JPH0620169B2 - 音場補正イコライザ - Google Patents
音場補正イコライザInfo
- Publication number
- JPH0620169B2 JPH0620169B2 JP12707684A JP12707684A JPH0620169B2 JP H0620169 B2 JPH0620169 B2 JP H0620169B2 JP 12707684 A JP12707684 A JP 12707684A JP 12707684 A JP12707684 A JP 12707684A JP H0620169 B2 JPH0620169 B2 JP H0620169B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- digital
- analog
- filter
- sound field
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
- H03G5/16—Automatic control
- H03G5/165—Equalizers; Volume or gain control in limited frequency bands
Landscapes
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、一般民生用音響再生機器を用いた試聴室での
音響再生あるいは業務用拡声機器を用いたホール等の音
響再生に際して、特に反射恩等が聴感上の音像定位に悪
影響を与えるような音場に適用することができる音音場
補正イコライザに関するものである。
音響再生あるいは業務用拡声機器を用いたホール等の音
響再生に際して、特に反射恩等が聴感上の音像定位に悪
影響を与えるような音場に適用することができる音音場
補正イコライザに関するものである。
従来例の問題とその問題点 従来より、音場補正イコライザとしては周波数領域にお
ける振葉特性のみに着目し、例えば状態変数型のアナロ
グフィルタを用いたクラフィックイコライザにより、振
幅特性のみを平坦あるいは任意の特性に調整していた
が、この方法では、位相特性が全く考慮されていないの
で、音像定位品質を改善することは不可能であった。
ける振葉特性のみに着目し、例えば状態変数型のアナロ
グフィルタを用いたクラフィックイコライザにより、振
幅特性のみを平坦あるいは任意の特性に調整していた
が、この方法では、位相特性が全く考慮されていないの
で、音像定位品質を改善することは不可能であった。
特に、反射音が多い音場に対してはこの問題点が顕著に
現れていた。
現れていた。
発明の目的 本発明は上記従来の問題点を解決するもので、音場の振
幅周波数特性のみでなく、位相周波数特性にも着目し
て、理想的に音場伝送特性に補正し、受聴者が温質，音
場共に聴感上最適な受聴環境にすることができる音場補
正イコライザを提供することを目的とするものである。
幅周波数特性のみでなく、位相周波数特性にも着目し
て、理想的に音場伝送特性に補正し、受聴者が温質，音
場共に聴感上最適な受聴環境にすることができる音場補
正イコライザを提供することを目的とするものである。
発明の構成 本発明は、アナログ入力信号をサンプリング間隔毎にデ
ジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換手段
と、可聴帯域をｆｃを境とする２つの帯域に分割するア
ナログ領域またはデジタル領域の周波数選択フィルタ
と、前記各周波数選択フィルタ毎にデジタル領域におけ
る有限インパルス応答型または、デジタル領域における
無限インパルス応答型またはアナログ領域における状態
変数型のフィルタを有するイコライザと、前記イコライ
ザの出力をアナログ領域またはデジタル領域で加算する
手段と、サンプリング間隔毎にデジタル信号をアナログ
信号に変換するデジタル−アナログ変換手段とを具備
し、前記アナログ−ディジタル変換手段の出力を前記デ
ジタル領域の各周波数選択フィルタに入力し、前記ｆｃ
以下の周波数選択フィルタの出力を前記デジタル領域に
