KR100312636B1 - 보상필터 - Google Patents

Abstract

오디오 시스템을 위한 프리필터(5)는 룸(2)내의 확성기(1)를 구비하여 구성되고, 이는 선형위상 보정필터응답에 의해 확성기(1)에 기인하는 진폭 및 위상에러를 보정함과 더불어 룸(2)의 진폭응답을 보정하는 반면, 최소 위상보정필터단을 채용함으로써 최소 가능 여분 위상왜곡을 도입한다. 테스트신호 발생기(8)는 주파수 반복주기 보다 더 큰 위상 반복주기와 함께 스위프되는 주기적인 주파수로 이루어진 신호를 발생시킨다. 룸(2)의 다양한 장소에 위치한 마이크로폰(7)은 룸(2)과 확성기(1)에 의해 처리된 오디오신호를 측정하고, 계수계산기(6; 예컨대, 디지탈 신호 처리장치)는 룸에 응답하는 신호를 추출함으로써 필요한 최소 위상보정이 확성기(1)에 대해 미리 계산된 선형위상보정과 종속되어진다. 필터(5)는 계수계산기(6)와 동일한 디지탈 신호처리기를 구비하여 구성된다. 고충실도의 오디오 재생과, 카스테레오 재생에 적용된다.

Description

[발명의 명칭]

보상 필터

[기술분야]

본 발명은 원래의 음원으로부터 인간의 귀까지의 신호 경로에서 음향적 및/또는 전기적 스테이지의 영향을 보상하기위해 오디오 신호를 필터링하는 것에 관한 것이다.

[배경기술]

일반적으로, 상기 신호 경로는, 음을 수신하여 그것을 통상적으로 전기 신호로 변환하는 픽업(pick up)과; 신호 송신 채널과; 신호 처리(예를 들어, 필터링, 톤제어 또는 잡음 감소)와; 신호 송신, 또는 대안적으로 기록 캐리어상으로의 기록과; 신호 수신 또는 대안적으로 기록 캐리어로부터의 재생과; 부가적인 송신 링크와; 전기-음향 변환기를 경유해서 오디오 신호로의 재변환을 포함한다. 경로의 마지막 스테이지는 음향 환경(통상적으로 룸)을 통해 인간의 귀에 송신된다.

신호 경로의 각 스테이지와 관계되는 것은 전달 특성이고, 경로의 여러 스테이지에서 그 전달 특성의 영향을 보상하기위해 신호를 필터링하는 것이 시도된다. 일반적으로 보상은 보상되는 스테이지 다음의 신호 경로의 경로에서 발생한다. 예를들어, 음성 기록의 경우에, 신호는 필요하다면 기록 환경 및 장비(여럿 가운데서)를 보상하기위해 합성 및 차단 스테이지에서 필터링된다.

재생 스테이지에서, 자체 이득 제어를 갖는 복수의 대역 통과 필터를 구비하는 "그래픽 등화기:를 구비하는 것이 일반적이고, 그것을 통해 신호는 통과되어, 청취자로 하여금 그 재생된 음성 신호를 재-등화하도록한다. 그래픽 등화기는 기록 캐리어 판독기(예를 들어, 터언테이블 및 컴팩트 디스크 플레이어) 및 전기-음향 변환기(확성기)를 구비하는 전력 증폭기간에 일반적으로 배치된다.

그 등화기가 수동 조절되기 때문에, 그들의 세팅은 청취자의 개인 기호 문제이나 그들은 전기-음향 변환기 또는 변환기가 위치되는 음향 환경의 주파수를 통해 진폭 응답의 대규모 불규칙성을 보상하기위해 사용될 수 있다.

사실상, 현대의 고 충실도 오디오 장비에서, 음성 재생 품질의 중요한 변수는 확성기 및 그 확성기가 위치되는 음향 환경의 전달 함수이다.

확성기는 다른 주파수 범위에 응답하는 몇개의 분리된 변환기를 구비하고, 그 확성기 입력 신호는 분할망(일반적으로 아날로그 필터)에 의해 그 범위로 분할되고, 변환기는 캐비넷에 실장된다. 그러므로 확성기의 전달 함수는, 크로스오버 네트워크 및 변환기의 전기적 특성과; 변환기의 관련된 위치와, 캐비넷의 기계적 공진에 따른다.

음향 환경의 전달 함수는 신호가 확성기 및 인간의 귀간의 다수 경로뿐만 아니라 그 둘간의 공중을 통한 직접 경로를 통해 통과할 수 있어서 가시화될 수 있고, 확성기 및 사용자가 서있는 마루를 통한 경로 및 (적어도) 4개의 벽, 천장 및 마루로부터 반사된 경로가 있다. 그것은 구조적이고 파괴적인 음향 간섭 및 룸내에서 상당한 복잡성을 갖는 정상파 패턴을 발생시켜서, 룸에서 확성기로부터 다른 지점까지의 경로가 다른 전달 특성을 갖고 - 거기에서 룸은 공진을 명백하게 보이고, 그 전달 특성은 어떤 주파수의 완전한 제거로 인해 다른 지점간에 달리하는 주파수를 극히 다르게 할 수 있다. 상기 영향은 재생된 음성의 음조(colorations) 및 상대적으로 긴 반향음으로서 들을 수 있다. 설정된 음원이 청취자로 하여금 소정의 스피커를 조심스럽게 선택할 필요성을 없게 하기위해 및 룸내의 그 위치 및 룸의 음향특성에 유의하게 하기위해 확성기 및/또는 음향 환경을 통해 거의 동일하게 재생되도록 보상 필터 및 그 필터의 파라미터를 추출하는 수단을 제공하는 것이 원칙적으로 바람직하다.

그것을 정확하게 이루려는 목적의 한 예는 확성기에 앞서는 신호 경로에서 유한 임펄스 응답 디지털 필터(마이크로컴퓨터 및 랜덤 액세스 메모리에 의해 실행된)를 제공하는 것을 목적으로하는 미국 4458362 및 대응하는 유럽 0094762A에서 설명된다. 필터 계수는 초기 단계에서 추출되고, 그 단계에서 청취자는 룸내의 소망된 청취점에서 그 자신을 위치시키고 확성기를 경유해서 룸을 통해 청취자 위치로 전파되고 청취자에 의해 이동된 마이크로폰에 의해 픽업되는 테스트 신호를 발생하도록 마이크로프로세서에 명령한다. 테스트 신호 및 마이크로폰에 의해 픽업된 신호로부터, 신호 경로(예를 들어, 그 청취자 위치에 대해 룸을 통한 확성기 및 음향경로)의 개재부(intervene portion)의 임펄스 응답은 추출되고 신호 경로의 특성에 역전달 특성을 근사시키는(approximating) FIR 필터의 계수는 계산되고 계속적인 필터링에서 사용된다.

그러나, 상기와 같이 흥미있는 간단한 사상은 실제로 중요한 결점을 갖는다. 처음에, 신호 경로의 전달 특성이 룸내의 하나의 청취자 지점만으로 추출되기 때문에, 및 룸에서 가장 가까운 공간점에 대한 신호 경로의 전달 특성이 다수의 룸 공진의 존재 때문에 폭넓고 다른 전달 특성을 가질 수 있기 때문에, 청취자가 룸내에서 이동하면, 룸의 영향을 보상하지 않고서, 필터는 청취자에 의해 그의 새로운 위치에서 듣게된 음성을 실제로 더 저하시키도록 필터에 추출된 전달 특성이 부적합하게된다.

US4458362의 개시는 신호 경로의 소자의 주파수 응답의 보상만을 언급하고 있고 상기 소자의 위상 응답을 언급하고 있지 않다. 인간의 귀가 위상에 상대적으로 민감하지 못하다는 것이 일반적인 생각이지만, 저레벨에서도 위상 왜곡은 청취자에게 개념적으로 중요하다는 것을 알 수 있다.

신호 경로의 다른 소자는 다른 위상 작용을 나타내고; 확성기의 작용은 분할망, 변환기 및 캐비넷 크기에 다각적으로 의존한다. 그러나, 음향 환경의 위상 응답은 룸 경계로부터의 반사 또는 공진으로 인해 매우 복잡하게 될 수 있다. 그것들은 룸의 하나의 지점에서 경로의 위상 응답의 급격한 변화를 야기한다.

다른 문제는 룸의 어떤 지점에서 음성이 상대적으로 낮은 레벨에서 제 1경로에 의해 및 상대적으로 높은 레벨에서 제 2경로에 의해 청취자에게 도달하는 것이 가능하다는 것이고; 제 1경로는 예를 들어 룸의 마루를 통한 것이고; 또는 제 1경로는 확성기로부터 공기를 통한 직접 경로이고; 또는 제 2경로는 더 큰 크기의 반산(2개의 반사가 진폭 및 위상에서 더해지면 발생할 수 있는)이다. 어떤 이벤트의 영향은 더 희미한 에코로 추종되는 음성을 듣는 대신에, 청취자는 매우 부자연스럽게 감지되는 라우더(louder) 음성으로 추종되는 "프리-에코(pre-echo)"를 듣는 다는 것이다.

에코를 제거하는 것이 상대적으로 수월하게 이루어지고; 에코 길이와 같은 지연을 갖는 IIR 필터 및 에코의 감쇄의 -1배인 루프 이득은 사용될 수 있거나, IIR필터를 근사시키기에 충분히 긴 길이의 FIR 필터는 알맞은 탭값과 함께 사용될 수 있다. 그러나, 프리-에코를 보상하는 것은 상당히 더 어렵다. 직접 보상은 불가능한데, 왜냐하면 대응하는 IIR 필터가 불안정하기 때문이고, 보상 필터 자체의 임펄스 응답이 원인이 될 수 있도록 보상 필터내의 내부(bulk) 지연을 사용하는 것이 필요하다. 그러므로 그 필터 자체는 음향 환경에 의해 발생된 발생된 프리-에코를 정확하게 보상하도록 계산된 프리-에코를 발생시킴이 명백하다. 그러나, 프리-에코 시간 및 량은 룸의 청취자 위치의 민감한 기능이고, 하나의 지점에서 보상하기위해 계산된 필터는 다른 지점의 프리-에코를 보상하기에 실패할 뿐만 아니라 청취자에 극히 부자연스럽게 들리는 그 자체의 부가적인 프리-에코를 발생시킨다. 명백한 에코가 들리지 않을 지라도, 저레벨의 응답이 임펄스 응답의 주요부의 도착이전에 발생한다.

[발명의 상세한 설명]

본 발명은 경로(확성기 및 음향 환경을 포함하는)의 방향 독립부가 그 위상 응답을 거의 선형화하기위해 보상되는 필터(양호하게는 디지털 필터)를 일반적으로 구비하고 응답의 방향 종속부가 부가적인 위상 왜곡을 발생하지 않고 진폭 응답을 평탄하게 되도록 보상된다. 응답의 방향 독립부는 확성기 응답, 및 특히 전기적 부분을 포함한다. 그 필터의 파라미터를 출력하도록 신호를 처리하는 방법 및 그 처리의 결과를 사용해서 그 필터를 제조하는 방법이 제공된다.

본 발명의 하나의 태양에 따른 오디오 처리 장치는 그것이 사용되는 확성기의 응답에 관한 데이터를 포함하고, 그 오디오 처리 장치는 테스트 신호를 확성기를 통해 발생시킬수 있고 확성기 응답 데이터를 고려해서 대표적인 룸 신호 응답을 추출하도록 룸의 복수의 지점에서 수신된 테스트 신호를 측정하고, 그럼으로써 들리는 프리-에코를 발생시키지않는 방법으로 계속적인 오디오 재생용 필터 파라미터를 발생시킨다.

다른 태양에서, 본 발명은 전치(post) 필터로써 위상 유도(lead) 에러를 오디오 소오스 재료상에서 보상하도록 사용자에 의해 제어가능한 위상 정정을 제공한다.

본 발명의 다른 태양, 실시예, 목적 및 장점은 상세한 설명 및 청구범위로부터 명백하다.

본 발명은 첨부 도면을 참고로 예에 의해 예시된다.

[도면의 간단한 설명]

제1a도 및 제1b도는 본 발명의 소자 및 환경의 배치의 개략도.

제2도는 본 발명에 따른 장치의 개략적인 블럭도.

제3도는 제2도의 장치에서 사용되는 필터의 특성을 추출하는 방법의 개략도.

제4도는 제3도의 방법을 상세화시킨 예시도.

제5도는 제4도의 방법에서 확성기 파라미터를 추출하는 방법을 상세화시킨 예시도.

제6도는 제4도의 방법에서 룸 파라미터를 추출하는 방법을 상세화시킨 예시도.

제7도는 제6도의 방법의 변형도.

제8도는 제4도에서 제5도 및 제6도를 결합하는 방법의 개략도.

제9도는 제7도의 방법에서의 단계의 예시도.

제10도는 제7도의 방법에서의 부가적인 단계의 예시도.

제11a도는 제10도의 방법에서의 단계의 예시도.

제11b도는 제10도 및 제11a도의 방법에 대한 대안적인 방법이 예시도.

제12도는 본 발명의 제 1실시예에 따른 제2도에서 필터(5) 형태의 예시도.

제13도는 본 발명의 상기 제 1실시예에서 사용하는 제6도 또는 제7도의 방법에 대한 변형의 예시도.

제14도는 본 발명의 제 2실시예에 따른 제2도에서 필터(5) 형태의 개략 예시도.

제15도는 제14도의 필터의 파라미터를 추출하는 방법에 대한 개략 예시도.

제16a도 내지 제16c도는 제15도의 방법의 스테이지를 상세화시킨 예시도.

제17도는 제15도에 따른 방법의 하나의 예를 상세화시킨 예시도.

제18도는 제17의 방법의 변화의 개략 예시도.

제19도는 본 발명의 제 2태양을 구체화하는 필터 구조의 개략 예시도.

제20도는 상기를 포함하는 제12도의 필터의 기능의 개략도.

제21도는 제20도의 필터의 부가적인 성분을 이득의 개략 예시도.

제22a도 및 제22b도는 공지된 신호의 시간에 대한 진폭 및 주파수 작용의 개략 예시도.

제22c도 및 제22d도는 본 발명의 제 1실시예에 따른 테스트 신호의 작용의 예시도.

제22e도 및 제22f는 본 발명의 제 2실시예에 따른 테스트 신호의 작용의 예시도.

제23도는 제22도의 신호를 발생하는 테스트 신호 발생기의 구조의 개략도.

제24도는 제2도에 대응하는 본 발명의 스테레오 실시예의 개략 예시도.

제25a도 및 제25b도는 제24도의 시스템의 스테레오 채널을 등화시키는 파리미터를 추출하는 대안적인 방법의 개략도.

제26도는 제24도의 시스템 일부를 변형시킨 개략도.

제27a도 및 제27b도는 본 발명의 부가적인 태양에 따른 장치의 개략도.

제28도는 제27b도의 필터 특성을 추출하는 방법의 개략도.

제29도는 분할망의 응답을 측정하는 장치의 개략도.

제30도는 분할망의 역 임펄스 응답의 개략도.

제31도는 본 발명의 자동오디오 재생시스템에 적용시킨 도시도.

제32도는 가정용 오디오 재생장치의 외관의 개략도.

제33도는 제32도의 장치의 프로세서 형성부 구조의 개략도.

제34도는 제32도의 장치의 블럭도.

제35도는 오디오 화상 재생에 대한 본 발명의 실시예의 개략도.

제36도는 본 발명의 양호한 실시예에 따른 필터 구조의 개략도.

제37a-c도는 본 발명의 태양에 따른 위상선행 정정 필터의 임펄스 응답의 개략 변형도.

제38도는 본 발명의 부가적인 태양에 따른 테스트 시스템 구조의 개략도.

제39도는 제38도의 시스템의 동작을 도시하는 흐름도.

제40도는 제38도의 테스트 신호 발생기의 일부를 상세하게 도시한 블럭도.

제41도는 제38도의 테스트 신호 분석기의 일부를 상세하게 도시한 블럭도.

제42a-f도는 퓨리에 도메인에서 제38도, 제40도 및 제41도의 시스템의 여러 스테이지에서 신호의 스펙트럼의 예시하는 도면.

[실시예]

[물리적인 모델]

도 1a에서, 확성기(1)는 룸 또는 기타 음향 환경(2)내에 위치된다. 룸(2)내에 또한 청취 지점(3)이 있고; 그 지점에서 마이크로폰은 예시되나; 사용시 인간의 귀도 그 장소에 있다. 확성기(1)는 신호원(4)로부터 확성기(1)에 의해 재생되는 음성 신호를 나타내는 전기적 신호를 공급받는다. 신호원(4) 및 확성기(1)간의 전기적 경로에는 본 발명의 보상 필터 장치(5)가 있다.

확성기(1)에서 수신된 전기적 신호에 응답해서 확성기에 의해 발생된 음향 신호는 여러 경로에 의해; 마루를 통해, 공기를 통해 직접, 및 벽, 마루 및 천장으로부터의 다수의 반사를 경유해서 음향 환경(2)을 횡단한다. 벽, 바루 및 천장은 음향 신호를 각 반사로써 어느 정도로 감쇄시킨다. 감쇄도가 상대적으로 낮으면, 수초간 지속하는 긴 공진은 룸의 크기에 따라 만들어질 수 있고, 룸(2)의 주파수 스펙트럼에서 급격한 피크(peaks) 및 골(troughs)을 야기한다.

피크 높이는 공진 진폭 치수이고, 거기에서 스펙트럴 도메인에서 예리함 또는 좁음은 반향음 또는 공진 시간의 길이 또는 그것과 관련된 Q 요소의 치수이다. 낮은 진폭에도 높은 Q와 길게 지속하는 공진은 정신-음향적으로 바람직하지 않다. 600kHz이하의 저주파수 영역에서, 복잡한 3차원 정상파가 존재할 수 있다.

