とする。

【００２１】

【００２２】請求項３に係る音響再生装置は、適応型有
限長インパルス応答（ＦＩＲ）ディジタルフィルタによ
ってオーディオ信号を可変して再生する音響再生装置に
おいて、前記ＦＩＲディジタルフィルタを含む音声信号
処理手段と、前記音声信号処理手段をオーディオ信号源
と雑音源とに切替えて接続する切替え手段と、再生され
るオーディオ信号の受聴位置に配置される音響レベル検
出手段とを備え、前記切替え手段により雑音源からの信
号を再生して、前記音響レベル検出手段によって検出さ
れた信号と雑音源からの信号とに基づいて、前記音声信
号処理手段により前記ＦＩＲ型ディジタルフィルタに逆
フィルタ用の係数データを生成してから固定し、次に前
記切替え手段によりオーディオ信号源と接続された前記
ＦＩＲ型ディジタルフィルタを用いて受聴位置における
音圧周波数特性を補正するようにしたことを特徴とす
る。

【００２３】請求項４に係る音響再生装置は、前記音響
レベル検出手段は、マイクロホン付きのリモコン装置で
あることを特徴とする。

【００２４】請求項５に係る音響再生装置は、前記音声
信号処理手段は、逆フィルタ用の係数データを生成する
ＦＩＲ型ディジタルフィルタとは別に、音圧周波数特性
を補正するためのディジタルフィルタを備えていること
を特徴とする。

【００２５】請求項６に係る音響再生装置は、前記音声
信号処理手段は、ディジタルフィルタを構成する複数の
係数乗算器とは別に加算器へ接続した伝送路を設けたこ
とを特徴とする。

【００２６】請求項７に係る音響再生装置は、前記音声
信号処理手段は、ディジタルフィルタを構成する複数の
係数乗算器とは別に、オーディオ信号の振幅レベルを調
整する係数乗算器を有していることを特徴とする。

【００２７】請求項８に係る音響再生装置は、前記音声
信号処理手段を構成するディジタルフィルタは、選択制
御信号によって複数の係数乗算器の中からいずれか一つ
を選択するように構成されていることを特徴とする。

【００２８】請求項９に係る音響再生装置は、入力され
たアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器と、前記Ａ／Ｄ変換器で変換されたディジタル信号を
処理する演算処理器と、前記演算処理器から出力された
ディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器
とを備えた音響再生装置において、入力されたアナログ
信号のうち前記演算処理器で処理される周波数帯域より
も高い周波数帯域の信号成分を抽出する高域通過フィル
タと、前記高域通過フィルタで抽出された信号成分を前
記演算処理器で処理されＤ／Ａ変換されたアナログ信号
と加算する加算手段とを備えたことを特徴とする。

【００２９】請求項１０に係る音響再生装置は、前記高
域通過フィルタで抽出された信号成分のアナログ信号レ
ベルを変換する信号増幅手段を備えたことを特徴とす
る。

【００３０】請求項１１に係る音響再生装置は、前記高
域通過フィルタで抽出された信号成分に遅延を与える遅
延手段を備えたことを特徴とする。

【００３１】

【作用】請求項１に係る音響再生装置においては、非巡
回型ディジタルフィルタにより実現される音導管の逆特
性が、音響信号に対するスピーカの前面に配置された音
導管の特性を予め取り除くように、入力されたオーディ
オ信号の位相と振幅の特性を変更できるとともに、直線
位相イコライザによってスピーカの位相特性を変化させ
ることなしに、音導管から放射される音響特性のうち振
幅特性のみを変更できる。

【００３２】請求項２に係る音響再生装置においては、
非巡回型ディジタルフィルタにより実現される音導管と
音響抵抗との逆特性が、音響信号に対するスピーカの前
面に配置された音導管の特性と音響抵抗の特性とを予め
取り除くように、入力されたオーディオ信号の位相と振
幅の特性を変更できるとともに、直線位相イコライザに
よってスピーカの位相特性を変化させることなしに、音
導管から放射される音響特性のうち振幅特性のみを変更
できる。

【００３３】

【００３４】請求項３に係る音響再生装置においては、
音声信号処理手段における適応信号処理により逆フィル
タ用の係数データを時間領域だけで演算できるので、ハ
ードウエア規模を小さくでき、演算アルゴリズムの簡素
化を図ることができる。

【００３５】請求項４に係る音響再生装置においては、
リモコン装置によるワイヤレス伝送によってマイクロホ
ン設定や逆フィルタ用の係数データの演算や、特性補正
作業の効率化が図れる。

【００３６】請求項５に係る音響再生装置においては、
適応型ＦＩＲディジタルフィルタによる逆フィルタ用の
係数データ演算部と、実際の特性補正を実行するＦＩＲ
ディジタルフィルタとを分離して構成したので、オーデ
ィオ信号の再生に当って演算アルゴリズムの簡素化を図
ることができる。

【００３７】請求項６に係る音響再生装置においては、
ディジタルフィルタを構成する複数の係数乗算器とは別
に、入力信号を加算器へ接続することにより、音声信号
処理手段で設定された補正特性とは異なる電気音響変換
器においてもオーディオ信号の再生特性が乱されること
がない。

【００３８】請求項７に係る音響再生装置においては、
ディジタルフィルタを構成する複数の係数乗算器とは別
に、オーディオ信号の振幅レベルを調整する係数乗算器
を有しているので、音圧周波数特性の補正は行なわない
が、振幅レベルのみを補正したオーディオ信号を再生で
きる。

【００３９】請求項８に係る音響再生装置においては、
音声信号処理手段に設定された電気音響変換器の特性と
は異なる特性のものによってオーディオ信号を再生する
場合には、選択制御信号によってディジタルフィルタの
複数の係数乗算器の中からいずれか一つを選択するよう
にしたので、音声信号処理手段とは別に伝送路を設ける
必要がなくなる。

【００４０】請求項９に係る音響再生装置においては、
入力されたアナログ信号のうち、演算処理器に入力され
ない帯域成分のアナログ信号を高域通過フィルタで抽出
して、ディジタル演算処理されてＤ／Ａ変換器から出力
されたアナログ信号成分と加算される。

【００４１】請求項１０に係る音響再生装置において
は、前記高域通過フィルタで抽出された信号成分のアナ
ログ信号レベルを、信号増幅手段によって調整したうえ
で、前記Ｄ／Ａ変換器から出力されたアナログ信号成分
と加算される。

【００４２】請求項１１に係る音響再生装置において
は、前記高域通過フィルタで抽出されたアナログ信号、
あるいは前記信号増幅手段によって調整されたアナログ
信号を、前記ディジタル演算処理による遅延時間だけ遅
延をかけてから、前記Ｄ／Ａ変換器から出力されたアナ
ログ信号成分と加算される。

【００４３】

【実施例】以下、添付した図面を参照して、この発明の
実施例を説明する。

【００４４】実施例１．図１は、この発明の実施例１に
おける音響再生装置の構成を示す図である。図におい
て、参照番号１〜５および１０１、２００は前述した従
来装置（図３８）と同一のものであるから、その説明は
省略する。１０２はスピーカ４のみの周波数振幅特性の
逆特性に相当する伝達関数Ｈ２を有する演算ブロック、
１０３は音導管２００のみの周波数振幅特性の逆特性に
相当する伝達関数Ｈ３を有する演算ブロック、１０４は
音導管２００の開口部から受聴位置５までの音響空間の
みの特性に相当する伝達関数Ｈ４を有する演算ブロック
である。ここでは、伝達関数Ｈ３を有する演算ブロック
１０３のみによって非巡回型ディジタルフィルタ２の係
数データを決定している。

【００４５】図２は、スピーカ４を電気音響変換器とす
る音響再生装置の再生特性の一例であって、音導管２０
０の開口部における放射音響特性を示す図である。非巡
回型ディジタルフィルタ２により音導管２００の逆特性
が実現されるため、この図２に示す再生特性は、（スピ
ーカ４自身の再生特性）＋（音導管２００の特性）＋
（音導管２００の逆特性）という３つの構成要素を総合
したものとなるが、ここで（音導管２００の特性）＋
（音導管２００の逆特性）は互いに打消し合って０とな
るため、結果として図３９に示したスピーカ自身の再生
特性と一致する。また図３には、図４７に示すような別
の再生特性を持つスピーカを使用した場合の、音響再生
装置の再生特性を示す図である。この場合でも、音響再
生装置の音導管２００の開口部におけるこの放射音響特
性は、伝達関数Ｈ３を有する演算ブロック１０３に基づ
いて決定されるから、結果として図４７に示したスピー
カ自身の再生特性と一致する。