おける前記有限インパルス応答型フィルタを有するイコ
ライザに入力し、前記ｆｃ以上の周波数選択フィルタの
出力を無限インパルス応答型フィルタを有するイコライ
ザに入力し、各イコライザの出力を前記デジタル領域で
加算する手段の入力とし、前記加算する手段の出力をデ
ジタル−アナログ変換手段にてアナログ信号に変換し出
力信号とする構成となっており、これにより振幅特性の
みならず位相特性についても理想的な音場伝送特性に補
正し、音質，音場共に聴感上最適な受響環境にすること
ができる。
ジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換手段
と、可聴帯域をｆｃを境とする２つの帯域に分割するア
ナログ領域またはデジタル領域の周波数選択フィルタ
と、前記各周波数選択フィルタ毎にデジタル領域におけ
る有限インパルス応答型または、デジタル領域における
無限インパルス応答型またはアナログ領域における状態
変数型のフィルタを有するイコライザと、前記イコライ
ザの出力をアナログ領域またはデジタル領域で加算する
手段と、サンプリング間隔毎にデジタル信号をアナログ
信号に変換するデジタル−アナログ変換手段とを具備
し、前記アナログ−ディジタル変換手段の出力を前記デ
ジタル領域の各周波数選択フィルタに入力し、前記ｆｃ
以下の周波数選択フィルタの出力を前記デジタル領域に
おける前記有限インパルス応答型フィルタを有するイコ
ライザに入力し、前記ｆｃ以上の周波数選択フィルタの
出力を無限インパルス応答型フィルタを有するイコライ
ザに入力し、各イコライザの出力を前記デジタル領域で
加算する手段の入力とし、前記加算する手段の出力をデ
ジタル−アナログ変換手段にてアナログ信号に変換し出
力信号とする構成となっており、これにより振幅特性の
みならず位相特性についても理想的な音場伝送特性に補
正し、音質，音場共に聴感上最適な受響環境にすること
ができる。
実施例の説明 第１図は、本発明の第１の実施例における音場補正イコ
ライザの構成図である。第１図において、１は入力端
子、２はナイキスト周波数以下の帯域のみを通過させる
アンチェリアジンブフィルタ、３はアナログ信号をサン
プリング間隔でデジタル信号に変換するアナログ−ディ
ジタル変換器（以下Ａ／Ｄコンバータという）、４は周
波数Ｃ未満の周波数帯域のみを通過させるヅジタルロ
ーパスフィルタ（デジタルＬＰＦ）、５は周波数Ｃ以
下の周波数帯域における音場のインパルス応答の逆イン
パルス応答の係数を持つ有限インパルス応答（以下ＦＩ
Ｒ）型デジタルフィルタ、６は周波数Ｃ以上の周波数
帯域のみを通過させるデジタルハイパスフィルタ（デジ
タルＨＰＦ）、７は周波数Ｃ以上の周波数帯域におけ
る音場の振幅伝送特性の逆特性を持つ無限インパルス応
答（ＩＩＲ）型デジタルフィルタ、８はデジタル加算
器、９はデジタル信号をアナログ信号に変換するディジ
タル−アナログ変換器（以下Ｄ／Ａコンバータとい
う）、１０はＤ／Ａコンバータ９の出力に含まれるナイ
キスト周波数以上の高調波を取り除くクロック除去フィ
ルタである。
ライザの構成図である。第１図において、１は入力端
子、２はナイキスト周波数以下の帯域のみを通過させる
アンチェリアジンブフィルタ、３はアナログ信号をサン
プリング間隔でデジタル信号に変換するアナログ−ディ
ジタル変換器（以下Ａ／Ｄコンバータという）、４は周
波数Ｃ未満の周波数帯域のみを通過させるヅジタルロ
ーパスフィルタ（デジタルＬＰＦ）、５は周波数Ｃ以
下の周波数帯域における音場のインパルス応答の逆イン
パルス応答の係数を持つ有限インパルス応答（以下ＦＩ
Ｒ）型デジタルフィルタ、６は周波数Ｃ以上の周波数
帯域のみを通過させるデジタルハイパスフィルタ（デジ
タルＨＰＦ）、７は周波数Ｃ以上の周波数帯域におけ
る音場の振幅伝送特性の逆特性を持つ無限インパルス応
答（ＩＩＲ）型デジタルフィルタ、８はデジタル加算
器、９はデジタル信号をアナログ信号に変換するディジ
タル−アナログ変換器（以下Ｄ／Ａコンバータとい
う）、１０はＤ／Ａコンバータ９の出力に含まれるナイ
キスト周波数以上の高調波を取り除くクロック除去フィ
ルタである。