[신호 모델]

도 1b에서, 청취 위치(3)의 청취자에게 도달하는 오디오 신호에 의해 얻어진 경로는 다음과 같다. 그 신호를 확성기(1)에 제공하는 신호원(4)은 대화자 또는 악기 등의 원래의 오디오 소오스(4a)와 같고, 오디오 소오스(4a)로부터의 신호는 마이크로폰, 녹음 스튜디오, 재생 터언테이블 또는 테이프 데크 및 관계된 상호연결선 등의 전기적 재생 시스템(4b)을 통해 통과한다. 원래의 오디오 신호는 S로 표시되고, 전기적 재생 스테이지(4b)의 전달 함수는 Fs로 표시되어, 신호원(4)에 의해 공급된 전기적 신호(X)는 S*F_s(여기서 *는 주파수 도메인에서 승산을 나타내거나 대응해서 시간 도메인에서 컨벌루션(convolution)을 나타낸다.

그후 신호(X)는 통과되어 보상 필터(5)에 의해 필터링되고 보상 필터(5)의 전달 함수는 하기에서 논의되듯이 F^{^-1}로 표시된다. 그후 필터된 신호(Y)는 (가능하게는 전력 증폭기를 통해) 확성기에 공급된다. 확성기(1)는 통상적으로 제 4차 수동 필터인 전기적 분할망(1a)을 일반적으로 구비하고, 그 망은 신호를 여러 주파수 범위로 분할하고, 그 범위는 기본 주파수 범위(300 Hz 이하), 중간 주파수 범위(300 Hz 및 3000 Hz의 사이) 및 3배 주파수 범위(3000 Hz 이상)이다. 분할망(1a)의 전달 함수는 F_x로 표시된다. 각 필터링된 신호는 각 변환기; 통상적으로 기본 주파수용 시프트코일 콘(cone) 변환기, 및 중간 및 3배 주파수용 피에조 세라믹 돔(dome) 변환기에 공급된다. 그것들은 확성기 캐비넷에 실장된다.

확성기의 상기 소자는 부분적으로 변환기의 전기적 파라미터에 기인하고 부분적으로 변환기의 지리적인 배치 및 캐비넷의 기계적인 특성에 기인하는 전달함수(F_L)를 나타내는 것으로 볼 수 있다. 일반적으로, 사실상 확성기의 전달 함수가 확성기의 순방향(forward) 축(즉, 변환기가 진동하는 축)에 대해 청취자의 위치에 따르도록 상기 후자의 파라미터는 방향성을 갖는다. 그러나, 본원의 목적상, 상기 설명에서 확성기의 전달 함수는 확성기 축에 따르며 근거리 음장이 없는 충분히 먼거리에 이는 전달 함수로 언급된다.

확성기(1)에 의해 발생된 오디오 신호는 일반적인 공진에서 감쇄를 달리하는 다수의 다른 신호 경로를 일반적으로 구비하는 전달 함수를 오디오 신호에 부여하는 음향 환경(2)을 통해 청취자 지점(3)을 통과한다. 설정된 청취자 지점(3)에서, 룸 전달 함수(F_r)는 지정 및 측정될 수 있으나 음향 환경(2) 모두가 단일 전달 함수에 의해 설명될 수 없는 것으로 고려된다. 이하에서 사용될 때 용어 "룸 전달 함수"는 스피커(1) 및 인접한 공간내의 다른 청취자 위치간의 전달 함수에 근사하게 인접한 룸 공간을 통해 유효한 전달 함수를 표시하기위해 사용된다. 그러므로 신호원(4) 및 청취자 위치(3)간의 모든 신호 경로는 F_x*F₁*F_r(또는 F_L*F_R이고 여기서 F_L=F_X*F₁는 전체 확성기 유닛의 응답임)을 구비하는 다수로된 전달 함수 F로 나타내고 보상 필터(5)는 단위(unity)적으로 평탄화균하거나 감소하는 전달 함수 F^-1를 신호 경로의 다수로된 전달 함수 F로 나타내야한다.

[하드웨어의 설명]

[필터 (5)]

이전의 입력값 및/또는 이전의 출력값을 저장하는 버퍼 메모리를 사용해서 저장된 프로그램을 실행하도록 동작할 수 있는 고속 디지털 프로세서에 결합된 디지털 입력은 제공함으로써 필터(5)를 디지털 필터로서 실현하는 것이 양호하다.

공지된 바와 같이, 디지털 필터는 필터의 특징을 결정하는 디지털 계수에 의해 승산된 버퍼 메모리에 저장된 이전의 입력 및/또는 출력값의 결합에 따라 일련의 출력값을 발생시킴으로써 동작한다. 프로그램 메모리, 산술 논리, 승산기 및 빠른 데이터 메모리를 구비하는 디지털 신호 프로세서(DSP)는 필터(5)로서 사용된다.

[테스트 신호 발생기(8)]

본 실시예에서 확성기(1)의 입력에 직접적으로(즉, 필터(5)를 경유하지 않고) 전기적 테스트 신호를 공급하는 테스트 신호 발생기(8)가 구비된다. 테스트 신호는 다수로된 전달 함수 F(상세히 후술됨)를 등화하려는 범위에 결쳐 신호 주파수 성분을 포함한다.

[계수 계산기(6)]

계수 계산기(6)는 마이크로폰(7)에 연결가능하고, 필터(5)용 계수를 마이크로폰(7)으로부터의 신호로부터 계산하고 그들을 필터에 공급하도록 배열된다. 본 실시예에서 필터(5) 및 계수(6)가 동시에 사용되지 않기 때문에, 필터(5)를 구비하는 프로세서 장치는 다른 저장된 프로그램을 실행함으로써 계수 계산기(6)도 구비할 수 있다.

[본 발명의 일반적인 동작]

본 발명의 하나의 필수적인 특징은 확성기(1) 및 음향 환경(2)의 전달 함수가 성질상 다르고, (물론, 같은 필터 하드웨어(5)가 그 모두를 보상하기위해 사용되지만) 그 둘을 모델링하고 보상하는 것이 장점으로 된다는 것이다. 그러나, 2개의 전달 함수를 실제로 분리해서 측정할 때 매우 상당한 어려움이 있는 데, 왜냐하면 확성기가 오디오 신호를 음향 환경으로 주입시킬 필요가 있기 때문이고 근거리 음장의 확성기 응답이 음향 환경내를 제외하고는 측정될 수 없기 때문이다. 수학적인 근사치를 여러개의 전달 함수로 계산하는 것이 가능하다. 예를 들어, 분할망의 형태 및 차단 주파수가 특정화되면 그 전달 함수는 계산하기 쉬워진다. 그것은 확성기의 전기적 부분(예를 들어, 시프트코일)에도 인가한다. 그러나, 확성기의 기계적인 작용을 모델링하는 것이 복잡하고, 룸 등의 환경의 음향 작용을 모델링하는 것은 대다수의 가능한 공진때문에 매우 복잡하다. 그러므로 확성기 및 룸의 전달 함수를 측정에 의해 추출하는 것이 양호하다.

신호에 대한 성분의 응답은 다수의 방법으로 설명될 수 있고; 그들중에 임펄스 응답 또는 자동 상관 스펙트럼 등의 시간 도메인 설명 및 복잡한 주파수 스펙트럼 또는 전력 스펙트럼 등의 스펙트럼 응답 설명이 있다. 확성기 및 룸 응답을 측정하고, 그 응답을 처리하고, 그것에 대해 보상하는 필터의 파리미터를 설계하는 각종 프로세스는 다수의 방법으로 수행될 수 있다. 다음에서, 표시의 간편성을 위해, 응답 측정 및 필터 설계는 주파수 도메인 방법을 사용해서 설명되고, 그것으로부터 대안적인 방법은 당업자에게는 있을 수 있다.

도 3에서, 계수 계산기(8)의 동작의 일반적인 방법은, 환경에 거의 무관한 확성기 응답의 모델과, 확성기 응답에 거의 무관한 환경 응답(환경내의 구역에 걸쳐 유효한)의 모델을 분리해서 얻는다. 계수 계산기(6)는 확성기 및 환경의 다른 물리적인 특성을 고려해서 다른 방법으로 확성기 및 환경에 대해 보상하는 필터의 계수를 계산한다. 확성기의 위상 응답은 확성기에 의해 발생된 위상 왜곡을 거의 제거하기위해 보상될 수 있는 데, 왜냐하면 확성기 응답은 확성기에 대해 청취자의 방향 및 위치가 거의 무관하기 때문이다. 음향 환경(예를 들어, 룸)은 부가적인 위상 에러를 방지하도록 그 위상 공진을 완전히 등화하지 않고 그 진폭 응답을 등화하기위해 보상된다. 보상 모두를 결합시키는 신호 필터의 계수는 필터(5)에 공급되어 확성기(1)를 경유해서 계속 필터된 오디오 재생되게된다.

도 4에서, 도 3의 프로세스는 상세하게 설명된다. 확성기(1)의 응답은 확성기를 에코없는 환경에 설치함으로써, 테스트 신호를 확성기를 통해 통과시킴으로써, 및 마이크로폰을 경유해서 그 재생된 오디오 신호를 선택함으로써 측정된다. 마이크로폰에 의해 측정된 신호로부터, 확성기 응답의 알맞은 모델은 추출된다. 그 모델로부터, 확성기를 보상하기위해 필요한 응답은 추출되고; 간단한 경우에, 그것은 단지 확성기 응답 자체의 역 스펙트럼이다. 모델 확성기 응답 및 확성기 보상 응답 데이터는 계속 사용하기위해 저장된다.

확성기(1)는 그것이 사용되는 음향 환경내에서 위치되고, 마이크로폰(7)은 환경내의 청취가 위치에서 위치된다. 테스트 신호 발생기(8)로부터의 전기적 테스트 신호는 확성기(1)에 공급되고 마이크로폰(7)에서 수신된 최종 오디오 신호는 측정 및 저장된다. 마이크로폰(7)은 다른 지점으로 이동되고 그 프로세스는 반복된다. 일단 충분한 측정이 이루어졌을 때, 계수 계산기(6)는 측정이 이루어지는 모든 지점을 결합해서 나타내도록 저장된 측정치의 결합으로부터 룸 응답을 계산한다. 상기 응답은 확성기(1)로 인한 응답을 포함한다. 그러므로 계수 계산기(6)는 확성기(1)를 제외한 음향 환경(2 F^{^} _R)의 응답을 추출하도록 그 결합되어 측정된 응답과 결합해서 그 저장된 모델의 확성기 응답(F^{^} _L)을 사용한다. 룸 응답을 거의 보상하는 보상 응답(F^{^} _R ^-1)은 추출되고, 확성기 보상 응답(F^{^} _L ^-1)과 결합된다. 그 결합된 보상 응답으로부터 그 결합된 보상을 실행하는 디지털 필터(5)의 계수는 추출되고 계속적인 오디오 재생에 사용하기위해 필터(5)에 공급된다.

[확성기 보상]

확성기 응답을 측정하기위해, 도 4에 도시했듯이, 확성기는 룸의 벽 및 천장이 매우 음향학적으로 진폭을 감소시키는 룸을 구비하는 울림이 없는 체임버에 설치되고, 마이크로폰(7)(예를 들어 20Hz이하의 응답을 갖는 일렉트레트(electret) 마이크로폰)은 저음 유닛의 근거리 음장으로부터 먼 거리(예를 들어 콘(cone)으로부터 20-30cm)에 있는 확성기의 정면에서 확성기 축상에서 위치되고 테스트 신호 발생기(8)에 의해 발생된 테스트 신호가 확성기에 공급된다. 마이크로폰(7)에 의해 수신된 신호는 종래의 ADC(도시 안된)에 의해 앤티-에일리어스(anti-alias) 필터되고, 샘플되고, 디지털화되고 디지털 신호는 계수 계산기(6)에 공급된다.

도 5에서, 처음에 그 측정된 신호로부터 확성기의 전달 함수 또는 응답을 추출하는 프로세스는 신호의 푸리에 변환을 얻는 단계를 구비한다.

설명을 간단히 하기위해, 다음에서 단일 임펄스 테스트 신호의 효과가 논의되고; 그러므로 마이크로폰(7)에 의해 측정된 신호가 확성기의 임펄스 응답을 발생 시킨다. 다른 테스트 신호가 사용되면, 하기에서 상세히 설명했듯이 그 측정된 응답으로부터 테스트 신호 응답을 디컨벌브(deconvolve)함으로써 그 측정된 신호로부터 확성기의 임펄스 응답을 추출하는 것이 필요하다.

그 측정된 응답은 예측된 응답의 다른 인식을 사용함으로써 개선될 수 있고; 즉, 예를 들어, 다수의 확성기 6, 12 또는 24 dB/옥타브의 기울기를 갖는 로그/선형 저주파수 롤오프(rolloff)를 갖고, 그러므로 수학적으로 계산된 곡선은 응답의 저주파수 영역에서 그 측정된 데이터에 알맞도록 될 수 있다. 대안적으로 응답은 확성기 소자의 크기 및 질량의 측정으로부터 계산될 수 있다.

보상 필터가 확성기의 위상(및 진폭) 응답에서 넓은 기울기만을 정정하도록 주파수(로그 크기로 표현된)를 갖는 빠른 위상 변화가 보상안된 채로 남는 것이 바람직하다. 그것은 왜냐하면 그 빠른 위상 변화가 확성기 캐비넷의 확성기의 기계적인 공진으로 인해 발생되어, 결국 확성기 주위의 다른 방향에서 다르게 들리고, 즉 하나의 마이크로폰 위치에 대한 정확한 보상은 다른 청취자 위치에서 응답을 악화시키기 때문이다. 그것을 해결하기위해, 평탄화 동작은 그 추출된 푸리에 변환 계수상에서 수행된다.

다음 단계는 주파수 도메인에서 확성기 응답에 의해 승산될 때(또는 시간 도메인에서 확성기 응답과 컨벌브될 때) 바람직한 목표 응답을 이루는 보상 필터의 응답인 그 측정된 응답으로부터 발생된다. "이상적인" 확성기에 대한 바람직한 목표 응답은 다음의 특징을 갖고; 즉 그 진폭 스펙트럼은 가청 범위에 걸쳐 필수적으로 평탄하게 되야하고; 그러나 그것은 확성기의 과부하를 방지하도록 매우 낮은 주파수에서 점차로 감소해야하고; 그 위상 응답은 위상 왜곡을 방지하도록(및 일정한 그룹 지연을 설정하도록) (어떤 속도로 통과대역내에서) 선형으로 되야한다. 그 측정된 확성기 응답에 대한 역을 추출하는 것(즉, 목표 응답을 단위(unity)로서 세팅하는 것)은 필터로 하여금 저주파수(가능하게는 12 또는 24 dB/옥타브)에서 진폭 응답을 증가시켜서, 스피커를 과부하로 되게한다.

롤오프 주파수를 포함하는 저주파수에서 확성기의 위상 응답을 등화하는 것은 특히 중요하고, 약 300-500 Hz 이상의 위상 변형은 감소될 수 있다.

목표 응답의 스펙트럼 설명(예를 들어 12 dB/옥타브의 선형 저주파수 롤오프로 감소하고 적어도 저주파수를 통한 선형 위상 응답인 100 Hz 이하의 평탄한 진폭 스펙트럼)은 계수 계산기(6)에서 영구히 저장된다. 그 측정되고 평탄화된 확성기 응답은 필터 응답을 보상하는 확성기의 스펙트럼 설명(F_L ^-1)을 제공하는 상기 목표 응답으로 분할된다. 계수 계산기(6)는 소망된 필터 형태용의 간편한 알고리즘을 사용해서 상기 설명으로부터 대응하는 필터 계수를 나중의 스테이지에서 추출할 수 있다. FIR 필터에 대해, 역 푸리에 변환은 필터의 임펄스 응답(예를 들어, 계수)을 직접 추출하는 것이 단지 필요하다.

[음향 환경 측정]

예를 들어 거의 이상적인 응답을 갖는 다른 확성기를 사용해서 음향 환경(2)의 응답을 측정하는 것이 가능하다. 그러나, 확성기 보상 필터에 의해 보상안된 확성기 응답(F^{^} _L ^-1)의 요소가 룸 보상 필터 응답(F^{^} _R ^-1)으로 다수로 되고 그 룸 보상 필터로서 보상되도록 사용자는 도 4에 도시했듯이 룸에서 사용되는 확성기를 사용하기를 선호한다.

그것은 특히 장점으로 되는 데 왜냐하면 방향 또는 위치에 따르며 확성기 보상 응답(F^{^} _L ^-1)을 추출할 때 결국 고려하지 않았던 확성기 응답(F_L)의 그 빠른 요동 성분이 음향 환경과 같은 방법으로 보상되기에 알맞기 때문이다.

같은 확성기를 룸 응답을 측정하기위해 사용하기를 결정하였다면, 음향 환경(2)으로 발생된 음향 테스트신호가 확성기 자체의 응답에 의해 영향을 미치지 않도록 그와 같이 하는 명백한 방법은 확성기 보상 필터를 통해 통과된 보상된 신호를 확성기(1)에 공급한다. 그러나, 상기 방법은 그 경로에서 전기 및 음향 잡음의 존재에 의해 영향을 받을 수 있음을 알 수 있다. 더 심하게, 확성기 보상 필터에 의해 발생된 롤오프는 룸 보상에 의해 보상되어야한다. 또한, 상기 방법은 필터(확성기 보상 필터 및 룸 보상 필터의 캐스케이드(cascade)를 구비하는)를 더 길게하고, 실시간 필터링에서 필요한 더 많은 계산을 발생시킨다.