【００４６】次に、上記実施例１の音響再生装置の再生
動作について説明する。入力端子１から入力されたオー
ディオ信号は、非巡回型ディジタルフィルタ２におい
て、演算ブロック１０３の特性に基づいて可変される。
この演算ブロック１０３の伝達関数Ｈ３は、非巡回型デ
ィジタルフィルタ２に対して音導管２００の伝達特性を
打消す特性を付与するように作用する。この非巡回型デ
ィジタルフィルタ２の伝達特性により可変されたオーデ
ィオ信号は、電力増幅器３に入力され、電力増幅された
後、スピーカ４から音響パワーとして音導管２００の開
口部を通して空間に向けて放射される。

【００４７】こうして、再生特性が図３９に示すスピー
カ４でオーディオ信号の再生を行なった場合には、音場
空間に対する音源となる音導管２００の開口部における
放射音響特性から音導管２００の影響が除去され、図２
に示すように、スピーカ４自身の再生特性（図３９）と
一致した特性が実現できる。

【００４８】また、図３９の再生特性とは異なる、例え
ば図４７のような特性を有するスピーカを電気音響変換
器とする音響再生装置であっても、伝達関数Ｈ３を有す
る演算ブロック１０３を用いて非巡回型ディジタルフィ
ルタ２の係数データを決定してオーディオ信号の再生を
行なえば、図３の音導管開口部の放射音響特性は音導管
２００の影響が除去された、スピーカ４自身の再生特性
（図４７）と一致したものになる。

【００４９】実施例２．図４は、この発明の実施例２に
おける音響再生装置の構成を示す図である。図におい
て、参照番号１〜５および２００は前述した従来装置
（図３８）と同一のものであるから、その説明は省略す
る。３００は、音導管２００の開口部からの音響放射に
対して高域を劣化させる伝達特性を有した音響抵抗であ
る。２０１は、音導管２００と音響抵抗３００と受聴位
置５までの空間の総合伝達特性に対する逆特性に相当す
る伝達関数Ｈ５を有する演算ブロック、１０２はスピー
カ４のみの伝達特性に対する逆特性に相当する伝達関数
Ｈ２を有する演算ブロック、１０３は音導管２００のみ
の伝達特性に対する逆特性に相当する伝達関数Ｈ３を有
する演算ブロック、２０２は音響抵抗のみの伝達特性に
対する逆特性に相当する伝達関数Ｈ６を有する演算ブロ
ック、１０４は音響抵抗３００から受聴位置５までの音
響空間のみの伝達特性に対する逆特性に相当する伝達関
数Ｈ４を有する演算ブロックである。また、２０３は、
音導管２００と音響抵抗３００との総合伝達特性に対す
る逆特性に相当する伝達関数Ｈ７を有する演算ブロック
である。ここでは、伝達関数Ｈ７を有する演算ブロック
２０３のみによって非巡回型ディジタルフィルタ２の係
数データを決定している。

【００５０】図５は、上記音響抵抗３００の伝達特性の
一例を示す図である。音響抵抗３００は、１０００Ｈｚ
より高域の音響パワーレベルを劣化させる機能を有して
いる。この種の音響抵抗３００は、図６に示すように、
音導管２００の開口部を覆うように薄布を設けてもよい
し、或いは図７に示すような、多数の微細穴を形成した
薄板状のパンチングメタルにより音導管２００の開口部
を覆うこともできる。さらに、図８に示すように、音導
管２００の開口部面積を狭搾した状態で、空気流動性を
阻害する音響抵抗３００を設けることも可能である。

【００５１】次に、上記音響再生装置の動作について説
明する。実施例１と同様に、入力端子１から入力された
オーディオ信号は、非巡回型ディジタルフィルタ２にお
いて伝達関数Ｈ７を有する演算ブロック２０３の特性で
可変される。この演算ブロック２０３の伝達関数Ｈ７
は、非巡回型ディジタルフィルタ２に対して音導管２０
０と音響抵抗３００との伝達特性を打消す特性を付与す
るように作用する。この非巡回型ディジタルフィルタ２
の伝達特性により可変されたオーディオ信号は、電力増
幅器３に入力され、電力増幅された後、スピーカ４から
音響パワーとして音導管２００の開口部を通して音響抵
抗３００を介して空間に向けて放射される。このとき放
射される音響パワーは、スピーカ４自身の再生特性と一
致したものになる。

【００５２】実施例３．実施例３は、スピーカの位相特
性を保持して、振幅特性を改善した音響再生装置の例で
ある。図９は、この発明の実施例３における音響再生装
置の構成を示す図である。図において、参照番号１〜
５、１０２〜１０４および２００は前述した実施例１
（図１）と同一のものであるから、その説明は省略す
る。３０１は、音導管２００の開口部から放射される音
響パワーの位相周波数特性は変更せず、振幅周波数特性
のみを変更するように設計され、非巡回型ディジタルフ
ィルタ２の前段に配置された直線位相イコライザであ
る。

【００５３】図１０には、直線位相イコライザ３０１に
よって低音再生能力を変更した場合の、音導管開口部に
おける放射音響特性及び位相特性を示す。ここで、３０
２は直線位相イコライザ３０１の特性、３０３は直線位
相イコライザ３０１を使用していない場合の音導管開口
部の放射音響特性、３０４は直線位相イコライザ３０１
を使用した場合の音導管開口部の放射音響特性、３０５
は直線位相イコライザ３０１を使用していない場合の音
導管開口部の位相特性、３０６は直線位相イコライザ３
０１を使用した場合の音導管開口部の位相特性である。

【００５４】次に、上記音響再生装置の動作について説
明する。直線位相イコライザ３０１が、入力端子１から
入力されたオーディオ信号の振幅周波数特性を可変する
ことによって、音導管２００の開口部からは、実施例１
あるいは実施例２で示したようなスピーカ４の再生特性
そのものではなく、振幅周波数特性に関して変化した音
響パワーが放射される。直線位相イコライザ３０１は、
非巡回型ディジタルフィルタ２で求められる音導管２０
０の逆特性に対して、位相特性は変更することなく、振
幅特性だけを変更するのである。これにより、音導管２
００の開口部から放射される音響パワーは、スピーカ４
自身の位相特性と一致し、かつその振幅特性が改善され
たものになる。

【００５５】なお、ここでは直線位相イコライザ３０１
を非巡回型ディジタルフィルタ２の前段に配置した場合
を説明したが、後段に配置してもよい。また、非巡回型
ディジタルフィルタ２の特性と直線位相イコライザ３０
１の特性を合成したディジタルフィルタによって同様の
効果を得ることもできる。さらに、ここでは低音再生の
改善について説明したが、全ての周波数領域の改善に際
しても同様の手段を用いることが可能である。

【００５６】実施例４．以下の実施例４乃至実施例９で
は、受聴位置での音圧周波数特性を自動補正する適応信
号処理手段を有する音響再生装置について説明する。

【００５７】図１１は、この発明の実施例４における音
響再生装置の構成を示す図である。図において、５０は
音声信号入力端子、５１は例えばＭ系列信号として雑音
を生成する雑音源、５２は切替えスイッチ、５３は逆フ
ィルタ用の係数データ演算装置である。この係数データ
演算装置５３は、適応型ＦＩＲ（Finite Impulse Respo
nse：有限インパルス応答）ディジタルフィルタ５４、
適応信号処理アルゴリズムとして例えばＬＭＳ（Least
Mean Square：最小２乗平均法）アルゴリズムを用いた
演算部５５（以下ＬＭＳ演算部５５という）、遅延回路
５６および加算器５７から構成される。また、５８はＤ
／Ａ変換器、５９は増幅器、６０はスピーカ、６１はマ
イクロホン、６２は増幅器、６３はＡ／Ｄ変換器であ
る。