次にＦＩＲデジタルフィルタ部について説明する。一般
に音響系を含めて伝送系の理想的な特性は振幅特性が平
坦で、位相特性が直線であるむだ時間要素のみの伝送特
性である。ところが一般の音場再系生においては、電気
音響変換器は勿論、壁の反射音等により最小位相系でな
いのが通常である。しかも通常は多チャンネル伝送系で
ある事が多く、各チャンネル間の位相差，時間差の補正
まで行なうためには時間軸上におけるたたみ込みを利用
したＦＩＲ型デジタルフィルタを用いる手法が最適であ
る。つまり音場のインパルス応答を測定し、その逆イン
パルう応答を最小２乗法にて求め、その解をＦＩＲ型デ
ジタルフィルタの係数に設定する。
に音響系を含めて伝送系の理想的な特性は振幅特性が平
坦で、位相特性が直線であるむだ時間要素のみの伝送特
性である。ところが一般の音場再系生においては、電気
音響変換器は勿論、壁の反射音等により最小位相系でな
いのが通常である。しかも通常は多チャンネル伝送系で
ある事が多く、各チャンネル間の位相差，時間差の補正
まで行なうためには時間軸上におけるたたみ込みを利用
したＦＩＲ型デジタルフィルタを用いる手法が最適であ
る。つまり音場のインパルス応答を測定し、その逆イン
パルう応答を最小２乗法にて求め、その解をＦＩＲ型デ
ジタルフィルタの係数に設定する。
第２図にＦＩＲ型デジタルフィルタ５の構成図を示す。
第２図において、１２は入力端子、２a0〜２anは各々Ａ
ｏ〜Ａｎの係数と入力信号との乗算を行なうデジタル乗
算器、３b1〜３bnは入力信号を１サンプリング間隔の時
間だけ遅延させるデジタル遅延素子、１３は各乗算器２
a1〜２anの出力を加算するデジタル加算器、１４は出力
端子を示している。
ｏ〜Ａｎの係数と入力信号との乗算を行なうデジタル乗
算器、３b1〜３bnは入力信号を１サンプリング間隔の時
間だけ遅延させるデジタル遅延素子、１３は各乗算器２
a1〜２anの出力を加算するデジタル加算器、１４は出力
端子を示している。
先に述べた音場の逆インパルス応答そのものをこのＡ１
〜Ａｎの係数に設定することにより補正誤差の２乗和が
最小になるとい意味で最適な音場補正が行なわれる。
〜Ａｎの係数に設定することにより補正誤差の２乗和が
最小になるとい意味で最適な音場補正が行なわれる。
しかしこのＦＩＲ型フィルタの欠点は、係数の数が多い
と乗算の数が増えるため、ハードウェアの負担が大きく
なる、あるいは乗算器の速度には上限があるためにサン
プリング周波数の上限及び係数の数の上限があることで
ある。
と乗算の数が増えるため、ハードウェアの負担が大きく
なる、あるいは乗算器の速度には上限があるためにサン
プリング周波数の上限及び係数の数の上限があることで
ある。
この欠点をなくすために、ひるがえって人間の聴覚心理
に基づた考察を加える事により、聴感的には全く影響な
くハードウエア規模の軽減、あるいは規模を一定にした
場合は、能力，機能の向上をはかることができる。
に基づた考察を加える事により、聴感的には全く影響な
くハードウエア規模の軽減、あるいは規模を一定にした
場合は、能力，機能の向上をはかることができる。
つまり人間工学的見地から人間の頭部の両耳最大間距離
は約２２５mmであり、この長さが1/2波長になるに等し
い周波数約０．７５kHzにおいて左右方向から到来した
音波によって受聴者は逆相感を得ることになり、到来方
向が左右方向からずれるか、周波数が高くなると逆相感
は減少する。
は約２２５mmであり、この長さが1/2波長になるに等し
い周波数約０．７５kHzにおいて左右方向から到来した
音波によって受聴者は逆相感を得ることになり、到来方
向が左右方向からずれるか、周波数が高くなると逆相感
は減少する。
つまり少なくとも０．７５kHz以上についてはどの方向
からの音も人間の位相弁別能力が低下することは理論的
に考えられ、実験的にも確認された。
からの音も人間の位相弁別能力が低下することは理論的
に考えられ、実験的にも確認された。
第３図は、音場の２音源の位相と振幅を変化させた時に
受聴者に音像の移動を感じさせる、偏位角Ｐと振幅比Ｒ
を各周波数毎に測定したもので、Halrerson ，Fedderso