도 4및 5에서, 환경 응답은 다음과 같이 측정된다. 확성기(1)는 음향 환경(예를 들어, 룸)(2)에서 바람직한 위치로 된다. 보상된 크기 또는 구역이 룸내에서 설계되고; 그것은 청취자가 위치하는 룸의 침상 또는 구역이다. 마이크로폰(7)은 그 보상된 크기내에서 제 1지점에 위치된다. 테스트 신호 발생기(8)는 룸(2)내에서 오디오 신호(확성기 응답에 의해 영향받게된 테스트 신호와 같은)를 대응해서 발생시키는 확성기(1)에 직접 공급되는 테스트 신호를 발생시킨다. 오디오 신호는 다수의 경로를 경유해서 룸(2)를 통해 이동하고 이전에 디지털화되고 계수 계산기(6)에 공급되는 측정된 신호를 대응해서 발생시키는 마이크로폰(7)에 도달한다.

마이크로폰은 보상 음량내의 다른 위치로 이동되고, 프로세스는 반복된다. 계수 계산기(6)는 각 위치의 마이크로폰으로부터 신호를 저장한다. 측정이 알맞은 다수의 위치에서 행해질 때 계수 계산기(6)는 그 측정된 신호로부터 평균화된(느슨한 의미에서) 시스템 응답을 발생시키고, 이미 측정된 확성기 응답(F_L)을 고려함으로써 그 평균화된 룸 응답(F_r)을 그것으로부터 얻는다. 그 추출된 룸 응답(F_r)(하기에서 상세히 설명되는)을 조절한 후, 소망된 정정 응답이 계산되고 그것으로부터 및 확성기용으로 추출된 보상 응답(F_L ^-1)으로부터, 필터용 계수(F^-1)는 필터(5)에 의해 실행될 때 확성기(1) 및 룸(2) 모두를 보상하는 것으로 계산된다. 그것에 대한 필터 계수는 신호원(4)으로부터 오디오 신호의 계속적인 처리를 위해 필터(5)에 공급된다.

도 6에서, 계수 계산기(6)가 룸 음답(F_r)을 추출하는 프로세스인 룸 보상 응답(F_r ^-1)은 더 상세하게 설명된다. 상기 언급했듯이, 룸에 대해 저장된 목표 응답은 넓고 평탄한 진폭 스펙트럼을 갖는다.

제 1단계는 그 측정된 신호의 응답을 결합하고; 그것은 그 측정된 신호로부터 얻어진 임펄스 응답상에서 푸리에 변환을 실행함으로써, 룸의 모든 측정된 지점으로부터 푸리에 변환 스펙트럼을 평균화함으로써 및 평균화된 스펙트럼을 설정하도록 간편한 평균(반드시 산술 평균일 필요는 없음)을 사용해서 푸리에 스펙트럼을 평균화함으로써 스펙트럼 도메인에서 간편하게 행해진다. 스펙트럼 도메인에서 평균화하는 상기 프로세스는 음향 환경(2)내의 정상파 패턴 및 반사로 인해 국부적인 진폭 응답차를 감소시킨다. 진폭 및 위상 스펙트럼보다 오히려 진폭 스펙트럼만을 평균화하는 것이 양호하고; 전력 스펙트럼을 평균화하는 것은 하나의 간편한 진폭에 관련된 방법이다.

보상 필터의 응답(F^{^} _r ^-1)은 프리-에코를 발생시킬 가능성을 방지하기위해 최소 위상 작용을 보여주게 되길 도록 바란다.

최소 위상 필터는 설정된 진폭 응답에 대해 이룰 수 있는 제로 위상 응답으로부터 최저 편차를 갖는 코우셜(causal) 필터이다. 그 결과, 그 임펄스 응답의 포락선은 t=0(예를 들어, 초기) 임펄스 성분 주위로 밀접하게 제한된다.

최소 위상 필터의 위상 응답이 필터의 진폭 응답에 직접 관련되는 것을 수학적으로 나타낸다. 그것은 사실상 스펙트럼 전력 응답의 로가리즘을 계산하고, 그 결과의 힐버트 변환을 계산함으로써, 및 그후 스펙트럼 전력 응답의 평방근과 같은 진폭 및 그 계산된 힐버트 변환과 같은 위상을 필터에서 추출함으로써 설정된다.

그러므로 계수 계산기(6)는 그 저장된 마이크로폰 각각에 대해 스펙트럼 전력 응답을 계산하고; 간편하게 그것은 불연속 푸리에 변환을 수행함으로써 및 그후 각 복소항의 모듈러스(평방된)를 얻음으로써 이루어진다. 각 저장된 신호에 대해 그 대응하는 항은 합산되어 보상 음량 전체에 걸쳐 스펙트럼 전력 응답을 나타내는 평균 스펙트럼 전력 응답을 발생시킨다. 도7은 최소 위상 룸 보상응답을 위해 사용된 도6의 프로세스를 예시한다.

다음 단계는 확성기(1)에 기인하는 전달 함수에 대한 컨트리뷰션(contribution)을 그 측정된 응답으로부터 분할한다. 룸(2)내의 마이크로폰(7)의 위치는 확성기 응답 측정이 행해지는 마이크로폰 위치와 불가피하게 다르기 때문에 그 평탄한 응답(F^{^} _L)(빠르게 변하는 위상 성분을 제외한)을 사용하는 것이 양호하지만 확성기 응답(F_L)은 상기 설명했듯이 측정되어 이미 사용될 수 있게 되고, 확성기 응답의 보상안된 응답은 소망된 룸 응답(F_R)에서 남겨진다. 그러므로 그 평균화되어 측정된 스펙트럼은 확성기의 스펙트럼 응답의 모듈러스에 의해 분할되어 룸의 그것과 근사한 응답을 발생시킨다.

[룸 스펙트럼 처리]

다수의 지점으로부터 측정된 응답을 평균화하는 것이 저주파수에서 룸 응답 효과의 영향을 어느 정도 감소시키는 데 도움을 주지만, 그 평균화된 룸 응답은 특정한 공진 및 깊은 골(troughs)에 대응하는 예리한 피크를 여전히 포함할 수 있다. 깊은 골은 특히 문제로 될 수 있는 데, 왜냐하면 직진(straightforward) 보상 필터는 그 신호를 골에 대응하는 주파수로 강하게 부스트하게되어, 확성기를 과부하로 되게 할수 있기때문이다. 또한, 룸의 나머지 영역에서 원래의 골은 인식하지 못할수 있으나 그 신호에 인가된 부스트는 확실하게 인식할 수 있다. 발명자는 주파수 응답에서 골의 정신-음향 효과가 응답에서 피크의 그것보다 청취자에 훨씬 덜 인식될 수 있음을 알았다. 발명자는 상기 이유로 인해 큰 피크를 정정 필터의 응답으로 발생하지 않도록함을 선호하여, 정정 필터는 피크보다 그 측정된 룸 응답의 골에 덜 응답한다.

골의 예리함은 중요한데, 보상 필터 응답에서 대응하는 예리한 특성이 높은 Q 요소를 의미하고 발명자는 그 높은 Q 필터링의 정신-음향 효과가 청취자에 매우 의존해서 바람직하지않게 될 수 있다. 그들이 긴 시간동안 계속되면 아주 낮은 레벨 조차도 청취자에게 분배될 수 있다.

그 측정된 룸 응답의 스펙트럼 역에 대응하는 보상 필터를 발생하기보다 오히려, 보상 필터를 룸 응답의 처리된 버젼에 대응하게하는 것이 선호된다.

그 처리는 하기에서 더 상세하게 논의했듯이 룸 응답 스펙트럼에서 피크 및 특히 골을 평탄화시킨다(즉 피크 및 골의 진폭 및/또는 예리함을 감소시킨다). 평탄화된 룸 응답(F^{^} _R)을 발생시켰을 대, 다음 단계는 필터의 응답(F^{^} _R ^-1)을 계산하여 룸 응답을 보상한다. 바람직한 필터 진폭 응답은 각 전력 스펙트럼 기간의 평방근을 얻음으로써 및 그 결과를 단위(또는 원리적으로, 다른 룸 목표 응답)로 분할함으로써 간단히 얻어진다. 바람직한 위상 응답은 최소 위상 필터에 대해 진폭 스펙트럼으로부터 진폭 스펙트럼의 대수의 힐버트 변환으로써 직접적으로 계산된다. 위상 및 진폭 스펙트럼으로부터, 필요한 필터 계수는 필터의 길이를 제한하도록 알맞게 창(windowing)으로 함으로써 역 푸리에 변환에 의해 시간 도메인으로 추출 될 수 있다. 룸 정정 필터를 분리해서 추출하는 것이 가능하지만, 도 8에 도시했듯이, 바람직한 룸 정정 필터의 위상 및 진폭 스펙트럼이 일단 계산되었을 때, 그들은 확성기 및 룸 모두를 보상하도록 계산되는 결합된 정정 필터의 주파수 도메인 설명을 제공하기위해 확성기 정정 필터용으로 이미 추출된 스펙트럼으로써 승산되고; FIR 필터에 대해, 그 결합된 필터의 계수는 결합된 스펙트럼 응답의 역 푸리에 변환에 의해 추출된다.

그렇게 계산된 필터 계수는 연속적인 오디오 재생에서 디지털 필터(5)에 의해 사용하기위해 저장된다.

도 9에서, 그 처리는 2개의 동작; 골의 깊이가 감소되도록 스펙트럼 성분의 진폭이 비-선형 형태로 그 자체의 값에 따라 조절되는 진폭 조절 단계와, 각 스펙트럼 성분의 진폭이 어느 정도의 평탄화를 제공하기위해 그 인접한 성분의 그것, 및 피크 및 골의 예리함을 감소시키는 스펙트럼 전력 응답의 평균화 또는 저역 필터링에 따라 조절되는 평탄화 단계를 구비한다. 그것은 시프트평균을 다수의 샘플(직사각형의 평탄한 커늘 또는 윈도우)을 통해 제공함으로써 또는 삼각형 또는 정방형 커늘 등의 더 복잡하며 평탄한 커늘를 사용함으로써 간단히 이루어질 수 있다. 커늘 형태는 최종 필터의 길이를 절단하는 효과를 갖는 데; 스펙트럼을 평탄하게하고, 그 필터를 짧게 한다.

조절 형태의 선택은 청취 영역의 크기 또는 보상하길 바라는 룸내의 보상 음량에 주로 의존한다. 단일 지점에서 등화하기위해, 바람직하지않은 정신-음향 효과없이 가장 깊은 골 또는 가장 높은 피크조차도 정확하게 보상하는 것이 가능하다. 적은 보상 음량에서, 상대적으로 적은 조절은 정신-음향적 효과를 방지하나 응답 딥(dips)의 상세화된 등화를 제공하는 반면에, 더 큰 보상 영역에 필요한 더 큰 조절은 깊거나 좁은 응답 골을 보상하지않는 보상 필터를 제조한다. 사실상, 설정된 정도의 조절을 갖는 보상 필터가 동작하는 보상의 크기는 주파수와 무관한 설정된 수의 파장과 비슷함을 알았고; 환언해서, 모든 주파수에 대해 설정된 크기로 보상하기위해, 저주파수에서 보다 더 높은 주파수에서 피크 및 골을 더 큰 정도로 평탄화 하도록 응답 스펙트럼 조절의 주파수 종속도를 사용하는 것이 필요하다.

매우 낮은 주파수(20 Hz 또는 30 Hz 이하)에서 트래픽 및 기계적인 잡음은 기상 현상으로 인한 대기 압력 변화의 고주파수 성분과 함께 마이크로폰(7)에 의해 측정되고 그러므로 실수로 룸 응답 스펙트럼의 일부로 되어 나타나게 됨을 발견했다. 그러므로 20-30 Hz 주위의 최소 주파수 이하의 그 측정된 룸 응답을 매우 평탄하게 하는 것이 양호하다.

그러나 스펙트럼 처리 형태들간의 예리한 변이를 갖는 것은 그것이 청취자에게 부자연스럽게 들리는 것처럼 바람직하지않다. 그러므로 사용된 진폭 조절 함수는 추출된 보상 필터 응답에 다음과 같은 영향을 미친다.

1. 그것은 보상 필터 응답을 매우 낮은 주파수에서 룸 응답의 큰 골과 실제로 무관하게한다.

2. 그것은 주파수 임계값이상의 점진적인 고주파수에서 발생하는 룸 응답에서 골에 점진적으로 덜 의존하게한다.

3. 그것은 매우 낮은 주파수 및 입계값간의 스펙트럼 영역을 통해 대략 일정한 진폭 조절량을 인가한다.

4. 상기 3개의 상황간의 예리한 변이가 없다.

하나의 알맞은 진폭 조절 함수는 다음과 같다. 즉

, 여기서 함수 k(f)²는

상수(e 및 K)는 실험적으로 어느 정도 알맞은 값으로 세트된다. 상기 함수는 상기 목적을 이루나, 예를 들어 4를 제외한 제곱을 사용하는 다수의 다른 진폭 조절 함수는 사용될 수 있었다. 그러므로 계수 계산기(6)는 그 저장된 스펙트럼 전력 계수를 얻을 수 있고, 각각을 변형된 스펙트럼 전력 계수에 의해 대치하여 진폭 처리된 계수 세트를 발생시킨다. 각 진폭 변형된 계수는 상기 언급했듯이 그 계수 및 그 바로 인접한 계수의 정규화된 합을 구비하는 국부적인 평균으로써 그것을 대치함으로써 처리된다. 바로 인접하는 계수의 수 및 최종의 스펙트럼 평탄도는 양호하게는 주파수 함수이어서 상기 설명된 3개의 넓은 기준을 이루게한다.

상기 2개의 동작은 시퀀스적으로 수행될 필요가 없으나, 결합될 수 있다. 또한, 각 동작은 나머지 동작에 따라 이루어질 수 있고; 그러므로, 평탄도(즉, 각 계수의 변형된 값이 그 인접한 계수에 따라 달라지는 양)는 계수의 진폭에 따라 변화될 수 있거나 그 역으로도 되어, 예리한 골은 진폭에서 평탄화되고 감소되나 나머지 계수는 그렇게 되지 않는다.

[제한된 전치-에코 필터링]

앞선 내용에서, 최소 위상 필터를 사용하는 정정 또는 룸 음향이 제안된다. 상기 정정 형태를 사용해서, 룸 반향 시간(-60 dB를 예로 하는 소정의 저레벨로 내려가도록 임펄스 진폭에 대해 얻어진 시간으로서 정의된)은 실제로 감소되고, 모든 필터, 확성기 및 그자체의 음향 환경 경로의 응답은 보상 음량을 통해 전치-에코를 갖지 않는다.

그러나, 룸 반향 시간이 필터(5)로 하여금 비(non)-최소 위상 작용을 약간 나타내도록 함으로써 정신-음향 수락능력에서 페널티를 거의 없이 감소될 있음을 알았다. 음향 환경 응답이 전체 보상 음향에 걸쳐 정확하게 정정될 수 없기 때문에, 소정의 위상 에러량은 어떤 지점에서 측정될 수 있기때문이나, 필터(5)에 의해 나타내어진 전치응답량을 룸의 선형 위상 보상에 대한 경우보다도 더 낮은 레벨로 억제함으로써, 그 결과가 청취자에게 계속 수락될 수 있음을 알았다.

수락가능한 통상적인 전치-응답 시간은 20msecs 내지 50msec이고; 하나의 사용할 수 있는(그러나 엄밀하지않은) 설계 규칙은 필터(5)(또는 더 정확하게는 필터(5)의 룸보상 필터소자)의 최대허여된 전치-응답 시간이 보상 음량으로 확성기로부터의 음성 도착시간 및 룸의 가장 먼 반사표면으로부터 보상 구역에서 그 음성의 제 1 반사의 도착시간간의 차이를 상당히 초과하지 않아야함을 알았다.

상기 측정은 물론 설정된 룸 크기 및 확성기 및 청취자 위치에 대해 계산될수 있거나 대안적으로 마이크로폰(7)에 의해 수신된 신호의 임펄스 응답으로부터 측정될 수 있었으나, 일반적으로 필터가 50msecs보다 통상적으로 적은 설정된 레벨에서 음향 환경을 보상하기위한 전치-응답의 최대량을 세트하는 것이 양호하게된다.

상기 문맥에서, "전치-응답"은 임펄스 응답의 포락선 부분이 임펄스 응답의 피크값 이전에 발생하는 것을 일반적으로 의미한다. 측정가능한 선명도가 필요로 하는 데서, 필터의 전치-응답이 필터 응답의 모든 통과 부분의 임펄스 응답의 제 1성분으로부터 모든 통과 임펄스 응답의 "중력 중심"까지의 시간으로서 형성될 수 있다. 즉

∑a_t ²*t/∑a_t ²이고, 여기서 a_t가 시간(t)에서 임펄스 응답의 진폭이다.

필터의 임펄스 응답의 형태에 대한 질적인 언급을 하는 것이 또한 가능하고; 그것이 매우 밀접하게 배치되지 않는 다면 전치-에코로서 일반적으로 가청되듯이, 임펄스 응답에서 최고 피크보다 빠르고 낮은 불연속 피크가 없어야한다. 그러나, 인간의 귀가 과도현상의 초기 부분에 더 응답하게 나타나게되어, 단지 초기 피크가 없을 때에는 전치-에코를 제거하는 것이 불충분한데; 예리하게 증가하는 전치-응답(임펄스 응답의 후측 부분과 비교되는)은 가청되게 수락불가능하게 들리나, 확장되고 느리게 상승하는 전치-응답은 프리-에코를 일반적으로 방지한다.