【００５８】次に、上記音響再生装置の動作について説
明する。まず、係数データ演算装置５３では、後述する
適応信号処理アルゴリズムに従って適応型ＦＩＲディジ
タルフィルタ５４に逆フィルタ用の係数データを生成す
る。このために、切替えスイッチ５２を雑音源５１側に
切替え、Ｍ系列信号を適応型ＦＩＲディジタルフィルタ
５４、Ｄ／Ａ変換器５８および増幅器５９を介してスピ
ーカ６０に入力する。スピーカ６０から放射された雑音
は、受聴位置に設置されたマイクロホン６１で検出さ
れ、増幅器６２で増幅され、Ａ／Ｄ変換器６３を介して
逆フィルタ用の係数データ演算装置５３に入力される。
この係数データ演算装置５３では、入力された受信信号
ｒ（ｋ）および雑音源５１からのＭ系列信号ｘ（ｋ）に
基づいて逆フィルタ用の係数データを生成する。

【００５９】なお、伝達関数ｈｓ（ｋ）はスピーカ６０
からマイクロホン６１までの音場空間の状態によって決
まるもので、音響系の電気音響系の伝達関数は切替えス
イッチ５２から適応型ＦＩＲディジタルフィルタ５４、
Ｄ／Ａ変換器５８、増幅器５９、スピーカ６０、マイク
ロホン６１、増幅器６２、Ａ／Ｄ変換器６３を介して係
数データ演算装置５３に至る系の特性によって決定さ
れ、次に述べるようにその逆特性が適応型ＦＩＲディジ
タルフィルタ５４の伝達関数として実現される。

【００６０】図１２は、上記係数データ演算装置５３に
おける係数データの演算手順を示すフローチャートであ
る。まず、受信信号ｒ（ｋ）は、極性反転されてから加
算器５７に入力される。一方、雑音源５１からのＭ系列
信号ｘ（ｋ）は、３つに分岐され、１つは切替えスイッ
チ５２を介して適応型ＦＩＲディジタルフィルタ５４に
入力され、１つはＬＭＳアルゴリズムの参照信号ｄ
（ｋ）としてＬＭＳ演算部５５に入力され、１つは遅延
回路５６を介して加算器５７に入力される。このとき、
遅延回路５６の遅延時間は、逆フィルタ用係数データが
具体的に実現できるように、あらかじめ任意の値に設定
されるものとする。ＬＭＳ演算部５５では、遅延回路５
６により遅延されたＭ系列信号を参照信号ｄ（ｋ）とし
て、加算器５７で演算された受信信号ｒ（ｋ）との誤差
信号ｅ（ｋ）が入力され、この誤差信号ｅ（ｋ）とＭ系
列信号ｘ（ｋ）とから、次式で表される係数データＨを
繰り返し更新する。 Ｈ（ｋ＋１）＝Ｈ（ｋ）＋２μｅ（ｋ）ｘ（ｋ）

【００６１】このように演算される係数データＨを適応
型ＦＩＲディジタルフィルタ５４に設定して、適応動作
の収束まで繰り返し更新していく。ここで、ＬＭＳアル
ゴリズムでの収束判定としては、Ｈ（ｋ＋１）とＨ
（ｋ）との差が規定値より小さくなったとき、適応動作
が収束したものとする。なお、上の式の係数μは、ＬＭ
Ｓアルゴリズム特有の収束係数であり、これにより収束
の速度と安定性とが制御される。この適応動作が収束し
たとき、上記電気音響系の伝達関数ｈｓ（ｋ）は遅延回
路５６の伝達関数とほぼ一致する。したがって、適応型
ＦＩＲディジタルフィルタ５４の伝達関数により、スピ
ーカ６０からマイクロホン６１までの電気音響系の伝達
関数の逆特性がほぼ実現される。言換えれば、逆フィル
タ用の係数データＨが適応型ＦＩＲディジタルフィルタ
５４に自動的に生成されることになる。

【００６２】図１３は、ＬＭＳアルゴリズムの収束過程
を示す図である。適応型ＦＩＲディジタルフィルタ５４
の係数データＨは、繰り返し演算によって誤差信号ｅ
（ｋ）がその最小値ｅ_minに限りなく近づくから、前回
の演算値Ｈ（ｋ−１）との差も小さくなる。適応動作の
収束後に、適応型ＦＩＲディジタルフィルタ５４で生成
された逆フィルタ用係数データを用いて、受聴位置での
音圧周波数特性の補正を行なう。このため、次に切替え
スイッチ５２を音声入力端子５０側に切替える。この結
果、切替えスイッチ５２からマイクロホン６１に至る電
気音響系の伝達関数は補正され、受聴位置での平坦な音
圧周波数特性を実現できる。

【００６３】なお、この実施例では雑音源５１としてＭ
系列信号を発生するものを使用しているが、音響再生装
置で使用が想定される全ての周波数帯域を含むノイズで
あれば、例えばランダムノイズ、ホワイトノイズ、ピン
クノイズ（１／ｆノイズ）等を使用することができる。
また、適応信号処理アルゴリズムにはＬＭＳ法以外に例
えばFiltered-X ＬＭＳ法や、ＬＭＳ法の変形である学
習同定法などを用いても良い。

【００６４】実施例５．図１４は、この発明の実施例５
における音響再生装置の構成を示す図である。図におい
て、参照番号５０〜６３は前述した実施例４（図１１）
と同一のものであるから、その説明は省略する。６４
は、受聴位置における音響レベルを検出するためのマイ
クロホン付きのリモコン装置であり、マイクロホン６５
とこのマイクロホン６５での検出値をワイヤレスで信号
伝送する信号送信部６６とから構成される。６７は、送
信された検出値を受信するための信号受信部である。

【００６５】上記音響再生装置の動作は、基本的に前述
した実施例４における動作と同等である。異なる点は、
マイクロホン６５により検出したスピーカ６０からのＭ
系列信号を直接演算に用いないで、リモコン装置６４の
信号送信部６６から信号受信部６７にワイヤレスで伝送
した信号を使用していることである。

【００６６】リモコン装置６４は設置位置を変更するこ
とが容易であって、また、受聴位置を任意に変更して音
響レベルを検出する場合に、受信信号ｒ（ｋ）がワイヤ
レスで伝送されるから、逆フィルタ用の係数データの演
算、再設定も容易である。したがって、音圧周波数特性
の補正作業を効率良く行なうことができる。

【００６７】実施例６．この実施例６では、係数データ
演算装置５３における適応信号処理アルゴリズムにFilt
ered-X ＬＭＳ法を用いた音響再生装置について説明す
る。図１５は、この発明の実施例６における音響再生装
置の構成を示す図である。図において、参照番号５０〜
６３は上記実施例４（図１１）と同一のものであるか
ら、その説明は省略する。６８は、スピーカ６０からマ
イクロホン６１に至る音響再生系の伝達関数ｈｓ（ｋ）
の演算ブロックである。

【００６８】受聴位置での音圧周波数特性の補正を行な
う場合、この音響再生装置の動作は基本的に実施例４の
ものと同じである。しかし、この実施例６の音響再生装
置では、演算ブロック６８を介してＬＭＳ演算部５５に
Ｍ系列信号を供給するようにしたから、適応動作の収束
時間が短縮され、また安定性を高めることもできる。

【００６９】実施例７．図１６は、この発明の実施例７
における音響再生装置の構成を示す図であり、この音響
再生装置は、逆フィルタ用の係数データ演算装置５３に
おける適応信号処理アルゴリズムとして、実施例６と同
様にFiltered-X ＬＭＳ法を用い、さらに受聴位置での
音響レベル検出手段としてマイクロホン付きのリモコン
装置６４を使用したものである。

【００７０】したがって、この音響再生装置によれば安
定した適応動作と、逆フィルタ用の係数データ演算作業
を効率よく行なえる。

【００７１】実施例８．この実施例８では、逆フィルタ
用の係数データを生成する適応信号処理手段の適応型Ｆ
ＩＲディジタルフィルタとは別に、音圧周波数特性を補
正するためのＦＩＲ型のディジタルフィルタを備えた音
響再生装置について説明する。