n による実験結果であり、下記文献に示されている。
受聴者に音像の移動を感じさせる、偏位角Ｐと振幅比Ｒ
を各周波数毎に測定したもので、Halrerson ，Fedderso
n による実験結果であり、下記文献に示されている。
（新版聴覚と音声，工学博士 三浦種敏監修 電子通信
学会，P 202 ，図２．１０７(a)） この結果によると位相の偏位による音像移動への心理的
効果は高域になる程減少し、一方振幅比による効果は低
減は殆んど感じられないが高域になる程顕著に現れてて
きている。さらにの両者の効果が約３kHz付近で交叉し
ていることからこの周波数をｉとし、前記人間工学的
見地から求められた周波数約０．７５kHzをＰとすれ
ば、先に述べたＦＩＲ型デジタルフィルタの帯域の上限
周波数ＣはＰからｉの間の周波数に選ぶことが妥
当だと考えられる。
学会，P 202 ，図２．１０７(a)） この結果によると位相の偏位による音像移動への心理的
効果は高域になる程減少し、一方振幅比による効果は低
減は殆んど感じられないが高域になる程顕著に現れてて
きている。さらにの両者の効果が約３kHz付近で交叉し
ていることからこの周波数をｉとし、前記人間工学的
見地から求められた周波数約０．７５kHzをＰとすれ
ば、先に述べたＦＩＲ型デジタルフィルタの帯域の上限
周波数ＣはＰからｉの間の周波数に選ぶことが妥
当だと考えられる。
つまりＰ ＜Ｃ＜ｉ となるようなＣに対し、Ｃ未満の周波数帯域につい
ては位相，振幅特性を同時に補正可能なＦＩＲ型デジタ
ルフィルタを用い、Ｃ以上の周波数帯域については聴
感上振幅補正のみで十分補正効果があり、逆にその方
が、イコライザ装置全体の規模が小さく、かつ聴覚心理
の点からも効果的な補正が可能となる。
ては位相，振幅特性を同時に補正可能なＦＩＲ型デジタ
ルフィルタを用い、Ｃ以上の周波数帯域については聴
感上振幅補正のみで十分補正効果があり、逆にその方
が、イコライザ装置全体の規模が小さく、かつ聴覚心理
の点からも効果的な補正が可能となる。
つまりＣ以上の周波数帯域については振幅補正のみで
充分心理的効果があるために、遅延段数あるいはフィル
タ係数の数が少ないＩＩＲ型デジタルフィルタを用いる
ことができる。第４図に一般的なＩＩＲ型デジタルフィ
ルタの構成図を示している。
充分心理的効果があるために、遅延段数あるいはフィル
タ係数の数が少ないＩＩＲ型デジタルフィルタを用いる
ことができる。第４図に一般的なＩＩＲ型デジタルフィ
ルタの構成図を示している。
第４図において、１５は入力端子、１６は入力レベル調
整用係数のデジタル乗算器、１７，１８はデジタル加算
器、４a1〜４amは帰還用の係数のデジタル乗算器、５a1
〜５amはデジタル遅延素子、６a1〜６amは非帰還用の係
数のデジタル乗算器である。
整用係数のデジタル乗算器、１７，１８はデジタル加算
器、４a1〜４amは帰還用の係数のデジタル乗算器、５a1
〜５amはデジタル遅延素子、６a1〜６amは非帰還用の係
数のデジタル乗算器である。
通常ｍは２次で十分に任意の２次共振特性が得られる。
次に第２の実施例について第５図とともに説明する。
第５図において、２０は入力端子、２１はマンチエリア
ジングフィルタ、２２はＡ／Ｄコンバータ、２３はＦＩ
Ｒ型デジタルフィルタ、２４はＤ／Ａコンバータ、２５
はクロック除去フィルタ、２６はアナログＨＰＦ、２７
はアナログ領域における状態変数型バンドパスフィルタ
を用いた状態変数型イコライザ、２８はアナログ加算
器、２９は出力端子である。
ジングフィルタ、２２はＡ／Ｄコンバータ、２３はＦＩ
Ｒ型デジタルフィルタ、２４はＤ／Ａコンバータ、２５
はクロック除去フィルタ、２６はアナログＨＰＦ、２７
はアナログ領域における状態変数型バンドパスフィルタ
を用いた状態変数型イコライザ、２８はアナログ加算
器、２９は出力端子である。
第１図に示す第１の実施例との相違点はＣ以上の周波
数帯域に対しては先に述べたＩＩＲ型デジタルフィルタ
と全く同じ機能を生じさせるものである。
数帯域に対しては先に述べたＩＩＲ型デジタルフィルタ
と全く同じ機能を生じさせるものである。
以上のように本実施例によれば、反射音を有する音場に