도 10에서, 리콜링(recalling)은 최소 위상 필터 및 모든 통과 필터(의 캐스케이드와 같은)의 컨벌루션으로 되는 설정된 응답을 고려하는 것이 가능하고, 그러므로 도 7의 프로세스에 의해 추출된 최소위상 정정필터가 음향 환경 함수의 모든 통과 성분을 정정안된채로 남겨두게된다.

어느 정도로 정정된 상기 성분은 음향 환경의 나타내는 모든 통과 전달함수(A)를 추출함으로써; 모든 통과 성분(A)의 임펄스 응답 길이를 설정된 제한(예를 들어, 50 msecs)으로 절단함으로써; 임펄스 응답(임펄스 응답 및 그 시간 반전의 컨벌루션이 선형 위상을 야기하는 것으로 기억하는)을 시간 반전(reversing)함으로써; 시간 반전된 응답의 모든 통과 부분(A^-1)을 추출하고; 그것을 도 7의 프로세스에 따라 발생된 최소위상 룸 정정 응답과 컨벌루션함으로써 제공된다.

응답의 모든 통과 부분을 추출하는 프로세스는 몇개의 방법; 예를 들어, 주파수 도메인에서, 스펙트럼의 최소위상 성분을 추출함으로써 및 그후 그것을 원래의 스펙트럼으로 분할함으로써 이루어질 수 있다. 제로 변칙(anomaly)에 의한 분할을 방지하기위해, 최소위상 성분은 처음에 상기와 같이 평탄해질 수 있다.

정정을 위해 선택되는 룸 응답의 모든 통과 성분(A)은 각 마이크로폰에서 측정된 신호에 대한 모든 통과 성분을 분리해서 추출함으로써 및 그후 나타난 바와 같이 그 계산된 모든 통과 응답들중 하나를 선택함으로써 추출될 수 있다. 그것은 보상 구역내의 중심에 있는 마이크로폰 위치에 대응하는 것일 수 있거나, 모든 응답의 평균으로부터 최저 편차를 나타내는 것일 수 있었다.

제한된 전치-응답 필터의 응답을 추출하는 상기 방법에 대한 대안으로서, 도 11b에서 각 마이크로폰 위치(정렬된 성분인 그 초기값 t=o를 갖는)에서 측정된 임펄스 응답은 평균화될 수 있고 그 평균화된 임펄스 응답이 푸리에 변환될 수 있다. 최종 스펙트럼은 상기 논의했듯이 국부적인 평균화 커늘(kernel)을 사용해서 매우 평탄화되고, 역 스펙트럼은 추출되거나 특히 "정규화된 역수"는 c (f)(K+k(f))/c(f)c^*(f)+k(f)이고 여기서 c^*는 c의 공액 복소수이고, K는 cc^*와 같은 평균값을 대략 갖도록 선택되고, k(f)는 상기 논의된 종류의 진폭 변화 함수이다.

도 11b에 도시했듯이, 그렇게 추출된 역 스펙트럼의 각 스펙트럼에 대한 RMS 기간은 도 7에서처럼 추출된 RMS 전력 스펙트럼에 의해 승산되어, 최소위상 응답은 상기 결합된 응답을 보상하도록 추출된다. 역 스펙트럼 자체는 최소 위상 정정에 의해 승산되는 모든 응답을 제한된 전치-응답으로서 사용되고 최종 정정 스펙트럼은 소망된 필터 계수를 얻기위해 시간 도메인으로 역 푸리에 변환된다.

확성기 캐비넷내로부터의 및 확성기에 인접한 벽에서 멀리있는 전치-응답 반사의 길이(일반적으로 50msec보다 적고; 양호하게는 20msec보다 적고 유리하게는 10msec보다 적은)에 알맞은 제한을 갖는 상기 형태의 제한된 전치-응답 정정의 사용은 가청 프리-에코를 야기함이 없이 제거될 수 있다. 전치-응답 제한은 강조된다면 전체 룸에 대한 선형 위상 정정을 제공하기위해 일반적으로 필요로 하는 전치-응답량(통상적으로 수 초 정도)보다 매우 더 짧게 된다.

[실행]

저주파수에서 1 Hz 이하의 주파수 해상도를 갖는 필터가 수락가능한 보상에 대해 바람직하다는 것을 알았다. 저주파수에서 최소의 수락가능한 확성기중에는 룸위상 왜곡이 발생하는 것도 있다. 그러나, 0-15 kHz의 꽉찬 오디오 대역폭에 걸쳐 1 Hz의 해상도를 설정하는 필터를 제공하는 것은 30,000 스테이지 정도의 길이를 갖는 필터를 필요로 하고, 그러므로 30 kHz의 샘플링 속도에서 현재 실시되지 않는 30,000 × 30,000 = 900 메가플롭스(megaflops) 처리 전력을 필요로 한다.

[저주파수 등화]

다수의 응답 특성 때문에 상대적으로 낮은 주파수(1 kHz 이하 또는 특히 500 또는 300 kHz 이하)에서 발생하도록 정정하는 것이 바람직하고, 상기 주파수 영역에서 룸 및 확성기 응답을 보상하는 것이 단지 가능하다. 필터가 저주파수 영역상에서만 동작함으로써 매우 낮은 샘플링 속도에서 및 설정된 주파수 해상도에서 더 짧게 이루어 질 수 있다. 그러나, 귀가 스펙트럼 응답에서 갑작스런 점프 또는 변화에 특히 민감하기 때문에, 보상되고 보상안된 주파수 영역간의 변이가 평탄하고 불연속성없이 점진적으로 됨에 큰 주의를 기울이는 것이 특히 필요하다.

도 12에서, 저주파수에서 보상하는 본 발명의 실시예에서, 필터(5)는 2개의 분리된 신호 경로를 구비하게된다. 제 1경로(51)는 하기 논의했듯이 계수 계산기(6)에 의해 공급된 지연 시간1에 의해 특징지어진 지연 스테이지(52)를 포함한다. 제 2경로(53)는, 소정의 설정된 속도(예를 들어, 44.1 kHz)에서 입력 샘플을 수신하고, 보상되는 주파수 범위에서 샘플링 속도와 같은 매우 감소된 속도에서 출력 샘플을 발생시키는 다운샘플러(downsampler) 또는 데시메이션(decimation)필터(54)를 포함하고, 500 Hz까지의 보상 범위에 대해, 출력 샘플 속도는 1kHz이다.

얼라이어싱(aliasing)을 방지하기위해, 다운샘플러(54)는 저역 필터링을 포함하고; 즉 통상적으로 각 출력 샘플은 복수의 입력 샘플의 평균을 나타낸다. 다운샘플되고 대역제한된 신호는 소망된 룸/스피커 보상에 영향을 미치도록 디지털 보상필터(55)에 의해 필터링되고, 필터링 신호의 비트 속도는 업-샘플러(56)에 의해 입력 주파수(예를 들어 44.1 kHz)로 증가된다. 업-샘플러(56)는 연속 신호 샘플들을 수신하는 보간 필터이고 그 보간 필터는 그 연속 신호 샘플들간에 복수의 보간된 샘플값을 발생시킨다.

제 1경로(51)에서 지연 스테이지(52)의 지연1의 길이는 필터(55)의 전치-응답에 의해 야기된 필터 지연(D)(계수 계산기(6)에 의해 계산되는)과 함께 다운컨버터(54) 및 업 컨버터(56)에 의해 야기된 지연 길이(설정되고 일정한)와 같다.

종래의 분할 대역 필터에서, 제 1경로(51)는 고역 필터를 포함하여 다운 샘플러(54)의 저역 결과를 매치시킨다. 그러나, 발명자는 그 모두가 바람직하지않고 불필요함을 알았다. 대신해서, 업 샘플러(56)에 의해 업 샘플링에 앞서서, 필터 지연(D)에 의해 지연되는 다운 샘플되나 필터링안된 신호는 필터(55)의 필터링된 출력으로부터 감산된다. 그러므로, 원래의 꽉찬 대역폭 신호에 더해지는 대신에 나중에 더해지는 그 필터링된 저주파수 부분을 구비하는 성분은 다운 샘플러(54)의 결과(감산에 의해 소거되는)와 무관하게 보상 필터(55) 자체에 의해 발생된 차이이다. 그러므로 경로(51)내의 높고 중간 범위 신호의 필터링은 필요로 하지 않는다.

사실상, 여분의 신호 지연 경로(57)를 구비함으로써 필터링안되어 다운 샘플된 신호를 분리해서 감산할 필요가 없고; 대신해서, 상기 경로는 필터(55)의 일부를 형성하도록 고려될 수 있고, FIR 필터의 경우에, t=0 필터 계수의 값을 단위(unity)만큼 감소시킴으로써 간단히 영향받는다. 그러므로 필터계수 계산기(6)는 필터(55)의 필터 계수를 추출할 때 마지막 스테이지로서 상기 감산을 수행한다.

필터 계수를 추출하기위해, 제 2신호 경로(53)는 지점(X 및 Y) 각각에서 필터(55) 전후에서 절단된다. 테스트 신호(1 kHz의 샘플 속도에서 및 0 및 500 Hz간의 주파수를 포함하는)는 지점(Y)에 인가되고 업샘플러(56)에 의해 샘플속도를 증가하도록 보간되고 확성기(1)로 통과된다. 마이크로폰(7)은 필터 입력에 연결되고, 다운샘플러(54)의 다움샘플된 출력은 지점(X)으로부터 계수 계산기(6)로 공급된다. 마이크로폰(7)으로부터의 신호는 필터(55)가 동작하는 속도와 같안 샘플속도에서 측정된다.

도 13에서, 본 실시예에서 계수 계산기(6)는 마이크로폰(7)에 의해 측정된 룸 응답이 다운샘플러(54)의 저역 특성에 의해 영향받기 때문에 그 측정된 룸 응답이 500Hz에서 제로로 떨어지는 것을 제외하고는 도 3내지 11을 참고로 상기 설명했듯이 동작한다. 그러나, 그 소망된 보상 필터는 지연 스테이지(52)를 통해 필터링안된 신호와 간섭하지않기위해 정확하게는 500Hz 이상의 단위(unity)로 응답을 가져야한다. 그러므로 다운 샘플러(54)로 인한 500Hz로의 낙하를 포함하는 측정된 응답을 보상 필터에서 단지 추출하는 것은 보상 필터로 하여금 명백히 수락될 수 없는 500Hz 바로 아래의 주파수로 강하게 올라가게한다. 그러므로 도 6내의 룸 응답 처리 단계는 보상 응답에서 불연속성을 방지하기위해 주파수로써 점진하는 함수를 사용해서 그 측정된 룸 응답을 단위 및 바로 밑의 500Hz의 값을 향해 점점 감소시키는 단계를 포함한다. 그것을 이루는 정확한 방법은 관계없으나, 하나의 가능한 방법은 설정된 주파수(예를 들어 350Hz)이상의 각 스펙트럼 항에 350Hz에서의 단위로부터 500Hz에서의 제로로 평탄하게 및 단조롭게 감소하는 함수를 승산하고 그후 단위 마이너스 그 함수값을 가산하다, 즉

S'(f) = S(f) * L(f) + (1-L(f))

[다수의 대역 필터]

전체 오디오 스펙트럼을 필터링할 수 있는 실용(practical) 필터(5)를 제공하는 것이 또한 가능하다. 고주파수에서, 필터의 스펙트럼 해상도는 덜 중요하고 보상 필터 응답은 상설했듯이 더 큰 정도로 평탄해야한다. 낮은 샘플 속도에서 동작하는 상대적으로 높은 해상도 필터(55)에 덧붙여서, 도 14에 도시했듯이, 높은 속도에서 및 그러므로 고주파수에서이나 낮은 해상도로써 동작하는 짧은 필터(58,59)를 사용하는 것이 가능하다. 예에 의해, 2개의 텍사스 인스트루먼트 TMS 320인 디지털 신호 처리기 장치(첫번째 것은 고속 필터를 실행시키고 두번째 것은 중 및 저속 필터를 실행시키는 것임)를 사용할 때 FIR 필터의 필터의 크기는 다음과 같다. 즉

필터 샘플 속도(kHz) 길이(탭스(taps)& ms)

H/F(59) 44.1 75 1.7

M/F(58) 14.7 240 16.33

L/F(59) 1.8375 1024 557.28

필터 전치-응답(탭스(taps)& ms) 해상도

H/F(55) 20 0.46 294

M/F(58) 80 5.44 30.6

L/F(59) 200 108.84 0.9

도 14에서, 입력 디지털 신호는 고속 필터(59)에 의해 필터링된다. 입력신호는 제 1다운 샘플러(60)에 의해 인수3으로 다운샘플되고, 중속 필터(58)로 공급된다. 그 필터된 신호는 업샘플러(61)에 의해 인수3으로 보간되고, 필터(59)로부터 고속 필터된 신호로 부가된다. 다운샘플러(60)로부터 다운샘플된 입력신호는 제 2다운샘플러(54)에 의해 인수8로 또한 데시메이트(decimate)되고, 저범위 필터(55)에 의해 필터링된다. 저범위로 필터링된 신호는 업샘플러(56)에 의해 인수8로 보간되고 중간범위 필터(58)로부터 그 필터링된 신호로 부가된다.

도 14의 실시예에서처럼, 고속 필터(59)는 저주파수 차단을 포함하도록할 필요가 없는 데, 왜냐하면(하기에서 설명했듯이) 저속 필터의 계수가 중저 주파수 범위에서 고속 필터의 효과를 고려한다.

[분할대역 필터에서 필터계수를 추출하는 것]

상기 경우에서 필터(5)의 구조가 전방향으로 똑바로 되어있지만, 대역 분할은 필터 계수의 추출하는 프로세스를 복잡하게한다.

필터(55,58,59)용 계수가 분리해서 추출되면, 그것은 변이 주파수에서 전체 응답의 형태를 다르게한다. 도 15에서, 그러므로 각 보상 필터에 대한 응답이 인접하는 대역에 대한 필터의 인식을 해서 추출되야한다. 특히, 고속 필터(59)용 응답을 처음에 추출하고, 그후 고속 필터(59)의 응답을 고려해서 중속 필터(58)의 응답을 추출하고, 그후 둘다를 고려해서 저속 필터(55)의 응답을 추출함으로써, 3개의 필터의 응답간의 평탄한 변이는 얻어진다.

도 16a에서, 저역 속도 필터를 계산할 때 고역 속도 필터를 고려하는 제 1 방법에서, 마이크로폰(7)으로부터 측정된 신호가 그 원래의 대역 속도로 프로세스되고 스펙트럼 응답은 얻어진다(예를 들어 푸리에 변환을 실행함으로써), 그 측정된 신호는 샘플 속도를 감소시키도록 다운샘플러에 의해 데시메이트되고, 결과적으로 그 데시메이트된 샘플 속도의 절반으로 대역 제한된다. 다운샘플되어 측정된 신호의 스펙트럼 응답은 또한 얻어진다. 상기 언급했듯이, 그것은 샘플링 속도의 절반으로 대역 제한된다.

도 13에서, 나이키스트 주파수에서 스펙트럼 응답을 단위로 감소시키거나 합해지게하는 프로세스는 예시된다. 고역 속도 데이터가 사용될 수 있을 때, 프로세스는 도 16a에 도시했듯이 응답 주파수를 나이키스트 주파수에서 고주파수 필터의 대응하는 스펙트럼 영역의 그것을 향해 합해지게함으로써 개선될 수 있다. 다른 속도의 스펙트럼 응답이 동작 대역폭을 통해 다수의 다른 항을 사용하는 변환에 의해 얻어지면, 그들이 저속 스펙트럼의 항과 매치하도록 하나의 스펙트럼(통상적으로 고역 속도 스펙트럼)은 기존의 항을 흩뜨리기위해 여분의 항의 보간을 필요로 한다. 나이키스트 주파수에서 2개의 스펙트럼을 합해지게하는 동작은 도 13에서 설명된 것과 같고; 대응하는 표현식은

S'(f) = S_L(f)L(f) + S_F(f)(1-L(f) 이다.

다른 속도의 스펙트럼 응답이 동작 대역폭을 통해 다수의 다른 항을 사용하고 그러므로 다른 해상도를 갖는 변환에 의해 얻어지면, 고 해상도 스펙트럼 및 저 해상도 스펙트럼간의 변이에서 고 해상도 스펙트럼을 저 해상도 스펙트럼과 매치하도록 평탄화하기위해 주파수 종속 평탄화 커늘(kernel)을 사용하는 스펙트럼을 평탄화하는 것이 좋다.

고주파수 대역에서 보상을 고려하는 제 2방법은 도 16b에 예시된다. 고속 보상 응답의 계수를 추출할 때, 적어도 유한 임펄스 응답 필터가 사용되면, 그 계산된 보상응답을 정확하게 필요로 하기 보다는 더 짧은 길이를 갖는 필터로 되게하는 것이 필요하다. 그것은 역스펙트럼 변환을 보상 스펙트럼 응답에 인가함으로써 얻어진 임펄스 응답을 창(windowing)으로 함으로써 편리하게 이루어진다. 그러나, 필터 길이를 감소하는 것은 그 스펙트럼 응답에 불가피하게 영향을 미치고, 저속 필터를 보상하는 저주파수 영역에서 어떤 응답을 재발생시킬 수 있다.

사실상, 고주파수 필터에 대한 목표 응답내에서 차단된 저주파수는 상대적으로 평탄하고 어떤 경우에도 고속 필터는 저속 및 중속 영역에서 실질적인 응답을 가질 수 있다.