【００７２】図１７は、この発明の実施例８における音
響再生装置の構成を示す図である。図において、５０は
音声信号入力端子、５１は例えばＭ系列信号として雑音
を生成する雑音源、６９はＦＩＲ（Finite Impulse Res
ponse：有限インパルス応答）ディジタルフィルタ、５
２は切替えスイッチ、５３は逆フィルタ用の係数データ
演算装置である。この係数データ演算装置５３は、上記
ＦＩＲディジタルフィルタ６９とは別の、逆フィルタ用
の係数データを生成するための適応型ＦＩＲディジタル
フィルタ５４、適応信号処理アルゴリズムとして例えば
ＬＭＳ（LeastMean Square最小２乗平均法）アルゴリズ
ムを用いた演算部５５（以下ＬＭＳ演算部５５とい
う）、遅延回路５６および加算器５７から構成される。
また、５８はＤ／Ａ変換器、５９は増幅器、６０はスピ
ーカ、６１はマイクロホン、６２は増幅器、６３はＡ／
Ｄ変換器である。

【００７３】次に、上記音響再生装置の動作について説
明する。まず、係数データ演算装置５３では、先に説明
した適応信号処理アルゴリズムに従って適応型ＦＩＲデ
ィジタルフィルタ５４に逆フィルタ用の係数データを生
成する。このために、切替えスイッチ５２を雑音源５１
側に切替え、Ｍ系列信号をＤ／Ａ変換器５８および増幅
器５９を介してスピーカ６０に入力する。スピーカ６０
から放射された雑音は、受聴位置に設置されたマイクロ
ホン６１で検出され、増幅器６２で増幅され、Ａ／Ｄ変
換器６３を介して逆フィルタ用の係数データ演算装置５
３に入力される。この係数データ演算装置５３では、入
力された受信信号ｒ（ｋ）が適応型ＦＩＲディジタルフ
ィルタ５４およびＬＭＳ演算部５５に加えられる。さら
に、適応型ＦＩＲディジタルフィルタ５４の出力ｙ
（ｋ）は極性反転されて加算器５７に加えられる。一
方、雑音源５１からのＭ系列信号は遅延回路５６を介し
て加算器５７に加えられる。このとき、遅延回路５６の
遅延時間は、上記実施例４と同様、逆フィルタ用係数デ
ータが具体的に実現できるように、あらかじめ任意の値
に設定されるものとする。ＬＭＳ演算部５５では、受信
信号ｒ（ｋ）を参照信号として、ＬＭＳアルゴリズムに
より加算器５７で演算された誤差信号ｅ（ｋ）＝ｄ
（ｋ）−ｙ（ｋ）を最小とするように係数データを自動
的に更新する。

【００７４】なお、電気音響系の伝達関数ｈｓ（ｋ）は
切替えスイッチ５２からＤ／Ａ変換器５８、増幅器５
９、スピーカ６０、マイクロホン６１、増幅器６２、Ａ
／Ｄ変換器６３、係数データ演算装置５３の適応型ＦＩ
Ｒディジタルフィルタ５４を介して加算器５７に至る系
の特性によって決定され、その逆特性が適応型ＦＩＲデ
ィジタルフィルタ５４の伝達関数によって実現される。

【００７５】この適応動作が収束したとき、上記電気音
響系の伝達関数ｈｓ（ｋ）は遅延回路５６の伝達関数と
ほぼ一致する。したがって、適応型ＦＩＲディジタルフ
ィルタ５４の伝達関数により、スピーカ６０からマイク
ロホン６１までの音響系の伝達関数ｈｓ（ｋ）の逆特性
がほぼ実現される。言換えれば、逆フィルタ用の係数デ
ータが適応型ＦＩＲディジタルフィルタ５４に自動的に
生成されることになる。

【００７６】そこで、適応動作収束後に、係数データ演
算装置５３の適応型ＦＩＲディジタルフィルタ５４で生
成された係数データを、音圧周波数特性を補正するため
のＦＩＲディジタルフィルタ６９に転送したうえで、切
替えスイッチ５２を音声信号入力端子５０側に切替え
る。この結果、スピーカ６０からマイクロホン６１に至
る電気音響系の伝達関数は補正され、受聴位置で平坦な
音圧周波数特性が実現される。

【００７７】実施例９．図１８は、この発明の実施例９
における音響再生装置の構成を示す図であり、この音響
再生装置は、受聴位置での音響レベル検出手段として、
実施例５と同様にマイクロホン付きのリモコン装置６４
を用い、さらに係数データを生成する適応信号処理手段
とは別に、音圧周波数特性を補正するためのディジタル
フィルタ６９を備えたものである。

【００７８】したがって、この音響再生装置によれば安
定した適応動作と、逆フィルタ用の係数データ演算作業
を効率よく行なえる。

【００７９】実施例１０．以下の実施例１０乃至実施例
１２では、入力されたアナログ音声信号をディジタル信
号に変換して信号処理する場合に、出力デバイスに応じ
て信号処理内容を変更するようにした音響再生装置につ
いて説明する。

【００８０】図１９は、この発明の実施例１０における
音響再生装置の構成を示す図である。図において、７１
はアナログ音声信号を入力する入力端子、７２はアナロ
グ音声信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、
７３はスピーカ７７の再生特性を変更するための音声信
号処理回路、７４はディジタル信号をアナログ信号に変
換するＤ／Ａ変換器、７５はアナログ信号をスピーカ駆
動信号に変換する音声出力アンプ、７６は出力デバイス
を切り換える出力切り換えスイッチ、７７はスピーカ、
７８は音導管、７９はヘッドホンである。出力切り換え
スイッチ７６は連動して第１の選択制御信号Ｓ１を生成
する。第１の選択制御信号Ｓ１によって音声信号処理回
路７３内の非巡回型ディジタルフィルタの構成を切り換
える。

【００８１】図２０は、音声信号処理回路７３の一例を
示すブロック図であって、非巡回型ディジタルフィルタ
として構成されるものである。ここで、８０は増幅率を
有しない伝送路、８１はフィルタの演算を行なう係数乗
算器群、８２は入力信号を１サンプル時間だけ遅延させ
る遅延器群、８３は上記係数乗算器群８１の演算結果を
加算する加算器である。第１の選択制御信号Ｓ１は、出
力切り換えスイッチ７６に連動し、出力切り換えスイッ
チ７６がスピーカ７７を選択した場合は、係数乗算器群
８１すべての演算結果を加算器８３に入力し、出力切り
換えスイッチ７６がヘッドホン７９を選択した場合は、
伝送路８０のみの出力が加算器８３に入力するように、
係数乗算器群８１を選択制御する。

【００８２】次に、上記音響再生装置の動作について説
明する。入力端子７１より入力した音声信号は、Ａ／Ｄ
変換器７２によりディジタル信号に変換される。ディジ
タル信号は、音声信号処理回路７３により所望する特性
になるように、信号処理される。信号処理されたディジ
タル信号は、Ｄ／Ａ変換器７４によりアナログ信号に変
換される。このアナログ信号は音声出力アンプ７５によ
り増幅され、出力切り換えスイッチ７６により出力する
デバイスを選択する。

【００８３】出力切り換えスイッチ７６でスピーカ７７
を選択した場合は、第１の選択制御信号Ｓ１により音声
信号処理回路７３では、係数乗算器群８１の演算結果が
加算器８３に入力され、既に設定されていた特性を入力
信号に畳み込み、演算結果を加算器８３からＤ／Ａ変換
器７４に出力する。出力切り換えスイッチ７６でヘッド
ホン７９を選択した場合には、第１の選択制御信号Ｓ１
により音声信号処理回路７３では、伝送路８０の出力の
みを加算器８３に入力し、特性変更を行なわないで、ヘ
ッドホン７９を駆動する信号を作り出し、加算器８３か
らＤ／Ａ変換器７４にその信号を出力する。なお、この
実施例ではスピーカ７７以外の出力デバイスとしてヘッ
ドホン７９を用いているが、別のスピーカシステムと切
り換えるようにしてもよい。また、スピーカ７７で音声
信号処理回路７３による特性変更を行なわないで再生す
る構成としてもよい。さらに、本実施例では伝送路８０
を音声信号処理回路７３の入力側に設けたが、遅延器群
８２で得られる総遅延時間の２分の１になる位置、ある
いは任意の信号遅延箇所に設ける構成としてもよい。