おいて電気音響変換器の特性をも含めて、伝送特性の振
幅部が平坦に補正されるので音質が改善される効果があ
り、また聴感上影響力の大きいＣ以下の周波数帯域に
おいては直線位相に補正されるので複数チャンネルの伝
送系では、音像定位の質の大巾な改善が行なわれる効果
があり、また単一チャンネルの伝送系の場合でも位相直
線補正の効果は過度的あるいは衝撃音の再生時には聴感
上効果がある。
おいて電気音響変換器の特性をも含めて、伝送特性の振
幅部が平坦に補正されるので音質が改善される効果があ
り、また聴感上影響力の大きいＣ以下の周波数帯域に
おいては直線位相に補正されるので複数チャンネルの伝
送系では、音像定位の質の大巾な改善が行なわれる効果
があり、また単一チャンネルの伝送系の場合でも位相直
線補正の効果は過度的あるいは衝撃音の再生時には聴感
上効果がある。
例えばMahesとMillerは、同一スペクトルで成分音の位
相関係が異なる場合の音色が聴感上判別できることを報
告している。
相関係が異なる場合の音色が聴感上判別できることを報
告している。
発明の効果 以上のように本発明は、反射音を有する音場において電
気的音響変換器の特性をも含めて、伝送特性の振幅部が
平坦に補正されるので音質が改善される効果があり、ま
た聴感上影響力の大きい周波数帯域においては直線位相
に補正されるので、複数チャンネルの伝送系では、音像
定位の質の大巾な改善が行なわれる効果があり、また単
一チャンネルの伝送系の場合でも位相直線補正の効果は
過度的あるいは衝撃音の再生時には聴感上効果がある。
気的音響変換器の特性をも含めて、伝送特性の振幅部が
平坦に補正されるので音質が改善される効果があり、ま
た聴感上影響力の大きい周波数帯域においては直線位相
に補正されるので、複数チャンネルの伝送系では、音像
定位の質の大巾な改善が行なわれる効果があり、また単
一チャンネルの伝送系の場合でも位相直線補正の効果は
過度的あるいは衝撃音の再生時には聴感上効果がある。
第１図は本発明の第１の実施例における音場補正イコラ
イザのブロック図、第２図は同ＦＩＲ型デジタルフィル
タの構成図、第３図は聴覚心理の点から位相と振幅の効
果を説明するための特性図、第４図は本実施例のＩＩＲ
型デジタルフィルタの構成図、第５図は同第２の実施例
のブロック図である。 １……入力端子、２……マンチエリアジングフィルタ、
３……Ａ／Ｄコンバータ、４……デジタルローパスフィ
ルタ、５……ＦＩＲ型デジタルフィルタ、６……デジタ
ルハイパスフィルタ、７……ＩＩＲ型デジタルフィル
タ、８……デジタル加算器、９……Ｄ／Ａコンバータ、
１０……クロック除去フィルタ。
イザのブロック図、第２図は同ＦＩＲ型デジタルフィル
タの構成図、第３図は聴覚心理の点から位相と振幅の効
果を説明するための特性図、第４図は本実施例のＩＩＲ
型デジタルフィルタの構成図、第５図は同第２の実施例
のブロック図である。 １……入力端子、２……マンチエリアジングフィルタ、
３……Ａ／Ｄコンバータ、４……デジタルローパスフィ
ルタ、５……ＦＩＲ型デジタルフィルタ、６……デジタ
ルハイパスフィルタ、７……ＩＩＲ型デジタルフィル
タ、８……デジタル加算器、９……Ｄ／Ａコンバータ、
１０……クロック除去フィルタ。
Claims (6)
- 【請求項１】アナログ入力信号をサンプリング間隔毎に
デジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換手段
と、可聴帯域をｆcを境とする２つの帯域に分割するア
ナログ領域またはデジタル領域の周波数選択フィルタ
と、前記各周波数選択フィルタ毎にデジタル領域におけ
る有限インパルス応答型または、デジタル領域における
無限インパルス応答型または、アナログ領域における状
態変数型のフィルタを有するイコライザと、前記イコラ
イザの出力をアナログ領域またはデジタル領域で加算す
る手段と、サンプリング間隔毎にデジタル信号をアナロ
グ信号に変換するデジタル−アナログ変換手段とを具備
し、 前記アナログ−デジタル変換手段の出力を前記デジタル
領域の各周波数選択フィルタに入力し、前記ｆｃ以下の