저주파수 범위에서 고속 필터 응답을 고려하기위해, 실제로 고속 필터 응답의 스펙트럼은 부가적인 푸리에 변환에 의해 얻어지고, 대응하는 주파수항은 저속 보상 필터에서 추출하기 앞서서 저속 보상 응답의 항에 정렬 또는 매치된다. 저속 응답 스펙트럼의 통과대역내에 있는 고속필터 응답스펙트럼의 계수값은 그 저속 응답 스펙트럼으로부터 감산되어, 저속 필터는 고속 필터에 의해 이미 수행된 필터링을 배제한다. 도 12의 실시예의 필터를 제거하기위해 사용된 방법의 유사성은 명백하다.

그후에, 저속 필터의 계수는 예를 들어 역 푸리에 변환에 의해 추출된다. 다른 대역에서 3개이상의 필터 응답이 도 16c에 도시했듯이 계산되고, 각 필터에서 얻어진 스펙트럼 정정 응답의 대응 부분은 저속으로 동작하는 모든 필터의 그것으로부터 감산되고; 환언해서, 그 추출된 고속 필터의 스펙트럼 응답은 그 계산된 중간대역 보상의 스팩트럼 응답으로부터 감산되고, 그것으로부터 중간대역 보상필터에 대한 응답은 계산된다. 저대역 주파수 영역에서 중간대역 보상필터 및 고대역 보상필터의 스펙트럼 응답은 저주파수 대역필터에 대해 계산된 보상응답으로부터 모두 감산되고, 그 결과로부터 저속 보상필터는 계산된다.

완전하게 하기위해, 도 17은 예를 들어 확성기 응답을 추출하는 하나의 방법을 예시한다. 꽉찬 대역 속도신호는 주파수 누출을 방지하기위해 알맞게 평평한 높은 윈도우를 사용하는 초기 창 동작으로써 푸리에 변환된후, 첫째로 측정 설비에 있는 저역 앤티-에일리어싱(anti-aliasing) 및 샘플링 필터링에 대한 보상을 방지하기 위해 및 둘째로 4kHz를 예로 하는 중속 필터의 상위 주파수 제한 이하로 차단되는 평탄한 저주파수를 부여하기위해 계산되어 설정된 응답을 구비하는 고주파수 목표물로 분할된다.

그렇게 추출된 보상필터는 역푸리에 변환되고, 최종 임펄스 응답은 한번더 윈도우하여 필터 길이를 실제값(예를 들어 75개 샘플)으로 제한한다. 그 측정된 신호는 예를 들어 3의 계수로 또한 데시메이트되어 중속 필터계수를 계산한다. 그 데시메이트된 신호는 앞서와 같이 윈도우되고 푸리에 변환된다. 다시메이션이 스펙트럼을 대역제한하기 때문에, 그것은 그 나이키스트 주파수 주위에서 이전에 추출된 고속 스펙트럼의 대응 부분과 합쳐진다. 최종 합쳐진 스펙트럼이 저속 필터의 상위 주파수 제한을 예를 들어 900Hz 이하로 차단된 저주파수를 포함하는 중간-주파수 목표물로 분할된다.

도 16b 및 c를 참고로 상기 논의했듯이, 실제의 고속필터의 스펙트럼은 푸리에 변환에 의해 추출되고 중간-주파수 보상스펙트럼으로부터 감산되고, 그 결과는 중속 필터(58)의 계수를 발생시키기위해 역 푸리에 변환되고 윈도우된다.

그 측정된 신호는 앞서와 같이 윈도우되고 푸리에 변환되는 저속신호를 제공하도록 더 데시메이트된다. 에러를 나이키스트 주파수 주위에서 정정하기위해, 그렇게 추출된 스펙트럼은 이전에 추출된 중간-주파수 스펙트럼의 대응 부분과 합쳐지고, 그 결과는 저주파수 목표물 스펙트럼으로 분할된다. 최종 계산된 보상스펙트럼은 그것으로부터 실제의 고 및 중속 필터(59 및 58)의 스펙트럼을 감산하고, 최종 정정된 스펙트럼은 역푸리에 변환되고 윈도우되어 저속 필터(55)의 계수를 발생시킨다.

그 과정은 몇개의 방법으로 사용될 수 있다. 즉, 예를 들어, 중속 필터는 꽉찬 속도 신호로부터 디시메이션없이 추출될 수 있었고, 그 경우에, 도 18에 도시했듯이, 고주파수 필터의 대응하는 계수는 중간-주파수 정정응답을 역푸리에 변환함으로써 추출된 꽉찬 속도 임펄스 응답의 그것으로부터 감산될 수 있다. 그 시간 도메인 감산은 고속 필터에 의해 이미 고려된 중간-범위 응답의 그 상황을 중간-범위 필터로 하여금 다시 정정하는 것을 방지한다. 중간-범위의 필터는 높은 범위 필터의 특성을 갖는다. 중속 필터(58)에 요구된 낮은 샘플속도로 작동시키기위해 필터 계수를 얻기위해, 상기 임펄스 응답은 데시메이트된다(예를 들어 3의 계수에 의해). 임펄스 응답의 상기 길이를 감소시키기위한 부가적인 창은 수행될 수 있다. 동일한 처리는 중속필터(58)을 고려해서 저속 필터(55)를 추출하기위해 유사하게 물론 사용될 수 있었다.

룸 응답을 계산할 때, 각 마이크로폰 위치로부터 측정된 신호가 분리해서 (필요하면 디시메이션으로써) 윈도우되고 변환되고, 도 17 또는 18의 연속 단계에 앞서서 스펙트럼이 평균화된다. 그 단계에서, 확성기에 대해 대응하는 대역 응답은 룸의 응답을 주기위해 분할된다.

[소오스 위상 에러 보상]

도 1b를 참고로 논의했듯이, 필터(5)에 공급되는 전윈 신호는 전체적인 전달 함수(F_S)를 갖는 증폭기, 필터, 변압기 등의 전기 회로에 의해 처리되는 원래의 오디오 소오스 신호의 결과이다. 원래의 오디오 소오스 신호 자체가 사용되지 않기 때문에, 소오스 신호 및 전달 함수(F_S)를 분리해서 식별하는 것이 불가능하다.

현대의 고충실도음 기록은 AC 커플링을 포함하는 다수의 처리 단계를 통해 통과될 수 있고 각각은 예를 들어 RC 고역 회로를 포함한다. 저주파수에서, 상기 필터에 의해 유도된 위상앞섬은 인지할만한 위상 왜곡으로 발생할 수 있다. 원래의 소오스신호가 사용할 수 없다면, 계수 계산기(6)는 상기 위상에러의 결과를 자동 보상할수 없다. 어코우셜 필터가 필요할 때 수동 아날로그 필터를 사용해서 그 위상앞섬을 보상하는 것이 불가능하고; 즉 그러나 그것은 벌크(bulk) 지연을 포함하는 디지털 필터 또는 FIR 필터에 의해 제공될 수 있다.

본 발명의 양호한 실시예에서 발명자는 상기 위상 에러를 보상하기위해 사용자에 의해 선택할 수 있는 모든 통과 필터를 구비하고; 즉 다시 말하면 그것은 위상이 베이스 주파수를 통해 1/f로 응답하는(적어도 대략) 간단한 응답을 갖는 필터로써 이루어질 수 있다. 비례상수는 예를 들어 필터(5) 하우징상에 위상제어를 분리해서 제공되게함으로써 사용자에 의해 선택된다.

중간-베이스 주파수를 통해, 캐스케이드된 RC 고역소자의 영향은 e^-ik/w의 형태로된 전달함수를 갖는 필터에 의해 대략 보상될 수 있고, 여기서 K는 청취자에 의해 최적으로 세팅되어 조절될수 있는 상수이고, W는 라디안으로된 각주파수이다. 필터의 그룹지연은 매우 낮은 주파수로 제한없이 더 커지는 시간 진행을 나타내는 -K/W²와 같다. 직접적으로 그것을 수행하기위해 무한 처리 지연을 필요로 하고, 정정은 가청 주파수 범위 이상(16Hz 이상)에서 정확한 형태를 실제로 갖는 변형된 형태로 실행된다.

하나의 방법은 다음과 같다:

베셀 필터(1/B_n(s))는 n번째 차수 저역 필터이고 그 필터의 위상응답은 유니트 지연에 대한 최대로 평탄한 근사치이다. 그러므로 B_n(-s/2)/B_n(s/2)는 같은 특성으로써 n번째 차수를 모두 통과시킨다. 그러므로 B_n(K/2s)/B_n(-K(2s))는 모두 통과 시키는 n번째 차수 어코우셜 필터이고 그것의 위상 응답은 큰 w에 대해 -K/w로 최대로 평탄한 근사치이다.

그러므로 주파수 도메인에서 w(s=iw)의 대응하는 함수을 계산할 수 있었고 푸리에 변환을 해서 대응하는 임펄스 응답을 얻는다. 그것은 어코우셜(acausal)적이나 합리적인 속도로 감소하는 반전-시간 지수함수 테일(tails)을 포함한다.

상기 기술의 단점은 사용자가 새로운 K값을 요구할 때마다 트랜스버셜 필터의 계수가 재계산될 필요가 있고, 그것은 노브(knob)에 응답해서 "연속적인" 수동 조절을 매우 어렵게한다.

상기 어려움을 극복하기위해, 필요로 되는 K의 최대값(K_max)을 결정할 수 있고, 대응하는 어코우셜 응답을 트랜스버셜 필터(62a)로써 수행할 수 있고, 그런후 순환적으로 수행될 수 있고 쉽게 조절될 수 있는 코우셜 모든 통과 필터(62b)에 의해 K_max-K에 대응하는 원치않는 위상-시프트를 감산한다. 트랜스버셜 필터(62a)는 B_n(K_max/2s)/B_n(-K_max(2s))(어코우셜 모든 통과)를 수행하고 리커시브 올 패스 필터(62b)는 B_n(-(K_max-K)/(2s)/B_n(K_max-K/(2s))(코우셜)를 수행한다.

상기 구조는 도 19에서 개략적으로 예시되고; 트랜스버셜 필터 계수는 실제로 결정되고 필터(5)의 일부를 형성하고, 반면에 코우셜 무한 임펄스응답 필터(통상적으로 제 3번째 필터)의 계수는 청취자에 의해 동작된 위상제어 노브에 의해 제어신호로서 공급된 K값의 변화에 응답해서 계수 계산기(6)에 의해 실시간으로 신속히 계산된다. 도 20은 도 12의 실시예에서 위상 제어 필터(62)의 배치를 예시한다. 그 경우에 지연 경로(57)는 존재되도록 명백히 필요로 된다.

몇개의 프리-세트값K_max는 공급될 수 있고, 사용자가 다른 정정 범위를 선택하게 할 수 있다.

상기 언급했듯이, 보상필터의 위상응답이 중간 및 베이스 주파수 영역에서 주파수에 역비례해야한다. 그러나, 상기 비례의 시작은 수락가능하다. 사실상, 베이스 영역에서 확성기의 위상응답은 1/f에 정확하게 비례하지않으나, 적은 정도의 위상각에 의해 정확한 비례를 시작하여, 필터의 정정에서 대응하는 변화가 중요하지않다.

다른 이유로 해서 역비례하는 위상응답에 근사하나 그로부터 편위(excursions) 또는 립플을 갖는 필터를 구비하는 것이 바람직하다. 예를 들어, 후술하듯이, 오디오 재생 체인에서 긴 벌크 지연을 방지하는 것은 많은 애플리케이션(비디오 신호에 동기를 유지해야하는 시청각 재생 등)에서 바람직하다. 그러나, 바람직하게 역비례하는 주파수 관계에서 필터의 위상응답을 양호한 근사치로 정확하게 지정하는 것은 대다수의 필터 스테이지를 필요로 하는 데, 위상 정정 필터가 수백 밀리초로 어코우셜되며 긴 전치응답 및 대응하는 필터 지연이다. 따라서, 긴 지연을 방지하는 것이 바람직한 애플리케이션(시청각 재생 등)에서 비례로부터 벗어나 낮은 필터 전치응답을 가진후 지연을 갖는 필터는 본 발명의 일실시예에서 제공된다.

그 필터의 하나의 특정하게 양호한 형태는 중간-베이스 주파수 범위이상의 주파수로 역비례를 밀접하게 근사시키는 위상 응답을 가지나, 점진적으로 낮은 주파수에서 점진적으로 증가하는 편차에 의해 그로부터 벗어나고; 필터는 베이스 위상 에러가 특히 인식될 수 있는 오디오 범위(200 또는 300 Hz의 주변에서)에 걸쳐 선형으로된다.

알맞은 필터 및 그 추출의 논의가 현재 설정된다.

위상보상 또는 정정필터의 하나의 예는 응답((g-z)/(1-gz)을 갖고, 거기에서 일반적으로 z^-1는 유니트 샘플 지연을 표시한다. g의 크기가 1보다 적고 그 위상 작용이 예를 들어 저주파수 롤오프를 그 베이스 차단주파수아래의 옥타브당 12dB로 갖고 모든 통과 필터의 그것에 대응하는 위상응답((g-z^-1)/(1-gz^-1))을 갖는 확성기의 위상응답을 보상하면, 상기 필터는 어코우셜적인 모든 통과망을 형성한다.

충분히 낮은 레벨(예를 들어, -100dB이하)에서 임펄스 응답항이 생략되면 상기 정정필터는 실제 길이의 임펄스 응답으로써 수행될 수 있다. 상기 도면이 얻어지는 데서, 필터의 전치응답 길이는 11.5/(1-g) 샘플이다.

어코우셜 필터의 위상응답((g-z)/(1-gz))은 확성기의 차단 주파수이상의 주파수에서 1/f에 정확하게 역비례하지 않는다. 1값에 가까운 g에 대해, 어코우셜 위상 보상필터의 위상응답은 -(1+jwτ)(1-jwτ)의 그것에 근사하는 데 여기에서 w는 각 주파수이고, τ는 높은 주파수에서의 2cot^-1(wτ) = 2wτ (라디안스)의 각 주파수(w)에서의 위상응답을 갖는 필터의 시정수(1/(1-g) 샘플과 같은)이다. 그러나, wτ = 1일때, 2 cot^-1(1)=2π /4 = 1.57 라디안스는 이상적인 2/wτ로부터 0.43 라디안스만큼 벗어난다. wτ=2일 때, 2 cot^-1(wτ)-2/wτ = - 0.073 라디안스 =-4.17°. 그러므로 이상적인 반전 주파수 법칙으로부터의 편차는 확성기의 차단 주파수의 약 2배이상의 0.1 라디안보다 적고, (통상적으로 약 70 Hz이상), 편차가 빨리 감소함에 따라 주파수가 증가한다.

어코우셜 위상보상 필터((g-z)/(1-gz))가 1/f에 비례하는 위상응답에 대해 더 정확하게 보상하는 필터보다 (11.5τ의) 더 짧은 전치응답을 갖지만, (50Hz의 확성기 차단주파수용 10 또는 15 msec 주변의 전치응답에 통상적으로 대응하는) 3τ 또는 4τ 주변의 더 짧은 전치응답을 갖는 더 정밀한 어코우셜 위상보상 필터를 사용하는 것은 가능하다.

도 37a에서, 그러므로 상기 설명된 베이스 위상정정 필터의 임펄스 응답은 상기 설명된 베셀 정정필터의 모든 통과(위상만) 부분의 시간 반전된 버젼에 일반적으로 대응하고, 그러므로 임펄스 응답의 "t=0" 또는 주요항에 앞서 무한 길이의 지수 함수 시작의 일반적인 형태를 갖는다. 상기 무한 전치응답을 절단하는 위상응답에서 립플되나, 진폭응답에서 립플되어 필터는 더 이상 모든 통과 필터로 되지 않는다.

그러나, 상기 알수 있듯이, 임펄스 응답에서 매우 낮은 크기항의 절단은 일반적으로 음향적으로 수락할 수 있다.

그러나, 양호한 실시예에서 우리는 상기 형태의 모든 통과 정정필터의 전치응답을 절단하는 새로운 방법을 구비하고, 반면에 그 진폭 응답을 그대로 유지한다. 그것은 더 짧은 벌크 지연(즉 전치응답)을 갖는 필터를 실현할 수 있다. 그것은 상설된 필터 및 전치응답을 절단하는 효과를 갖는 부가적인 모든 통과 필터의 캐스케이드에 대응하는 필터를 사용함으로써 이루어지는 데; 왜냐하면 필터 모두는 모두 통과하고, 그 캐스케이드에 대응하는 필터는 모두 통과되므로 진폭응답의 왜곡이 방지되기 때문이다.

첫째로, 그렇게 하는 상대적으로 미완성의 방법은 다음과 같이 어코우셜적인 모든 통과 절단필터를 사용하고, 즉,

(g-z)(1-gⁿzⁿ)z^-n/(1-gz)(1-gⁿz^-n) =

(z^-n-gⁿ)(g-z)/(1-gⁿz^-n)/(1-gz)

여기서 gⁿ이 적어지도록(가령 ＜0.1) n값은 선택되고, (1-gⁿzⁿ)항은 (1-gz)항에 의해 간단한 산술을 사용해서 계수로 될 수 있어서, 결합된 필터응답은

z^-n(g-z)(1+gz+g²z²+.....+g^n-1z^n-1)/(1-gⁿz^-n)

이다.

상기 필터에서, 분모는 코우셜적이며 그래서 분자이다. 상기 필터의 임펄스 응답은 도 37b에 표시되고, 전치응답은 n 샘플로 절단되게 보여진다. 절단의 결과로서, 후치(post) 응답에서 저레벨로 이격된 성분은 발생되고; 그것들은 임필스 응답의 후치 응답부분을 상당히 길게하나, 그럼으로써 필터의 벌크 지연(전치응답에 의해 지시되는) 늘리지않고 간단한 리커시브 필터 구조를 사용해서 실제로 쉽게 실현될 수 있다.