【００８４】このように、実施例１０の音響再生装置で
は音声信号を伝達するために、音声信号処理回路７３に
補正特性を演算する経路以外に別の伝送路８０を設けた
ので、所定のスピーカ７７とは異なる電気音響変換器、
例えばヘッドホン７９を用いてオーディオ信号を再生す
る場合にも、その特性を変更せずにヘッドホン７９によ
る再生を行なうことが可能になる。したがって、音響再
生装置が所定のスピーカ７７に対する補正特性を有する
場合でも、それ以外の電気音響変換器の再生特性を乱す
ことなく、オーディオ信号を忠実に再生できる。また、
伝送路８０を遅延器群８２で得られる総遅延時間の２分
の１になる位置に配置することで、出力切り換えを行な
っても音声信号処理回路７３で生じる時間遅延量を変化
させずに、滑らかに出力切り替えを行なうことができ
る。

【００８５】実施例１１．図２１は、この発明の実施例
１１における音声信号処理回路７３の一例を示すブロッ
ク図である。図において、音響再生装置の全体構成およ
び音声信号処理回路７３のブロック８１〜８３は、前述
した実施例１０（図１９、図２０）と同一のものである
から、その説明は省略する。実施例１０の回路と異なる
点は、非巡回型ディジタルフィルタの係数乗算器群８１
とは別の、任意の係数値を持つ独立した係数乗算器８４
を備えていることである。そして、第２の選択制御信号
Ｓ２は、出力切り換えスイッチ７６でスピーカ７７を選
択した場合には、係数乗算器群８１の演算結果が加算器
８３に入力され、出力切り換えスイッチ７６でヘッドホ
ン７９を選択した場合は、独立した係数乗算器８４の出
力だけが加算器８３に入力されるように、係数乗算器群
８１および係数乗算器８４を制御している。

【００８６】次に、この音響再生装置の動作について説
明する。出力切り換えスイッチ７６でスピーカ７７を選
択した場合は、第２の選択制御信号Ｓ２により音声信号
処理回路７３では、係数乗算器群８１の演算結果が加算
器８３に入力され、既に設定されていた特性を入力信号
に畳み込み、演算結果を加算器８３からＤ／Ａ変換器７
４に出力する。出力切り換えスイッチ７６でヘッドホン
７９を選択した場合には、第２の選択制御信号Ｓ２によ
り音声信号処理回路７３では、独立した係数乗算器８４
の出力のみを加算器８３に入力し、入力信号には独立し
た係数乗算器８４により係数が乗算され、特性の変更を
行なわないで、ヘッドホン７９を駆動する信号を作り出
し、加算器８３からＤ／Ａ変換器７４にその信号を出力
する。独立した係数乗算器８４では、任意の係数が乗算
される。したがって、音響再生装置が所定の補正特性を
有する場合、それ以外の電気音響変換器については補正
を行なわないで、その振幅レベルが調整されたオーディ
オ信号が得られるから、その再生特性を乱すことなく、
振幅レベルが調整されたオーディオ信号を再生できる。
さらに、本実施例では独立した係数乗算器８４を音声信
号処理回路７３の入力側に設けたが、遅延器群８２で得
られる総遅延時間の２分の１になる位置、あるいは任意
の信号遅延箇所に設ける構成としてもよい。

【００８７】実施例１２．図２２は、この発明の実施例
１２における音声信号処理回路の一例を示すブロック図
である。図において、参照番号８１〜８３は前述した実
施例１１の音声信号処理回路（図２１）と同一のもので
あるから、その説明は省略する。実施例１１の回路と異
なる点は、音声信号処理回路７３内に別の伝送路は設け
ておらず、第３の選択制御信号Ｓ３によって音声信号処
理回路７３内の非巡回型ディジタルフィルタの構成を切
り換えるようにしたことである。

【００８８】次に、この音響再生装置の動作について説
明する。出力切り換えスイッチ７６でスピーカ７７を選
択した場合は、第３の選択制御信号Ｓ３により音声信号
処理回路７３では、係数乗算器群８１の演算結果が加算
器８３に入力され、既に設定されていた特性を入力信号
に畳み込み、演算結果を加算器８３からＤ／Ａ変換器７
４に出力する。出力切り換えスイッチ７６でヘッドホン
７９を選択した場合には、第３の選択制御信号Ｓ３によ
り音声信号処理回路７３では、係数乗算器群８１のいず
れか１つの出力のみを加算器８３に入力し、入力信号に
は選択された係数乗算器群８１により係数が乗算され、
特性の変更を行なわないで、ヘッドホン７９を駆動する
信号を作りだし、加算器８３からＤ／Ａ変換器７４にそ
の信号を出力する。したがって、音声信号処理回路７３
とは別の伝送路を設けずに、補正を行なわないオーディ
オ信号を出力できるから、スピーカ７７に対する補正特
性を有する音響再生装置によって、それ以外の電気音響
変換器の再生特性を乱すことなく、オーディオ信号を忠
実に再生できる。

【００８９】実施例１３．以下の実施例１３乃至実施例
１６では、入力されたアナログ信号の周波数成分を欠落
することなく、各種の出力デバイスによってオーディオ
信号を再生するための音響再生装置について説明する。

【００９０】アナログ信号をディジタル伝送路によって
伝送したり、磁気テープや磁気ディスク等によってディ
ジタル記録された信号を再生する場合に、Ａ／Ｄ変換器
などにより符号化が行なわれ、その後に、ディジタル信
号を再びアナログ信号に変換する復号処理が行なわれ
る。この種の音響再生装置は、従来から特に音響信号を
忠実に再生するために広く利用されている。図２３は、
従来の音響再生装置の一例を示すブロック図であって、
たとえば、文献『ＡＶ・ＯＡ用ディジタル信号処理』
（昭晃堂、１９９１年４月２５日発行）の第６３頁に開
示されているものである。

【００９１】図２３において、９１はアナログ信号の入
力端子、９２は入力されたアナログ信号のインピーダン
ス変換を行なうラインアンプ、９３はアナログ信号の伝
送周波数帯域を制限する第１の低域通過フィルタ、９４
はアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器、９５は例えばディジタルフィルタ等のディジタル信
号の演算処理を行なう演算処理器、９６は演算処理器９
５による演算結果であるディジタル信号をアナログ信号
に変換するＤ／Ａ変換器、９７はＤ／Ａ変換器９６から
出力されたアナログ信号に含まれる不要な高域成分を除
去する第２の低域通過フィルタ、９８はアナログ信号を
出力する出力アンプ、９９はアナログ信号の出力端子で
ある。

【００９２】図２４は、従来の音響再生装置の伝達特性
を示す線図である。横軸に示す周波数は、演算処理器９
５が取り扱い可能なサンプリング周波数ｆｓの１／２の
周波数であり、上記低域通過フィルタ９３、９７の通過
帯域がｆｓ／２以下に設定されていることを示してい
る。

【００９３】つぎに、上記従来の音響再生装置の動作に
ついて説明する。図２３において、入力されたアナログ
信号は、周波数、位相ともに特別な特性が付与されてい
ない、フラットな周波数特性を有するラインアンプ９２
を用いて、インピーダンス変換される。インピーダンス
変換された後のアナログ信号は、第１の低域通過フィル
タ９３により演算処理器９５のサンプリング周波数で規
定される周波数帯域に制限される。Ａ／Ｄ変換器９４に
は、この帯域制限されたアナログ信号が入力され、サン
プリング周波数ｆｓでサンプリングされるとともに、所
定の標本化レベルで標本化される。

【００９４】こうして演算処理器９５にはＡ／Ｄ変換器
９４で変換されたディジタル信号が入力され、所定の処
理が施される。この演算処理器９５は、たとえば、ディ
ジタルフィルタなどの演算を実行する処理回路として構
成され、あるいは更に誤り訂正など所定の符号化処理が
行なわれる。演算処理器９５の演算結果は、ディジタル
信号の伝送路や磁気ディスクなどの記録媒体に記録する
ことにより伝送され、その後に同様の演算処理器９５に
おいて誤り訂正、誤り検出などの信号処理されたディジ
タル信号として再生され、Ｄ／Ａ変換器９６によってア
ナログ信号に変換される。変換されたアナログ信号は、
更に第２の低域通過フィルタ９７でサンプリング周波数
ｆｓの２分の１を越える周波数成分が除去されて、出力
アンプ９８を介して出力端子９９から出力される。