周波数選択フィルタの出力を前記デジタル領域における
前記有限インパルス応答型フィルタを有するイコライザ
に入力し、前記デジタル領域のｆｃ以上の周波数選択フ
ィルタの出力を前記デジタル領域における前記無限イン
パルス応答型フィルタを有するイコライザに入力し、各
イコライザの出力を前記デジタル領域で加算する手段の
入力とし、前記加算する手段の出力をデジタル−アナロ
グ変換手段にてアナログ信号に変換し出力信号とする音
場補正イコライザ。 - 【請求項２】アナログ入力信号の一部を前記アナログ領
域の周波数選択フィルタに入力し、前記周波数選択フィ
ルタの出力に状態変数型のフィルタを有するイコライザ
を接続し、その出力信号をデジタル−アナログ変換手段
の出力信号と加算して出力信号とする特許請求の範囲第
１項記載の音場補正イコライザ。 - 【請求項３】ｆｃ以下の周波数帯域の音場の反射音を含
むインパルス応答の逆インパルス応答を有限インパルス
応答型デジタルフィルタの係数に等しく設定する特許請
求の範囲第１項記載の音場補正イコライザ。 - 【請求項４】ｆｃ以上の周波数において、音場の伝送振
幅特性の逆特性となるようにデジタル領域における無限
インパルス応答型デジタルフィルタまたは、アナログ領
域における状態変数型フィルタの係数を設定する特許請
求の範囲第１項記載の音場補正イコライザ。 - 【請求項５】受聴者の両耳間最大距離がその波長の半分
に等しくなる周波数をｆｐとし、ｆｐ以上で入力信号帯
域上限までの周波数帯域内で任意の周波数ｆｉを選択し
前記ｆｃを ｆｃ＜ｆｐ＜ｆｉ に選択する特許請求の範囲第１項記載の音場補正イコラ
イザ。 - 【請求項６】無響室における複数音源の音場において、
各音源毎の位相差の影響による受聴者が感じる音像定位
のずれの弁別能力と、各音源毎の振幅差による音像定位
のずれの弁別能力とが等しくなる周波数をｆｉとする特
許請求の範囲第５項記載の音場補正イコライザ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12707684A JPH0620169B2 (ja) | 1984-06-20 | 1984-06-20 | 音場補正イコライザ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12707684A JPH0620169B2 (ja) | 1984-06-20 | 1984-06-20 | 音場補正イコライザ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS615611A JPS615611A (ja) | 1986-01-11 |
| JPH0620169B2 true JPH0620169B2 (ja) | 1994-03-16 |
Family
ID=14950980
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12707684A Expired - Lifetime JPH0620169B2 (ja) | 1984-06-20 | 1984-06-20 | 音場補正イコライザ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0620169B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2945724B2 (ja) * | 1990-07-19 | 1999-09-06 | 松下電器産業株式会社 | 音場補正装置 |
| JP3167259B2 (ja) * | 1994-05-06 | 2001-05-21 | 三菱電機株式会社 | 音響再生装置 |
-
1984
- 1984-06-20 JP JP12707684A patent/JPH0620169B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS615611A (ja) | 1986-01-11 |
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