계수(z^-n-gⁿ)/(1-gⁿz^-n) = z^-n(1-gⁿzⁿ)(1-gⁿz^-n)는 n 샘플의 전체시간 지연(z^-n)과, 적은 n값에 대해 오더(order) ± 2gⁿ의 위상 편차를 발생시키는 데, 왜냐하면 분자 및 분모는 ± gⁿ라디안스까지 에러로 모두 될 수 있다.

상기 필터의 양호한 수행에서 분자를 수행하는 유한 임펄스 응답필터(전치응답을 이루는 데 필요로하는 벌크 지연을 제공하는) 및 분모를 이루는 리커시브 필터가 구비되고; 그 2개의 필터는 직렬로 캐스케이드되고; 상기 설명했듯이, 리커시브 필터 계수는 위상정정을 변화시키기위해 사용시 변화될 수 있다.

전치응답을 감소시키는 상기 기술이 필터의 진폭응답을 변화시키지않고 행해지는 동안, 어떤 애플리케이션에서 임펄스 응답의 예리한 단계는 본 특허의 어딘가에서 알수 있듯이 정신음향학적으로 가청될 수 있다. 따라서, 그것을 방지하는 더 양호한 실시예는 현재 설명된다.

도 37c에서, 도 37a의 응답의 샘플 -n에서의 값 및 어떤 샘플-(m+n)에서의 0간의 임펄스 응답에서 평탄한 변이는 n를 (n+i)로 대치하는 상기 형태의 절단한 모든 통과 필터에 의해 승산시킴으로써 도 37a의 임펄스 응답을 절단함으로써 발생되는 것에 대응하는 n+1 임펄스 응답을 평균화함으로써 발생될 수 있고, i는 0부터 m까지의 각 정수이다. 필터의 뱅크를 제공하는 것이 원리적으로 가능하고, 각 필터는 (-n) 및 -(n+n)간의 다른 것과 다른 하나의 샘플값에서 임펄스 응답을 절단하고, 그 출력을 합산한다. 그러나, 같은 효과는 더 복잡한 코우셜적인 모든 통과 절단 필터:

를 이용함으로써 이루어지고, 계수 a_j는 단위로 합해지도록 정규화되어, 분자는 (1-gz)에 의해 제산될 수 있고; 하나의 예에서, a_j의 모든값은 도 37c에 예시했듯이 평탄하게 시작하게하는 1/(m+1)과 같다.

상기 특정한 예에서 위상 립플 결과는 계수:

로 인한 것이고 결과적으로 주파수에 따라 감소한다.

일반적으로, 확성기 베이스 차단주파수의 약 2배에 대응하는 주파수이상의 약 0.1라디안스보다 적게 벗어난다면 및 1/f(또는 일반적으로 어떤 일정한 시간(1/f))보다 더 빨리 증가하는 주파수f내에서 위상편차를 감소시키면 어코우셜 위상보상이 오디오 대역내의 1/f에 비례하지 않고 벗어날수 있다.

도 37c에서, 실질적으로, n 및 m의 값은 대략 m=n/2로 되도록 선택될 수 있어서 상당히 빠르나 평탄한 페이드(fade)를 임펄스 응답에 설정한다. g, n 및 m값의 선택은 최대수용가능한 벌크 지연(n+m)에 의해 부분적으로 및 최대수용가능한 위상 립플에 의해 부분적으로 결정된다. 예를 들어 gⁿ=0.05이고 그러면 n+m = 4.5τ이면 모든 통과 어코우셜 필터의 시정수 τ 가 1/(1-g)와 같고, τ 의 전치응답이 절단된다(도 37a에 예시했듯이). 제 1 필터를 코우셜적인 모든 통과망에 의해 승산함으로써, 설정된 진폭 및 위상 응답을 갖는 제 1필터를 얻고 임펄스 응답을 실질적인 전치응답으로써 나타내고, 그후 그로부터 단축된 전치응답을 갖는 제 2필터를 생성하나 같은 진폭응답(위상왜곡으로 인해)을 나타내는 상기 설명된 기술은 확성기 보상의 현재 설명된 상황을 제외한 다른 문제로 확장될 수 있다. 일반적으로, 그렇게 하는 본 발명의 기술에서 모든 통과 필터를 절단하는 분자가 절단하길 바라는 임펄스 응답의 제 1필터의 분모에 의해 정확하게 계수로 될 수 있다는 전제를 구비한다. 그것은 일반적으로

로서 표현될 수 있고 P_k및 Q_n+m이 차수(k 및 n+m) 각각의 다항식이다. 제 1계수는 시간반전된(및 그러므로 어코우셜) k번째 차수의 모든 통과망이고 그 통과망의 위상응답은 확성기 차단주파수 이상의 오디오 대역에서 1/f에 넓게 비례되도록 설계되고, 제 2계수는 (n+m)번째 차수의 어코우셜적인 모든 통과망이고 그 통과망의 응답은 단위 플러스 상대적으로 저레벨의 전치 및 후치 테일에 부근의 진폭 임펄스를 구비하여, P_k(z^-1)는 Q_n+m(z)z^-m-n를 정확하게 인수분해한다. 일반적으로, 제 1계수 (P_k(z)/(-z) P_k(z^-1)는 형태(g_j-z)/(1-g_jz_j)(j= 1 내지 k)의 k항으로 계수로 될 수 있고 여기서 g_j는 복소수로된 계수이고, 제 2계수는 형태: j=1 내지 k 일때

이고, 여기서 각 j에 대해,

이고

여기서 n₁+ ....n_k= n

m₁+ ....m_k= m

여기서 n+m샘플은 전체 적(product)의 총 대기시간(latency) 또는 전치응답이다.

그러므로 일반적으로 합성 k번째 차수의 어코우셜적인 모든 통과 응답 P_k(z)/(-z)^kP_k(z^-1)은 k번째 차수의 모든 통과응답(13)의 k의 제 1 차수 계수들중 하나를 절단하는 효과를 각기 갖는 k의 코우셜적인 모든 통과 계수의 적인 모든 통과계수를 승산함으로써 절단된 그 전치응답을 가질 수 있다.

제한된 전치응답 및 대기시간을 갖는 변형된 모든 통과 보상이 1/f에 비례하는 이상적인 위상응답으로부터 제한된 정도로 빗나가나 1/f에 비례하는 위상보상의 실질적인 장점을 여전히 유지한다.

도면에서 전치응답 및 대기시간을 50ms이하로 감소시킴으로써, 음성 및 연관된 화상간의 동기 손실을 야기하는 시간 지연의 효과는 화상에 대해 프레임 저장 및 비슷한 시간 지연을 사용함이 없이 최소화될 수 있다. 또한, 스튜디오 모니터링 애플리케이션에서, 음성 변형 효과는 제어를 조절하는 것 및 그 효과를 청취하는 것간에 지나친 시간 지연없이 청취할 수 있다.

[필터 전력 리미터]

필터(5)가 베이스 주파수를 과부하되어 결국 확성기에 손상을 입히는 레벨로 올리는 것을 불가능하게하는 것이 상당히 중요하다. 그것이 불가능하다는 것을 확실하게위해, 본 발명의 양호한 실시예는 필터(5)뒤에 전력 리미터 스테이지(63)를 포함한다. 거기에서 분리된 저주파수 등화기 필터(55)는 도 20에 도시했듯이 제공되고, 리미터(63)는 필터(55)뒤에 구비된다.

도 21에서, 리미터(63)는 필터링된 신호경로에서 가변이득으로서 동작하고, 이득은 수락가능한 신호진폭에 대한 단위이다. 설정된 최대 임계치이상의 수락불가능하다고 생각하는 신호진폭에 대해, 이득은 신호감쇄되도록 된다. 리미터는 클립핑장치를 단지 구비하나, 도 21에 도시된 형태의 전달특성을 단위의 이득에 제공하고 제 1임계치(T1)이상의 평탄한 변이를 제 2임계치(T2)에서의 평탄한 특성에 제공하는 것이 양호하다. 그것은 리미터(63)에 의해 발생된 왜곡의 불수락능력을 감소시킨다.

신호의 순시레벨에 응답하는 리미터를 사요하기보다 오히려, 신호 포락선 레벨에 응답하는 가변이득 제어회로는 사용될 수 있고, 낮은 왜곡으로 된다.

[테스트신호]

양호한 실시예에서 테스트신호 발생기(8)의 동작은 현재 논의된다. 원리상, 테스트신호 발생기(8)는 설정된 응답 또는 전달함수를 갖는 신호형태를 발생시키고, 미이크로폰(7)에서 측정된 응답은 신호응답에 의해 분할될 수 있어서 확성기/룸경로의 응답을 생성한다. 그러나, 테스트신호 발생기(8)에 의해 발생된 테스트신호의 응답이 주파수 스펙트럼에 걸쳐 평탄하게 분배된 것인 단위라면 처리는 당연히 더 간단해진다.

시간 도메인에서의 문제를 고려할 때, 가장 단순한 테스트신호는 단일 임펄스이고; 그것은 신호경로의 임펄스 응답을 직접 측정가능하게한다. 그러나, 경로의 효과가 상당한 시간(수초까지)에 걸쳐 임펄스의 에너지를 분배하기 때문에, 테스트 임펄스의 진폭은 실제의 증폭기 및 확성기에서 바람직하지않게 매우 높게될 필요가 있다. 더 큰 에너지를 가지나 비슷한 주파수 스펙트럼을 갖는 대안적인 테스트신호는 발생되고; 각종의 의사-임의 시퀀스 형태는 한편으로 공지되고, 다른 한편으로 도22a 및 22b에 도시했듯이 일반적인 현태 cos/sin(2π Kt²)의 선형적으로 상승하는 주파수로써 연속신호를 구비하는 소위 "처프(chirp)" 신호를 사용하는 것이 공지된다. 순시 t 에서 상기 신호의 순시 주파수는 2K이다.

룸의 반향음 주기가 길수 있기 때문에, 주파수 스윕(sweep)은 룸 응답이 제2스윕을 시작하기전에 사라지게 되도록 종료한 후 고정 주기를 대기하는 것이 필요하다. 통상적으로, 대기 시간은 주파수 스윕 주기 길이의 몇 배길이만큼으로 될 수 있다. 그러므로 상기 불연속 주파수 스윕신호는 상당한 시간을 소비하기 때문에 비 이상적으로 되거나 다른 방법에서 알수 있듯이, 신호 에너지는 다시 긴주기동안 부산된다.

불연속 주파수 스윕에 대한 대안은 도 22c에서 도시했듯이 주파수를 스윕 업한후 다시 연속적으로 스윕 다운하는 신호를 제공하게된다. 그렇게 하는 하나의 간단한 방법은 시간을 단위 단계에서 샘플링되게하는 샘플된 시스템에서 형태 cos(또는 sin)(π t²/n)의 연속적으로 증가하는 주파수 스윕을 사용하게된다. 에일리어싱은 t=n/2에서 시작해서 발생하고, 그후 순시 주파수는 도 22d에서 도시했듯이 t=n에서 제로로 다시 도달한다.

상기 처프 테스트신호 형태 각각의 문제는 시스템 응답의 완전한 진폭 및 위상 설명에 대해 필요한 합성된 푸리에 변환을 추출하는 것이고, 합성된 테스트신호를 발생하는 것이 필요하다. 불행하게도, 그것은 물리적으로 불가능하고; 사인 또는 코사인 신호를 사용하고 그 측정된 응답을 알맞게 처리해야한다.

양호하게는, 그러므로, 하나의 태양에서 본 발명에 따른 테스트신호 발생기는 도 22e 및 22f에서 도시했듯이 형태 cos (또는 sin)(π t²/n+π t/2n)의 테스트신호를 발생시킨다. t=0에서 상기 신호는 주파수 1/4n 및 제로 위상을 갖는 것으로 도시된다. t=n에서, 주파수는 다시 1/4n이나, 위상은 π/2이다. 일반적으로, 제 2의 n샘플들은 처음의 반복이나 90도의 위상을 갖고, 제 3의 n샘플은 처음의 반복이나 180도의 위상 이동을 갖는다. 제 4블럭은 270도의 위상 이동을 갖고, n샘플의 제 5블럭은 처음으로 반복한다.

그러므로 상기 테스트신호는 합성된 푸리에 스펙트럼이 재생될 수 있는 2개의 직각(즉 사인 및 코사인) 성분을 구비하나, 불연속성없이 되어 반향음을 2개의 직각 성분간에 사라지게하도록 대기하는 것이 불필요하다.

다른 장점은, n샘플의 제 3블럭을 통한 신호가 n 샘플의 제 1블럭을 통한 신호의 위상 반전된 버젼이기 때문에, 측정된 신호샘플의 그 대응하는 블럭을 감산하는 것은 측정된 신호성분값의 2배로 되게하나 어떤 제 2차수 비선형성(예를 들어, 자기 간격외부로 이동하는 음성 코일 또는 정류 효과로 인해 저주파수에서 오버로딩하는 확성기에 의해 발생된)은 소거된다. 비슷한 처리에 의해 제 3및 4 차수 고조파 왜곡의 효과가 감소될 수 있음을 예시할 수 있다.

일반적으로, 고차수 고조파 왜곡의 효과는 형태:

cos (π t²/n+2π t/qn+Φ)

의 테스트신호를 사용함으로써 감소될 수 있고 여기서 Φ 는 일정한 위상 오프세트이고, q는 소거되는 고조파의 차수이고 그 수신된 신호에 알맞은 처리를 인가한다. 또한 더 일반적으로, 항 1/q는 p/q로 대치될 수 있고, 여기서 p 및 q가 상대적으로 기본 정수이다.

비슷한 효과를 갖는 대안적인 신호는 형태 cos(π t²*m/n)를 갖고, 여기서 m이 n를 상대적으로 기본으로하는 정수이다. 예를 들어, n=1024 및 m=5라면, 주파수 증가속도는 도 22a 및 22b의 신호의 그것의 5배로 될 것이다. t=0에서, 신호 주파수가 제로이나, m이 n으로 분할할 수 없기 때문에, 신호가 제로를 통해 통과하는 다음점은 비정수의 샘플(204.8)후에 발생한다. 샘플점(204 및 205)간의 보간에서도, 위상은 제로로 복귀하지 않는다. 사실상, 주파수가 204.8 샘플후에 반복하도록 나타나지만, 위상은 1024샘플까지 반복되지 않는다. 신호의 저주파수 에너지가 도 22a의 그것과 비교된 시간에 걸쳐 분배되기 때문에, 저주파수 비선형 왜곡이 감소된다.

특히 사용가능한 m/n값은 간단한 비에서 가장 멀리있는 것(환언해서 매우 균형이 안잡힌)이고; 소위 "황금비"는 그런 비의 하나의 샘플이고, 다른 것은 피보나씨(fibonacci) 시리즈의 연속적인 항으로부터 얻어진다. 그런 비는 의사 임의신호의 특성에 근접하는 테스트신호를 야기하고, 그것은 상기 언급된 비선형 왜곡문제를 최소화한다.

도 23에서, 테스트신호 발생기(8)를 구비하는 하나의 방법은 판독전용 메모리(ROM)(8a)의 연속 어드레스에서 연속시간 샘플로서 출력되도록 디지털 형태로 저장된 연속 신호값을 제공하는 것이다. ROM(8a)의 데이터버스가 신호 발생기(8)의 디지털 출력버스에 연결되고, ROM(8a)의 어드레스 버스는 ROM(8a)내의 연속적으로 더 높은 어드레스를 액세스하도록 시스템 클럭(8c)에 의해 클럭된 업-카운터 회로의 출력에 의해 액세스된다. 카운터 회로(8b) 및 클럭(8c)에 분리된 회로성분을 제공하는 것은 실제로 불필요하고; 그들이 알맞게 저장된 프로그램하에서 동작하는 디지털 필터링을 수행하는 것과 같은 알맞은 디지털 프로세서의 일부를 양호하게 형성한다. 비슷하게, ROM(8a)은 그 장치내의 범용 저장장치의 분할된 영역을 형성할 수 있다.

테스트신호의 상기 형태는 본 발명의 태양에 따른 테스트신호의 더 일반적인 형태의 예이다. 상기 테스트신호에서, 신호는 주기적으로 변하는 주파수 및 주기적으로 변하는 위상을 가지면서 발생되고, 위상 반복주기는 주파수 반복주기를 초과하여 계수 계산기(6)가 대응하는 주파수 정보를 포함하는 몇개의 측정된 신호부분으로 언급할 수 있으나, 그것을 설정된 위상 증가만큼 다른 것에 대해 이동되게한다. 신호가 광대역(즉, 관련된 범위에 걸쳐 주파수 성분을 포함하는)이고 주기적으로 반복되면; 상기 처프 신호가 신호의 상기 일반적인 클래스의 특정한 경우라면, 신호가 주기적으로 변하는 주파수를 가질 필요가 사실상 없다.

따라서, 상기 태양에서, 도 38 및 39에서, 발생기(8)는 광대역인 기준 테스트 신호를 발생시키는 수단(8d) 및 테스트신호(8d)의 시간종속 위상이동을 발생시키는 수단(8e)을 구비한다. 수단(8d, 8e)은 도 23에서 제공했듯이 위상이동된 기준신호의 연속값을 구체화하는 단일 조사표에 의해 물론 이루어질 수 있었다.

신호 발생기(8d)에 의해 발생된 기준 테스트신호는 상기에서 알수 있듯이 처프 신호(즉, 주기적으로 변하는 주파수를 갖는 신호)로 될 수 있었고, 또는 그것은 가우시안 임의신호 또는 어떤 다른 백색 잡음신호일 수 있었고, 또는 그것은 단일 펄스일 수 있었고; 더구나, 상기 예가 상대적으로 일정한 진폭 주파수성분을 갖지만, 그것은 계산기(6)가 동작하는 주파수 대역을 통한 공지된 진폭의 주파수 성분을 포함하면 어떤 다른 신호일 수 있었다. 기준신호 발생기(8d)는 디지털 또는 아날로그 출력을 발생시킬수 있다.