【００９５】上記演算処理器９５では、サンプリング周
波数の２分の１以下のアナログ信号成分についての処理
が行なわれる。したがって、こうしたディジタル信号を
取り扱う音響再生装置では、システムのサンプリング周
波数により制御できる周波数帯域はサンプリング周波数
の２分の１までとなり、それ以上のアナログ信号成分を
音響再生装置から出力することはできない。すなわち、
入力されたアナログ信号に含まれる高い周波数成分が音
響再生装置によって除去されてしまうから、特に音響信
号に必要とされる高周波領域での忠実な再生が不可能と
なるという問題があった。

【００９６】もちろん、演算処理器９５で取り扱うこと
ができる周波数帯域を広げることで、入力されるアナロ
グ信号の全帯域についての演算処理はできるけれども、
そのためには高速のディジタル処理回路が必要になり、
コストが増大するという問題があった。

【００９７】図２５は、この発明の実施例１３の音響再
生装置の構成を示すブロック図である。同図において、
符号９１乃至９８は図２３に示す従来装置と同一の部分
を示すものであり、ここではそれらの説明を省略する。
１２１は、ラインアンプ９２を介して入力端子９１と接
続された高域通過フィルタであり、入力されたアナログ
信号から演算処理器９５で処理可能な周波数帯域よりも
高い周波数帯域の信号成分を抽出する。１２２は、第２
の低域通過フィルタ９７と上記高域通過フィルタ１２１
とに接続された第１の加算器であり、高域通過フィルタ
１２１で抽出された信号成分を演算処理器９５で処理さ
れＤ／Ａ変換されたアナログ信号と加算する。１２３は
出力端子であり、出力アンプ９８を介して上記加算器１
２２の加算結果を出力する。

【００９８】図２６は、図２５の低域通過フィルタおよ
び高域通過フィルタの伝達特性を示す線図である。１４
１は第１の低域通過フィルタ９３の振幅特性であり、１
４２は高域通過フィルタ１２１の振幅特性である。演算
処理器９５が取り扱い可能なサンプリング周波数ｆｓの
１／２を境界にして、振幅特性１４１は低域の周波数成
分を、振幅特性１４２は高域の周波数成分を含んだもの
となる。したがって、２つのフィルタ９３、１２１の出
力信号を加算した信号の振幅特性は、図２６に総合特性
１４３として示すように、フラットになる。

【００９９】つぎに、上記実施例１３の音響再生装置の
動作について説明する。入力端子９１から入力されたア
ナログ信号は、ラインアンプ９２を介して第１の低域通
過フィルタ９３と高域通過フィルタ１２１とに入力され
る。第１の低域通過フィルタ９３で帯域制限されたアナ
ログ信号は、Ａ／Ｄ変換器９４、演算処理器９５、Ｄ／
Ａ変換器９６および第２の低域通過フィルタ９７によっ
て演算処理を施されたアナログ信号となる。一方、高域
通過フィルタ１２１を介して出力されるアナログ信号と
しては、図２６の伝達特性に示すように、第１の低域通
過フィルタ９３で除去される帯域成分が抽出された信号
となる。そこで、ディジタル演算処理されたアナログ信
号と高域通過フィルタ１２１からのアナログ信号とを加
算器１２２で加算することによって、図２６の総合特性
１４３に従う高域までフラットな振幅特性となる。した
がって、演算処理器９５で処理可能な周波数に規定され
ることなく、入力されたアナログ信号のすべての周波数
成分を含む出力信号が出力端子１２３から出力できる。
しかも、演算処理器９５におけるディジタル処理速度を
それ程高くしなくても、高域の信号成分まで忠実に再現
できる。

【０１００】実施例１４．図２７は、この発明の実施例
１４の音響再生装置の構成を示すブロック図である。１
３１は、ラインアンプ９２と第１の低域通過フィルタ９
３にそれぞれ接続された第２の加算器である。ここで
は、入力端子９１に入力されたアナログ信号から低域通
過フィルタ９３の出力を減算することによって、実施例
１３の高域通過フィルタ１２１と同等の機能が実現で
き、新たな高域通過フィルタを設けずに同様の効果を得
ることができる。図２７の他の参照符号は、実施例１３
の各ブロックに対応するものを示している。

【０１０１】実施例１５．図２８は、この発明の実施例
１５の音響再生装置の構成を示すブロック図である。１
２４は、上記高域通過フィルタ１２１と接続された増幅
器であり、この増幅器１２４では、高域通過フィルタ１
２１で抽出された信号成分のアナログ信号レベルを変換
している。図２８の他の参照符号は、実施例１３の各ブ
ロックに対応するものを示している。

【０１０２】つぎに、上記実施例１５の音響再生装置の
動作について説明する。図２９は、入力されたアナログ
信号レベルを示す線図、図３０は、演算処理器と高域通
過フィルタの出力レベルを示す線図である。図２８に示
す音響再生装置では、演算処理器９５におけるディジタ
ル処理回路が増幅機能を持つ場合に、入力信号レベルが
フラットな振幅特性を有していても、演算処理器９５の
振幅特性１４４が高域通過フィルタ１２１の振幅特性１
４５と異なる振幅レベルとなる。そのため、第２の低域
通過フィルタ９７と高域通過フィルタ１２１の出力信号
を加算した信号の振幅特性は、図３０に総合特性１４６
として示すように、フラットにならず、入力されたアナ
ログ信号を忠実に再現できない。そこで、高域通過フィ
ルタ１２１で抽出された信号成分のアナログ信号レベル
を、上記増幅器１２４によって調整したうえで、Ｄ／Ａ
変換器９６から出力されたアナログ信号成分と加算する
ようにしている。

【０１０３】図３１は、レベル調整された音響再生装置
の総合特性を示す線図である。１４７は増幅器１２４に
よって増幅された高域通過フィルタ１２１の振幅特性、
１４８は第１の加算器１２２により加算された信号の総
合特性である。増幅器１２４を用いて高域通過フィルタ
１２１のアナログ信号を、演算処理器９５の増幅度に合
せて増幅することによって、加算後の信号の総合特性１
４８のレベルバランスをとることができる。したがっ
て、入力されたアナログ信号に含まれる全周波数帯域の
信号伝送を行なって、サンプリング周波数の２分の１よ
りも高い周波数帯域までアナログ信号を忠実に再生しよ
うとする場合も、演算処理器９５が取り扱い可能なサン
プリング周波数ｆｓの１／２を境界とする低域の周波数
成分の振幅特性１４４を高域の周波数成分の振幅特性１
４７と確実にレベルを揃えることができる。

【０１０４】なお、図２８の音響再生装置において、高
域通過フィルタ１２１と低域通過フィルタ９３とは別個
のフィルタとして構成されているが、実施例１４の場合
と同様に、第２の加算器１３１と低域通過フィルタ９３
とで構成しても同様の機能を実現できる。

【０１０５】また、この実施例１５では高域通過フィル
タ１２１の出力信号が増幅器１２４の入力信号となるよ
うに接続しているが、高域通過フィルタ１２１と増幅器
１２４との信号伝達順序は、逆であってもかまわない。

【０１０６】実施例１６．図３２は、この発明の実施例
１６の音響再生装置の構成を示すブロック図である。図
において１２５は、高域通過フィルタ１２１を介して伝
達されるアナログ信号に遅延をかける遅延器である。図
３２の他の参照符号は、実施例１５の各ブロックに対応
するものを示している。

【０１０７】図３３は、図３２の演算処理器９５の一例
を示すブロック図である。図において、１３２は１サン
プル時間の遅延回路、１３３は係数乗算器、１３４は加
算器、１３５は入力端子、１３６は出力端子である。こ
の演算処理器は、入力端子１３５に入力したディジタル
信号に対して非巡回型ディジタルフィルタを構成するも
のであり、出力端子１３６からの出力信号は、遅延回路
１３２による遅延時間に規定される遅れをもってＤ／Ａ
変換器９６に出力される。