도 39에서, 위상 이동기(8e)는 수단(8f,8g)간에 90도의 위상각을 갖는 신호쌍을 발생시키는 수단(8f,8g)과, 시변 회전 변환을 신호상에서 수행하는 수단(8h,8i,8j)을 구비할수 있어서 하나를 시변 사인항에 의해 및 나머지를 대응하는 시변 코사인항에 의해 승산시키고 그 둘을 가산기(8j)에서 합산한다. 일정한 위상항"θ"이 0로 될 수 있어서, 수단(8f,8g)에 의해 발생된 신호들중 하나가 신호 발생기(8d)로부터의 원래의 신호에 대응한다.

신호 발생기(8d)로부터의 신호가 아날로그 신호를 구비하면, 수단(8f,8g)이 직각으로 상호적으로 출력을 갖는 아날로그 위상 이동망쌍을 구비하고; 일반적으로 그런 망은 반전 위상 이동기(6a)에 의해 (반전되는 것으로) 취급되는 주파수 종속성을 갖는다.

신호 발생기(8d)의 출력은 디지털 샘플 시리즈를 구비하고, 신호 발생기(8)는 기준신호의 하나의 주기에 대해 샘플을 유지하기위한 크기로된 저장부를 포함하고, 위상시프트수단(8f)은 힐버트 변환을 수행하는 디지털 수단을 구비할 수 있어서 그로부터 위상이동된 신호를 발생한다.

도 40에서, 반전 위상이동기(6a)는 직각으로 출력신호쌍을 발생하는 수단(6d, 6e)을 구비할 수 있고; 위상 이동기(8e)에서처럼, 출력신호들중 하나는 테스트중인 시스템으로부터 수신된 신호에 대응할 수 있거나, 대안적으로 출력 모두(있다면 위상 이동기(8e)에서 수단(8g,8f)에 의해 발생되는 일정한 위상이동과 같을 필요가 없는)에 공통인 일정한 위상시프트θ 가 있을 수 있다.

반전 위상이동기(6a)는 신호 발생기(8)에서 사용된 등가 수단(8f,8g)에 대응하는 직각위상 이동된 출력신호쌍을 발생하는 수단(6f,6g)과, 코사인 및 사인 발생기(6h-6k)를 구비하고 수단(6h-6k)에 의해 위상시프트수단(6f,6g)의 출력은 위상이동(- Φ(t)), (90- Φ (t))을 갖는 직교반전된 위상이동신호쌍을 출력(6d,6e)으로서 발생시키도록 승산된다.

사인 및 코사인 기능 발생기(8h, 8i, 6h-6k)는 위상시프트수단(6f,6g 또는 8f, 8g)로부터의 신호에 의해 승산되는 시변 디지털 출력신호를 발생시키도록 도 23에 도시했듯이 클럭신호에 의해 어드레스된 조사표로서 모두 편리하게 제공될 수 있다.

평균자(averager)(6b)는 신호 발생기(8d)에 의해 발생된 기준신호의 완전한 반복주기에 대응하는 반전 위상이동기(6a)로부터의 신호 샘플을 저장하는 수단을 구비한다. 도 39에서, 기준신호의 완전한 사이클 또는 주기가 테스트중인 시스템에 인가된후, 적어도 하나의 부가적인 그 주기는 발생되고; 신호 발생기(8d)에 의해 발생된 기준신호가 같지만, 위상 이동기(8e)로 인한 다른 위상이동을 갖게된다. 제 2주기에 대응하는 샘플 및 동수의 부가적인 주기가 요구되어, 그후 평균자(6b)에 의해 비슷하게 저장된다.

기준신호의 요구된 주기수가 일단 완료하면, 각 저장부에서 대응하는 샘픔이 평균 저장부를 형성하도록 평균화된다. 예를 들어, 기준신호의 제 1저장된 주기로부터 저장된 제 1샘플은 제 1샘플에 대해 산술 평균값을 다른 위상 이동을 통해 추출하고, 비슷하게 제 1, 2 및 부가적인 저장부의 시간 정렬된 샘플로부터의 기준신호 사이클의 나머지에 대해 평균화된 샘플값을 추출하도로록 기준신호의 제 2저장된 주기로 저장된 제 1샘플 및 각 부가저장된 주기에 대해 저장된 제 1샘플에 가산될 수 있다.

사실상, 각 반전 위상이동된 샘플을 이전의 기준신호 주기로부터의 대응하는 저장된 값에 가산함으로써 동작 평균 또는 합을 형성하기에 편리할 수 있어서, 평균자(6b)는 신호기준 신호사이클에 대해 샘플을 유지하는 크기로된 저장수단만을 포함할 필요가 있다. 그러나, 산술 평균과 다른 평균 형태는 사용될 수 있었다.

특히 양호한 실시예에서, 함수 Φ(t)는 선택되어 위상이동이 기준신호 발생기(8d)에 의해 발생된 기준신호의 정수 사이클후에 반복하고; 여기서 위상은 시이클수 q후에 그 초기값으로 복귀하여, Φ=A+2π pt/nq이고, 테스트신호 발생기(6)가 q 사이클(또는 그 정수배)을 발생시키도록 배치되고 평균자(6b)는 대응하는 다수의 사이클로부터의 평균화된 샘플값의 시퀀스를 발생시키도록 배치된다.

그러므로 각 평균자(6b)에 의해 발생된 각 평균화된 샘플은 Φ, Φ +2π /q, Φ +4π /q .... Φ +2π r/q의 위상이동을 통해 평균화되어 테스트중인 시스템을 통해 통과된 기준신호에서 대응점에 대응한다.

그것은 제 2 및 더 높은 고조파를 소거하도록 도시될 수 있고, 정확하게 상설된 주파수와 같은 방법은 처프신호를 스윕한다(본 발명의 상기 태양의 특정한 경우).

상기 이로운 왜곡소거를 어떻게 하는 지의 설명은 주파수 또는 푸리에 도메인에서 대부분 쉽게 설명된다. 편리성을 위해, n=1초 및 q=10이면, 신호 발생기(8d)에 의해 출력된 기준신호는 도 41a에 도시했듯이 1Hz, 2Hz ...에서 고조파를 구비한다. 도 41b에서 위상이동수단(8f,8g)의 직교위상 이동된 출력이 합성 신호("분석 신호")의 실수 및 허수부로서 고려된다면, 라인 스펙트럼의 네가티브 주파수 성분은 제거된다. 위상이동기(8e)에 의해 발생된 위상이동이 10 사이클마다(즉, 10초마다) 반복하고 사인 및 코사인 승산기(8h,8i)에 의해 발생된 사인 및 코사인 값과 승산에 의해 발생된 위상이동이 점진적으로 위상을 앞서게하기 때문에, 시변 위상이동은 0.1 Hz의 주파수 오프세트에 대응한다. 그러므로, 도 41c에 도시했듯이, 사인 및 코사인 승산기의 합성 출력위상은 포지티브 주파수성분만을 갖는 위상이동된 신호로 된다. 그러나, 사인 및 코사인 성분이 실제 결과를 발생하도록 가산기(8j)에서 함께 가산되기 때문에, 테스트중인 시스템에 실제 인가된 신호가 도 41d에 도시했듯이 +/-(n+0.1 Hz)의 주파수에서 포지티브 및 네가티브 주파수성분을 갖는 신호이다.

테스트중인 시스템이 고주파 왜곡을 테스트신호로 발생한다면, 그 결과는 도 41e에 도시되고; 0.1 Hz에서 라인은 0.2 Hz 및 0.3 Hz 등에서 고주파를 갖고; 1.1 Hz에서 라인은 2.2 Hz, 3.3 Hz, 4.4 Hz 등에서 고조파를 야기하고; 2.1에서 라인은 4.2 Hz, 6.3 Hz 등에서 고조파를 야기한다. 그러므로, 위상이동을 기준신호에 인가하는 효과는 라인 스펙트럼 성분이 더 이상 고조파적으로 관계되지않는 신호를 발생시켜서, 왜곡에 의해 발생된 고조파가 테스트신호의 라인 스펙트럼으로부터 주파수 도메인에서 분리될 수 있다.

도 41f에서, 2개의 직각출력(6d,6e)이 합성측정된 신호의 실수 및 허수성분으로서 얻어지면, 그 효과는 네가티브 주파수 성분을 한번더 억제한다. 본원에서 반전 위상 시프트의 효과는 모든 성분의 주파수를 0.1 Hz만큼 아래로 이동시켜서, 기준신호의 스펙트럼 라인이 0,1,2,....Hz로 복귀하고 고조파 왜곡은 현재 0.1, 0.2 ...., 2.1,3.2 ... Hz 등에 있다. 결국, 평균자(6c)에 의해 수행된 평균화 처리는 1 Hz의 다수의 정수에서 그것을 제외한 모든 성분(예를 들어, 왜곡을 발생시키는 고조파)을 제거한다. 평균화된 신호 샘플은 평균화된 신호주파수 내용이 테스트중인 시스템에 공급된 신호에 대해 0.1 Hz 아래로 이동되었다는 사실을 고려해햐한다는 것을 제외하고는 상기 설명된 방법과 같은 방법으로 테스트중인 시스템의 임펄스 응답을 구하기위해 사용될 수 있다.

예를 들어, 분석기(6c)가 저장되어 평균화된 신호 샘플상에서 푸리에 변환을 수행하면, 0,1,2,3 ....Hz에서 신호값은 0.1, 1.1,2.1 ... Hz의 테스트신호 주파수에 실제로 관련하는 변환으로부터 추출된 피크로부터 간섭에 의해 발생된다.

그렇게 추출된 변환계수는 기준신호의 임펄스 응답을 디컨벌브(deconvolve)하고 테스트중인 시스템의 그것을 남게되도록 하기위해 기준신호의 푸리에 변환에 대응하는 (공지된) 계수에 의해 분할된다.

상기 설명된 기술에 대한 각종의 부가된 변형은 이루어질 수 있다. 예를 들어, 위상 변동 Φ (t)이 시간에 따라 선형이지만(또는 적어도 단조롭게 되지만), 다른 함수는 덜 평탄한 함수(예를 들어 단계를 포함하는)가 거짓 주파수를 발생시킬 정도로 불가피하게 발생되지만 사용될 수 있었다.

또한, 위상 반복주기는 기준신호의 정확한 다수의 주기로 될 필요가 없고; 그렇치 않으면, 평균자(6b)는 많은 대다수의 기준신호 반복사이클을 통해 평균화하는 "에르고딕(ergodic)"을 수행하기위해 배치된다. 본 실시예에서 평균화 수단(6c)은 창 상수에 의해 각 샘플을 가중하도록 평균화에 앞서 창 기능을 샘플에 인가하기위해 배치되고; 창 함수의 형태는 양호하게 선택되어 단일 평균화된 샘플을 발생하도록 함께 평균화되는 샘플에 인가된 창 상수의 합이 단위이다. 전체 복수의 기준 신호 사이클을 통해 수신된 신호샘플을 고려할 때, 창 함수의 형태는 어떤 단부 및 중간에서 최대로 상승하는 것에서 0로 테이퍼링하는 평탄한 곡선이고; 그것을 만족하는 창 함수의 한 예는 구형 함수로써 컨벌브된 더 높은 차수의 B-스플라인(예를 들어 큐빅 스플라인)이고 그 B-스플라인은 n 샘플(n는 기준신호 반복주기수)을 서로 거리를 두고 같게 이격된 곡선 제어점("노트(knots)"을 갖는다.

상설된 평균화를 수행하기보다 오히려, 콤 필터 등을 사용함으로써 왜곡 고조파를 테스트신호 고조파로부터 분리하는 것이 원리상 가능하다.

[다수의 스피커 시스템]

앞선 설명에서, 음향환경에서 하나의 확성기를 등화시키는 문제는 설명되었다. 그러나, 현재에 다수의 오디오 재생시스템은 소오스 재료가 스테레오에서 제공되는 지에 관계없이 2개의 스피커(1a, 1b)를 구비하고, 대다수의 스피커(예를 들어, 4개의 스피커를 사용하는 4채널방식 시스템)가 음상을 향상시키는 데 사용하는 것을 목적으로한다.

분리된 등화기 필터가 각 확성기/음향환경 경로에서 추출되면, 필터에서 전체 지연이 달라서 다른 스피커로부터의 음성이 바람직하지않은 에코 및 스테레오 효과를 없애면서 다른 시간에 그 보상된 구역에 도착할 것이다. 그러므로 나머지 스피커에 대한 등화를 고려하는 각 확성기에 대한 등화의 어떤 형태가 바람직하다.

[지연 등화]

도 24 및 25a에 도시된 일실시예에서, 그것은 상기와 같이 각 확성기/환경 경로에 대해 분리된 보상필터(5a,5b)를 추출하고, 그 보상된 구역내의 각 확성기로부터 음성의 초기 변이의 도착시간을 정렬하기위해 계산된 신호경로 순수지연 스테이지(70a, 70b)로 발생시킴으로써 제공된다.

그런 지연을 계산하는 것은, 예를 들어, 각 확성기(1a, 1b)로부터의 테스트신호를 분리해서 제공하고 각 경로를 통한 지연을 마이크로폰(7)에 시간조절함으로써; 가장 길고 각 더 짧은 시간간의 시간차를 계산함으로써; 그 시간차에 대응하는 지연 스테이지(70a, 70b)에 더 짧은 도착시간을 부여하는 각 확성기(1a, 1b)용 보상필터에서 구비함으로써 행해진다.

음향환경(2)의 보상이 선형위상으로 되지 않기 때문에, 그룹 지연은 음향신호 주파수에 따라 다르다. 단일 지연 스테이지가 스테레오 효과를 복원할 때 합리적으로 효과를 갖지만, 그 문제는 전적으로 제거되지 않는 데, 왜냐하면 음향환경(2)의 보상이 선형위상으로 되지 않기 때문에, 그룹 지연은 신호 주파수에 따라 변한다.

스테레오 시스템에서, 음향환경 보상스테이지가 제한된 전치응답을 갖는 것이 양호한데, 그것이 전체 신호경로의 위상응답을 주파수에 따라 어느정도 더 선형적으로 되기 때문에, 및 2개의 확성기로부터의 신호경로가 이상적인 응답으로부터 덜 빗나가기 때문에, 그들은 음향환경용 최소 위상보상을 사용하는 것을 제외하고는 서로 더 비슷하다.

대안, 및 양호하게는 부가 단계에서, 지연(70a, 70b)은 신호 주파수에 무관하게 2개의 확성기(1a, 1b)로부터의 신호에 실제로 같은 도착시간을 부여하도록 주파수 종속성을 갖기위해 배치된다. 그것은 각 확성기로부터 청취자 위치(3)까지의 신호경로가 자체의 선형위상이라는 것을 의미하지않고; 단지 선형 위상으로부터의 편차 정도가 각 경로에 대해 필수적으로 같다고 의미하지 않는다.

주파수의 함수로서 그룹 지연은 다른 주파수의 복수의 테스트신호를 필터(5), 확성기(1) 및 음향환경(2)의 결합을 통해 마이크로폰(7)에 통과시킴으로써 및 각 신호의 비행시간을 각 확성기의 각 주파수에서 측정함으로써 간단히 결정될수 있다. 대안적으로, 상기 논의된 종류의 주파수 스윕 테스트신호는 사용될 수 있다. 그룹 지연은 상대적으로 넓은 주파수 간격; 예를 들어, 옥타브의 각 1/3에 대한 하나의 그룹 지연값을 통해 추출된다.

그룹 지연을 각 확성기용 다수의 주파수에서 추출할 때, 확성기에 대해 대응하는 지연은 각 주파수가 주파수의 함수로서 내부-채널 지연을 부여하도록 감산된다. 필터 계산기(6)는 내부-채널 지연을 거의 등화시키도록 그룹 지연을 갖는 모든 통과 필터의 파라미터를 주파수 응답에 대해 계산하고, 지연(70a 또는 70b)이 상기 작용을 나타내는 모든 통과 필터에 의해 대치된다.

[매트릭스 보상 필터]

도 24에서, 다음의(polyphonic)(예를 들어 스테레오) 소오스 재료로써, 바람직한 효과는 음향환경에서의 청취점(3)에서 인간의 머리에서 각 귀는 각 확성기(1a, 1b)로부터 설정된 신호량을 수신해야하고, 좌측 확성기의 좌측귀에 대해 설정된 부분은 우측귀에 대한 그것보다 더 커야하고, 그 역도 마찬가지이다.

그러나 음향환경(2)의 존재는 각 귀에 도달하는 각 확성기로부터 신호의 일부를 업세트할수 있고 그러므로 스테레오 음성이 청취자에 의해 인지된다. 그것은 각 확성기 경로의 보상필터에 덧붙여서 도 26에 도시했듯이 나머지 확성기 경로로부터 신호중 필터링된 일부를 각 확성기(1a,1b)에 제공하도록 2개의 확성기 경로를 링킹하는 필터(50a,50b)를 제공함으로써 보상될 수 있다.

필터(5a,5b)의 출력을 필터링하도록 필터(50a,50b)를 위치하는 것이 편리해서 확성기 정정의 실직적인 소자(평상시와 같이, 확성기(1a 및 1b)가 매치된다고 가정하면)를 필터(50, 50b)에서 포함하는 것이 불필요하다. 그러나 그 결합된 필터링 시스템(5a,5b,50a,50b)은 2개의 입력 및 2개의 출력을 갖는 매트릭스 필터로서 고찰될 수 있다.