【０１０８】図３４は、この演算処理器での遅延時間を
示す線図である。図において、横軸は時間経過を示し、
縦軸は信号の大きさを示している。１５１は、入力され
たアナログ信号のタイミング、１５２は第２の低域通過
フィルタ９７から出力されるアナログ信号のタイミン
グ、１５３は演算処理器９５の入出力間での時間差
（ｔ）である。

【０１０９】図３５は、遅延時間を含む演算処理器を有
する音響再生装置の時間応答を示す線図である。１５４
は高域通過フィルタ１２１の出力の時間応答である。図
３６は、遅延を調整した音響再生装置の総合特性の時間
応答を示す線図である。１５５は遅延器１２５で遅延を
かけた場合の時間応答、１５６は総合特性の時間応答で
ある。

【０１１０】つぎに、上記実施例１６の音響再生装置の
動作について説明する。演算処理器９５では対域制限を
かけられた信号に対してディジタル演算が実行される。
たとえば、図３３に示すような非巡回型ディジタルフィ
ルタの場合には、入力端子１３５に入力された信号が出
力端子１３６に到達するまで、遅延回路１３２と係数乗
算器１３３から得られる信号の総和の演算が行なわれ
る。その際に、入力されたディジタル信号は、図３４に
示すように遅延されて出力端子１３６に伝達される。し
たがって、ディジタル演算された後のアナログ信号と、
遅延されないで高域通過フィルタ１２１を通過したアナ
ログ信号とをそのまま加算しても、図３５に示すよう
に、２つの信号間の時間応答に差が生じているから、入
力されたアナログ信号を正確に再現することができな
い。

【０１１１】そこで、図３２に示す音響再生装置の構成
では、高域通過フィルタ１２１を通過するアナログ信号
に対して、増幅器１２４によりまず演算処理器９５との
レベル調整を行ない、その後に遅延器１２５を用いてデ
ィジタル演算処理による遅延時間だけ遅延をかける。こ
れによって、図３６に示すように、第１の加算器１２２
に入力される２つのアナログ信号の入力信号に対する遅
延時間が等しくなり、２つの信号の加算結果である総合
特性の時間応答は、その周波数帯域にかかわらず同一に
なる。

【０１１２】なお、図３２の音響再生装置において、高
域通過フィルタ１２１と低域通過フィルタ９３とは別個
のフィルタとして構成されているが、実施例１４の場合
と同様に、第２の加算器１３１と低域通過フィルタ９３
とで構成しても同様の機能を実現できる。

【０１１３】また、この実施例１６でも高域通過フィル
タ１２１と増幅器１２４と遅延器１２５の間での信号伝
達順序は任意である。

【０１１４】

【発明の効果】この発明は、以上に説明したように構成
されているので、以下に示すような効果を奏する。

【０１１５】請求項１に記載した音響再生装置によれ
ば、スピーカの種類によらずに、非巡回型ディジタルフ
ィルタの特性を一度、音導管の逆特性に設定しておけ
ば、音場空間に対する音源となる音導管の開口部におけ
る音響放射特性は、常にスピーカ自身の再生特性と一致
するから、簡単に音導管の影響を取り除くことができ、
スピーカの特性を劣化させずに、音場空間に音響信号を
忠実に放射することができるとともに、直線位相イコラ
イザと組み合わせて、スピーカの再生特性で不足とされ
る振幅特性を、スピーカの位相特性を変化させずに改善
でき、音導管から放射される音響特性をスピーカの再生
特性よりも改善できる。

【０１１６】請求項２に記載した音響再生装置によれ
ば、スピーカの種類によらずに、非巡回型ディジタルフ
ィルタの特性を一度、音導管と音響抵抗との逆特性に設
定しておけば、音場空間に対する音源となる音導管の開
口部における音響放射特性は、常にスピーカ自身の再生
特性と一致するから、簡単に音導管と音響抵抗との影響
を取り除くことができ、スピーカの特性を劣化させず
に、音場空間に音響信号を忠実に放射することができる
とともに、直線位相イコライザと組み合わせて、スピー
カの再生特性で不足とされる振幅特性を、スピーカの位
相特性を変化させずに改善でき、音導管から放射される
音響特性をスピーカの再生特性よりも改善できる。

【０１１７】

【０１１８】請求項３に記載した音響再生装置によれ
ば、受聴点での音圧周波数特性を補正する逆フィルタ用
の係数データ演算を、適応信号処理を適用して時間領域
で実施したので、演算の自動化、簡略化が可能である。

【０１１９】請求項４に記載した音響再生装置によれ
ば、マイクロホン付きリモコン装置による受信信号のワ
イヤレス伝送を用いたので、受聴位置が任意に変更され
た場合でも、逆フィルタ用の係数データ演算作業を簡易
に、効率よく実施することができる。

【０１２０】請求項５に記載した音響再生装置によれ
ば、逆フィルタ用の係数データ生成と異なるハードウエ
アにより、特性補正を実行するようにしたので、ＦＩＲ
ディジタルフィルタのハードウエアを簡略化するととも
に、演算アルゴリズムを簡素化できる。

【０１２１】請求項６に記載した音響再生装置によれ
ば、所定の電気音響変換器に対する補正特性を有する場
合でも、それ以外の電気音響変換器の再生特性を乱すこ
となく、オーディオ信号を忠実に再生できる。

【０１２２】請求項７に記載した音響再生装置によれ
ば、所定の電気音響変換器に対する補正特性を有する場
合でも、それ以外の電気音響変換器については補正を行
なわないで、その振幅レベルだけを変化させたオーディ
オ信号が得られるから、その再生特性を乱すことなく、
振幅レベルが調整されたオーディオ信号を再生できる。

【０１２３】請求項８に記載した音響再生装置によれ
ば、音声信号処理手段とは別の伝送路を設けずに、補正
を行なわないオーディオ信号を出力できるから、電気音
響変換器に対する補正特性を有する場合でも、それ以外
の電気音響変換器の再生特性を乱すことなく、オーディ
オ信号を忠実に再生できる。

【０１２４】請求項９に記載した音響再生装置によれ
ば、ディジタル演算処理を行なうために帯域制限をかけ
た伝送系に対して、帯域外のアナログ信号を別経路で伝
送して、ディジタル処理された信号に加算をするように
構成したので、欠落した信号成分を再加算して、入力さ
れたアナログ信号と同じ信号帯域をもつアナログ信号を
出力できる。したがって、低コストで入力アナログ信号
の全帯域についての伝送が可能となる。

【０１２５】請求項１０に記載した音響再生装置によれ
ば、ディジタル演算処理で生じる信号の増減に合せて、
帯域外のアナログ信号を伝送する系においても振幅レベ
ルの増減を行ない、再加算後の信号レベルを合せるよう
に構成したので、入力されたアナログ信号と同じ信号帯
域で、周波数毎のレベルバランスがとれたアナログ信号
出力を得ることができる。

【０１２６】請求項１１に記載した音響再生装置によれ
ば、ディジタル演算処理で生じる信号の遅延に合せて、
帯域外のアナログ信号を伝送する系においても信号に遅
延をかけて、再加算後のタイミングを合せるように構成
したので、ディジタル演算処理の結果と高域信号成分の
時間応答のずれをなくすことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施例１における音響再生装置の
構成を示す図である。

【図２】 実施例１におけるスピーカの再生特性の一例
を示す図である。

【図３】 実施例１における別のスピーカによる再生特
性を示す図である。

【図４】 この発明の実施例２における音響再生装置の
構成を示す図である。

【図５】 実施例２における音響抵抗の伝達特性を示す
図である。

【図６】 実施例２における音響抵抗の形態の一例を示
す斜視図である。

【図７】 実施例２における音響抵抗の形態の別の例を
示す斜視図である。

【図８】 実施例２における音響抵抗の形態のさらに別
の例を示す斜視図である。

【図９】 この発明の実施例３における音響再生装置の
構成を示す図である。

【図１０】 実施例３における直線位相イコライザの効
果を説明するための図である。

【図１１】 この発明の実施例４における音響再生装置
の構成を示す図である。

【図１２】 ＬＭＳアルゴリズムのフローチャートを示
す図である。

【図１３】 ＬＭＳアルゴリズムの収束過程を示す図で
ある。

【図１４】 この発明の実施例５における音響再生装置
の構成を示す図である。

【図１５】 この発明の実施例６における音響再生装置
の構成を示す図である。

【図１６】 この発明の実施例７における音響再生装置
の構成を示す図である。

【図１７】 この発明の実施例８における音響再生装置
の構成を示す図である。

【図１８】 この発明の実施例９における音響再生装置
の構成を示す図である。

【図１９】 この発明の実施例１０における音響再生装
置の構成を示す図である。

【図２０】 実施例１０における音声信号処理回路の一
例を示すブロック図である。

【図２１】 この発明の実施例１１における音声信号処
理回路の一例を示すブロック図である。

【図２２】 この発明の実施例１２における音声信号処
理回路の一例を示すブロック図である。

【図２３】 ディジタル信号を取り扱う従来の信号処理
装置の構成を示すブロック図である。

【図２４】 従来の信号処理装置の伝達特性を示す線図
である。

【図２５】 この発明の実施例１３における音響再生装
置の構成を示すブロック図である。

【図２６】 実施例１３における低域および高域通過フ
ィルタの伝達特性を示す線図である。

【図２７】 この発明の実施例１４における音響再生装
置の構成を示すブロック図である。

【図２８】 この発明の実施例１５における音響再生装
置の構成を示すブロック図である。

【図２９】 実施例１５における入力されたアナログ信
号レベルを示す線図である。

【図３０】 実施例１５における演算処理器と高域通過
フィルタの出力レベルを示す線図である。

【図３１】 実施例１５におけるレベル調整された音響
再生装置の総合特性を示す線図である。

【図３２】 この発明の実施例１６における音響再生装
置の構成を示すブロック図である。

【図３３】 実施例１６における演算処理器の一例を示
すブロック図である。

【図３４】 実施例１６における演算処理器での遅延時
間を示す線図である。

【図３５】 実施例１６における遅延時間を含む演算処
理器を有する音響再生装置の時間応答を示す線図であ
る。

【図３６】 実施例１６における遅延を調整した音響再
生装置の総合特性の時間応答を示す線図である。

【図３７】 従来の音響再生装置の構成を示す図であ
る。

【図３８】 従来の音響再生装置においてスピーカに音
導管を組み合わせた音導管形スピーカの構成を示す図で
ある。

【図３９】 従来の音響再生装置で使用されるスピーカ
そのものの再生特性を示す図である。

【図４０】 図３８の音響再生装置におけるスピーカか
ら受聴位置までの伝達特性を示す図である。

【図４１】 図４０の伝達特性の逆特性を示す図であ
る。

【図４２】 図３８の音響再生装置の再生による受聴特
性の一例を示す図である。

【図４３】 従来の音響再生装置の音導管の開口部にお
ける放射音響特性を示す図である。

【図４４】 特性補正用のイコライザを使用した従来の
音響再生装置の構成を示す図である。

【図４５】 従来の音響再生装置におけるクロススペク
トル演算回路の構成を示すブロック図である。

【図４６】 スピーカ特性のロットによるばらつきを示
す図である。

【図４７】 従来の音響再生装置で使用される別のスピ
ーカの再生特性を示す図である。

【図４８】 図４７のスピーカを使用した場合の受聴特
性の一例を示す図である。

【符号の説明】

１ 入力端子、２ 非巡回型ディジタルフィルタ、３
電力増幅器、４ スピーカ、５ 受聴位置、１０１〜１
０４ 演算ブロック、２００ 音導管。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鈴木 文雄 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三菱電機株式会社内 (72)発明者 西野 功 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三菱電機株式会社内 (72)発明者 竹内 伸次 京都府長岡京市馬場図所１番地 三菱電 機株式会社 京都製作所内 (56)参考文献 実開 平４−103795（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04R 3/04 101 H03G 5/16 H03H 21/00

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 非巡回型ディジタルフィルタにより可変
   されるオーディオ信号を電力増幅して、所定のスピーカ
   から音響放射を行なう音響再生装置において、 前記スピーカの前面に配置された音導管と、 この音導管の伝達特性の逆特性を実現する非巡回型ディ
   ジタルフィルタを含む音声信号処理手段と、 前記オーディオ信号の振幅特性のみを可変する直線位相
   イコライザと を有することを特徴とする音響再生装置。
2. 【請求項２】 非巡回型ディジタルフィルタにより可変
   されるオーディオ信号を電力増幅して、所定のスピーカ
   から音響放射を行なう音響再生装置において、 前記スピーカの前面に配置された音導管と、 この音導管の開口部に配置された音響抵抗と、 前記音導管と前記音響抵抗との総合伝達特性の逆特性を
   実現する非巡回型ディジタルフィルタを含む音声信号処
   理手段と、 前記オーディオ信号の振幅特性のみを可変する直線位相
   イコライザと を有することを特徴とする音響再生装置。
3. 【請求項３】 適応型有限長インパルス応答（ＦＩＲ）
   ディジタルフィルタによってオーディオ信号を可変して
   再生する音響再生装置において、 前記ＦＩＲディジタルフィルタを含む音声信号処理手段
   と、 前記音声信号処理手段をオーディオ信号源と雑音源とに
   切替えて接続する切替え手段と、 再生されるオーディオ信号の受聴位置に配置される音響
   レベル検出手段とを備え、 前記切替え手段により雑音源からの信号を再生して、前
   記音響レベル検出手段によって検出された信号と雑音源
   からの信号とに基づいて、前記音声信号処理手段により
   前記ＦＩＲ型ディジタルフィルタに逆フィルタ用の係数
   データを生成してから固定し、 次に前記切替え手段によりオーディオ信号源と接続され
   た前記ＦＩＲ型ディジタルフィルタを用いて受聴位置に
   おける音圧周波数特性を補正するようにしたことを特徴
   とする音響再生装置。
4. 【請求項４】 前記音響レベル検出手段は、マイクロホ
   ン付きのリモコン装置であることを特徴とする請求項３
   に記載の音響再生装置。
5. 【請求項５】 前記音声信号処理手段は、逆フィルタ用
   の係数データを生成するＦＩＲ型ディジタルフィルタと
   は別に、音圧周波数特性を補正するためのディジタルフ
   ィルタを備えていることを特徴とする請求項３または請
   求項４のいずれかに記載の音響再生装置。
6. 【請求項６】 前記音声信号処理手段は、ディジタルフ
   ィルタを構成する複数の係数乗算器とは別に加算器へ接
   続した伝送路を設けたことを特徴とする請求項１乃至請
   求項５のいずれかひとつに記載の音響再生装置。
7. 【請求項７】 前記音声信号処理手段は、ディジタルフ
   ィルタを構成する複数の係数乗算器とは別に、オーディ
   オ信号の振幅レベルを調整する係数乗算器を有している
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかひと
   つに記載の音響再生装置。
8. 【請求項８】 前記音声信号処理手段を構成するディジ
   タルフィルタは、選択制御信号によって複数の係数乗算
   器の中からいずれか一つを選択するように構成されてい
   ることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかひ
   とつに記載の音響再生装置。
9. 【請求項９】 入力されたアナログ信号をディジタル信
   号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器で変換
   されたディジタル信号を処理する演算処理器と、前記演
   算処理器から出力されたディジタル信号をアナログ信号
   に変換するＤ／Ａ変換器とを備えた音響再生装置におい
   て、 入力されたアナログ信号のうち前記演算処理器で処理さ
   れる周波数帯域よりも高い周波数帯域の信号成分を抽出
   する高域通過フィルタと、 前記高域通過フィルタで抽出された信号成分を前記演算
   処理器で処理されＤ／Ａ変換されたアナログ信号と加算
   する加算手段とを備えたことを特徴とする音響再生装
   置。
10. 【請求項１０】 前記高域通過フィルタで抽出された信
    号成分のアナログ信号レベルを変換する信号増幅手段を
    備えたことを特徴とする請求項９に記載の音響再生装
    置。
11. 【請求項１１】 前記高域通過フィルタで抽出された信
    号成分に遅延を与える遅延手段を備えたことを特徴とす
    る請求項９または請求項１０のいずれかに記載の音響再
    生装置。