[반향음 감소]

잡음소거의 공지된 기술이 매우 가깝게 위치된 확성기 및 마이크로폰을 사용한다. 마이크로폰은 확성기에 들어가는 음성을 나타내는 음성을 수신하고, 처리 또는 필터링 회로가 마이크로폰에 입사하는 신호에 반대위상으로 되는 확성기에 공급된 신호를 발생시켜서, 확성기 신호가 입사신호를 소거한다. 그 소거는 확성기 주변의 구역 또는 크기를 통해 효과적으로 된다. 그 효과는 음향환경에서 반향음을 감소시키는 데 사용될 수 있었고, 여기서 확성기는 반사표면에서 위치되어 입사파가 반사되기보다 소거된다.

그런 애플리케이션에서, 분리된 마이크로폰은 사용시 불필요한데 왜냐하면 확성기에 입사하는 신호가 본질적으로 음향환경의 응답에 의해 필터링된 소오스 신호이다. 도 27a에서, 그러므로 소거 확성기(1c)는 소거 필터(50c)를 경유해서 오디오 소오스(4)에 연결된 룸내에 제공될 수 있다. 단일의 소거 확성기에서, 확성기(1c)에 의해 발생되는 신호가 보상 필터(5a), 확성기(1a) 및 음향환경(2)을 경유해서 필터 경로에 의해 처리되듯이 1c에서 수신된 신호에 필수적으로 대응해야한다. 상기 논의했듯이, 확성기(1a)의 응답은 필터(5a)에 의해 실제로 보상되고; 그러므로 필터(50c)의 기본적인 성분은 환경(2)을 통해 필터(5a)를 최적화시킨 구역(3) 및 확성기(1c)까지의 경로의 응답차로 인한 것이다. 그것중 하나의 중요한 성분은 비행지연 시간인데, 왜냐하면 스피커(1c)가 청취위치(3)를 넘는 반사표면에 도달하는 음성을 소거하도록 동작한다.

일반적으로, 일부 또는 모든 확성기(1a,1b)는 음성 발생 확성기 및 소거 확성기로서 둘다 동작할 수 있다. 그러나 상기 2개의 기능은 하기에서 설명했듯이 개념적으로 구별된다.

상기 언급했듯이, 상대적으로 저진폭일지라도 길게 지속하는 반향음은 청취자에 의해 인식될 수 있음을 알수 있다. 하나 이상의 소거 확성기가 사용될 때, 소거 필터의 파라미터를 추출하기위해 사용된 각 마이크로폰이 소거 확성기 부근에 왜 위치되어야하는 지의 이유가 없다. 바라는 것은 소거 필터를 추출하기위한 것이어서 보상 구역(3)내의 청취자에 의해 인식된 룸이 반향음이 감소된다. 그러므로 마이크로폰의 가장 좋은 위치는 보상 구역(3)에 또는 주변에 있다고 생각되어진다. 그러나, 그것이 반향음 포락선의 초기부분의 진폭을 감소시키는 동안에, 지각적으로 인식할 수 있는 포락선의 긴 테일을 감소시킬때 상당히 적은 효과를 갖는다. 놀랍게도, 룸의 코너에서 마이크로폰을 위치시키고 마이크로폰에 의해 수신된 신호를 그 위치에서 최소화하도록 소거 필터의 파라미터를 추출하는 것이 양호하다

일반적으로 각 확성기가 음성을 재생 및 소거할 수 있지만 재생 확성기(1a) 및 소거 확성기(1b 및 1c)를 모두 재생하는 것은 룸내에서 이루어 질 수 있다. 오디오 소오스(4)는 재생 스피커(1a)에 직접적으로 연결되고 각 소거 필터(50b 및 50c)를 경유해서 소거 스피커(1b 및 1c)에 연결된다. 소거 필터를 추출할 때, 입방형 룸의 직경방향 대향 코너가 필수적으로 동일한 정보를 갖지만, 4개의 마이크로폰(7a-7d)이 룸의 코너부근에 있고, 그래서 코너에서 4개이하의 마이크로폰은 필요하다. 부가적인 마이크로폰이 사용가능하다면, 그들은 룸 내부내에서 위치될 수 있다. 실질적으로 마이크로폰(7a-7d)에 대해 하나의 알맞은 위치는 확성기(1a-1c)의 하우징 내에서 물리적으로 있고; 어떤 이동코일 확성기로써, 그 확성기 자체는 마이크로폰으로서 사용될 수 있다.

제 1단계는 각 확성기(1a,1b,1c)로부터 각 마이크로폰(7a-7d)까지의 임펄스 응답을 측정하는 것이다. 그것은 각 확성기(1a-1c)를 통해 테스트신호를 교대로 발생시키고, 각 마이크로폰(7a-7d)으로부터 두번째 이상까지의 상대적으로 긴 주기를 통해 수신된 신호를 구별하고 저장함으로써 이루어진다. 재생 마이크로폰(1a)로부터 경로의 임펄스 응답을 R₁으로서 지정하고 소거 확성기(1b 및 1c, T₁₁및 T₁₂)로부터, 임펄스 테스트신호에 대한 마이크로폰(7a)에서의 응답은 R₁+T₁₁*F₁+T₁₂*F₂이고, 여기서 F₁및 F₂는 소거 필터(50b,50c)의 필터 임펄스응답(FIR 필터용인 계수 세트)이다. 같은 식은 각 나머지 마이크로폰에 의해 수신된 신호에 대해 구성된다. 임펄스응답(R 및 T)은 이미 측정되었다. 마이크로폰(7a-7d)으로부터 고안된 실제 임펄스응답을 사용함으로써, 계수 계산기(6)는 마이크로폰 위치에서 발생하는 신호의 최저제곱된 진폭 및 룸에서 오디오 에너지의 최저량을 발생하는 필터(50b,50c)의 임펄스 응답(F1,F2)값을 추출한다. 반향음의 하강하는 테일(tail)을 감소시키도록 포락선의 후측 부분을 감소시키는 것이 바람직하기 때문에, 필터 계수는 반향음의 상기 후측 부분의 진폭을 최소화하는 것이 앞부분을 최소화하는 것보다 더 큰 무게로 설정되게하는 방법으로 계산될 수 있다.

테스트 신호는 테스트 신호 발생기(8)에 의해 각 재생 확성기(1a)를 경유해서 룸으로 공급된다. 스피커(7a-7d)에서 측정된 응답은 각 마이크로폰으로부터 1초이상까지 지속하는 샘플의 시퀀스를 설정하도록 계수 계산기(6)에 의해 디지털화되고 저장된다. 테스트 신호가 임펄스 응답이 아니라면, 테스트 신호의 전달함수는 그 측정된 신호값으로써 디컨벌브되어 각 마이크로폰에 대해 대응하는 임펄스 응답 샘플 시리즈를 생성한다. 간단하게하기위해, 다음에서, 1kHz의 샘플링비로 가정된다.

도 28에서, 가령, 60개의 임펄스 응답샘플중 제 1세트는 각 마이크로폰에 대해 그 측정된 응답을 포함하는 버퍼 메모리로부터 판독된다. 그 데이터의 총수는 4 × 60=240이다. 양호하게는 그 측정된 임펄스 응답의 제 1샘플은 룸 응답중 앞부분의 왜곡을 방지하도록 필터 계수를 추출할 때 전혀 고려되지 않는다. 예를 들어, 제 1 세트는 테스트 신호의 초기화후에 40msecs 내지 100msecs의 60개 샘플로 될 수 있다.

R 및 T의 공지된 저장값을 사용할 때, 계수 계산기(6)는 마이크로폰(7a-7d)에 의해 제로로 세트된 연속적인 계수로써 측정되는 신호의 최소평균 제곱된 진폭값(즉, 에너지 전력)을 최소화하도록 각 필터(50b, 50c)에 대해 트랜스버셜 필터계수(예를 들어, 첫번째 30)의 제 1세트를 계산하고; 그것은 직진방향인데 왜냐하면 240개 데이터가 공지안된 60개를 해결하기위해 사용될수 있기 때문이고, 상기 종류의 선형 최소제곱 문제를 해결하려는 표준방법은 사용될 수 있다(예를 들어, 일반적인 식, 그램-슈미트(Gram-Schmit) 직교화, 하우스홀더 변환, 기븐스(Givens) 로테이션 등).

그 결과에서 나중시간에서 음향환경(4개의 마이크로폰(7a-7d)에서 측정되듯이)의 임펄스 응답내의 에너지를 감소시키는 각 소거 필터용 계수의 제 1세트가 추출되었다. 다음 단계는 마이크로폰(7a-7d)으로부터 그 측정된 임펄스 응답의 후측 부분으로부터 다음 필터 계수(즉, 소거 필터에서 임펄스 응답에서 후측에서 발생하는 것)를 계산한다. 양호하게는, 그것은 제 1세트를 중첩하도록 각 마이크로폰(7a-7d)에 대한 60개의 측정된 임펄스 응답 샘플중 다음 세트를 선택함으로써 이루어지고; 예를 들어, 제 2세트는 t=50msecs 및 110msecs간의 샘플로 될 수 있다.

각 필터에 대해 추출된 제 1의 10개 계수는 대응해서 고정되고, 240개의 측정된 신호데이터의 다음 세트는 각 필터(50b,50c)에 대한 30개 계수의 부가적인 세트(11번째 40번째 계수)를 추출하도록 사용된다. 각 필터의 모든 계수(예를 들어, 60개 계수)가 일단 추출되었을 때, 바람직하다면 그 처리는 계수용 시작값으로서 제로가 아닌 방금 추출된 계수값을 사용해서 반복될 수 있다. 계수값이 일단 수렴될 때(즉, 계산 사이클 및 선행 사이클간에 계산된 값들간의 차가 설정된 레벨보다 적다) 계수값은 연속적인 재생에 대한 소거 필터(50b,50c)에 공급된다.

상기 언급했듯이, 각 소거 필터(50b,50c)는 실제적인 지연을 포함하도록 추출되어 소거 필터는 소거 확성기에 도달하는 재생 확성기(1a)로부터의 음성전에 실제적인 음성을 나타내지 않는다. 그러므로 소거 필터(50b,50c)를 상기 논의된 형태의 보상 필터(5)와 결합하는 것이 가능하고, 그것의 대부분의 응답은 소거 필터의 그것에 앞서 발생한다. 그러나, 2개의 분리된 필터링 처리들간의 상충을 방지하기위해, 필터(5)의 음향환경 등화부분을 상대적으로 높은 주파수로 및 소거 필터(50)의 응답을 상대적으로 낮은 주파수로 제한하는 것이 바람직하다.

[크로스오버 등화]

상기 언급했듯이, 확성기(1)의 크로스오버 네트워크는 일반적으로 아날로그, 필터 회로이다. 바람직한 진폭 특성을 이룰때, 크로스오버 네트워크의 효과는 실제적인 위상왜곡을 발생시킨다. 크로스오버 네트워크로 인한 위상왜곡을 선형화하도록 계산된 디지털 필터가 사용될 때 신호의 정신-음향적인 수락능력의 증가가 많이 있음을 알았다. 그런 필터가 어코우셜로 될 필요가 있기 때문에, 그것은 디지털 FIR필터를 예로 하는 트랜스버셜 필터로서 양호하게 실현된다.

그 필터를 추출하기위해, 확성기(1)의 크로스오버 네트워크는 차단되고 그 임펄스 응답은 도 29에 도시했듯이 전기적 신호를 입력으로 공급하고 출력을 합산함으로써 측정된다. 이상적으로, 크로스오버 네트워크의 전체 진폭이 필수적으로 평탄하다면, 임펄스 응답은 실제로 위상정보만을 포함한다. 크로스오버 네트워크와 캐스케이드될 때 선형 위상 시스템에서 발생하는 필터를 구비하기위해, 그 측정된 임펄스 응답을 반전하는 것이 단지 필요하여 그 측정된 응답의 마지막 계수가 도 30에 도시했듯이 보상 필터 응답의 제 1계수로 된다.

물론, 상기 방법은 실제의 크로스오버 네트워크 응답의 진폭변화크기를 두배로 되게하는 효과를 가진다면; 진폭응답의 립플이 실제적이라면, 크로스오버 네트워크 응답의 위상 스펙트럼 또는 모든 통과 성분을 추출하고 그것만을 등화하는 것이 양호하다. 대안적으로, 음향 부분을 포함하는 전체 확성기 유닛의 응답이 크로스오버 주파수대역을 통해 등화될 수 있다.

계수가 일단 추출되었을 때, 대응하는 필터는 알맞은 값으로된 저항기로서 실현된 탭값으로서 필터 계수를 갖는 아날로그 시프트레지스터( 전하결합 소자 등)로서 또는 상업적으로 알맞게 사용할 수 있는 형태의 디지털 신호처리장치에 의해 제조될 수 있다. 하나의 특정한 확성기 형태에서 사용하는 데 알맞은 프로그램된 필터는 구비될 수 있거나, 크로스오버 네트워크의 몇개의 다른 형태를 특징으로 하는 데 필요한 계수는 자신의 확성기와 매치하도록 사용자에 의해 선택되도록 구비된다.

[자동차 보상]

도 31에서, 자동차는 음향 환경의 예이고 음향환경의 응답은 앞서서 특징으로 될 수 있다. 환언해서, 특정한 모델의 모든 차량은 같은 확성기 설치위치, (보통) 같은 확성기, 같은 크기, 및 같은 재료를 갖는다. 그러므로 확성기/차량 결합에서 필요한 확성기 및 환경 보상을 앞서서 측정(또는 심지어 계산)하는 것과, 본 실시예에 따른 장치로부터 시험신호 발생기(8), 마이크로폰(7) 및 계수 계산기(6)를 생략하는 것이 가능하다.

필터(5)는 제공되는 차량 및 확성기 형태에 대한 보상을 제공하도록 영구히 구성된다. 필터(5)가 차량 환경을 정정하기위해 설계되는 보상 구역은 운전시트 위치의 머리 높이 주변에서 하나의 구역으로 될 수 있다. 대안적으로, 구역은 모든 승객 위치를 머리 높이로 포위할수 있다.

차량에서 승객의 존재는 필터가 보상해야하는 구역의 선택에 영향을 미칠 뿐만 아니라 차량 환경 자체의 응답에 영향을 미치고(가능하게는 아주 철저히), 변형에서, 필터(5)는 다른 사람수에 대응하는 2이상의 세팅에 구성될 수 있고 상기 2이상의 세팅의 예는, 필터(5)의 계수가 운전자 주위에서 및 그 환경의 운전자만의 존재를 고려하는 방법으로 구역을 보상하도록 추출되는 "운전자만의" 세팅과, 크기를 정정하는 바와 같은 필터(5)의 계수가 운전자 및 승객 시트를 포함하는 "승객 플러스 운전자" 세팅이고, 계수를 추출하는 음향환경은 다수의 승객의 존재를 고려한다.

필터(5)는 분리된 유닛으로서 구비되어 컴팩트 디스크 플레이어 또는 다른 오디오 음성 소오스(4)를 동반한다.

[오디오 고충실도 재생장치]

도 32에서, 일실시예에서, 설정된 확성기 형태에 사용되는 알맞은 장치는 디지털 및 아날로그 입력포트(101,102), 디지털 및 아날로그 모니터 출력(103,104), 및 아날로그 확성기 출력쌍(105,106)을 구비하는 유닛(100)을 구비한다. 음량 제어기(107), 음향 환경응답을 필터링하거나 측정하는 것을 선택하는 스위치(108), 및 상태 표시기(109)가 유닛상에 구비된다.

도 33에서, 디지털 유닛(101)은 디지털 신호를 표준 포맷(SPDIF 포맷)으로 변환하도록 배열된 디지털 포맷 컨버터(110)에 연결된다. 디지털 신호의 다른 형태에 대한 분리된 입력은 제공될 수 있다.

포맷변환된 디지털 신호는 예를 들어 TMS 320 C25 처리기 장치를 구비하는 디지털신호 처리기 장치(111)에 공급된다. 그 장치의 소자는 도 34에 개략적으로 도시되고; 그것은 승산기(111c), 산술 논리 유닛(111d) 및 누산기(111e)를 포함하는 처리 소자에 어드레스 및 데이터버스(도시안된)를 경유해서 연결된 프로그램 ROM(111a) 및 데이터 RAM(111b)를 일반적으로 구비한다. 설정된 데이터(예를 들어 확성기 응답에 관한)는 ROM에서 유지되고, 프로그램 ROM(111a)은 데이터 RAM(111b)에서 추출 및 저장된 계수에 따라 빠른 푸리에 변환 동작(예를 들어 1024개의 신호값의 블럭상에서) 및 유한 응답 또는 무한 임펄스 응답 필터링 동작 등의 동작을 수행하는 서브-루틴을 포함한다.

아날로그 입력 포트(102)는 버퍼 증폭기(112)를 경유해서 스위치(108)의 하나의 입력 단자에 연결된다. 스위치의 "필터" 모드가 선택될 때, 입력 아날로그 신호는 스위치(108)를 경유해서 고해상도(예를 들어 18 비트)를 갖는 아날로그 대 디지털 변환기(113)로 루트된다. 디지털화된 신호 샘플 트레인은 양자화될 수 있고, 최하위 비트를 디서링(dithering)시킴으로써 필요하다면 비트수를 16개로 양자화기(114)에 의해 감소시킨다.

소켓들(101 또는 102)중 하나로 삽입된 잭에 응답되게 세트될 수 있는 스위치(115)는 디지털신호 처리장치(111)의 데이터 입력 버스에 공급되는 디지털 입력 및 디지털화된 아날로그 입력신호간에 선택한다. 디지털신호 처리 장치(111)의 출력은 디지털 대 아날로그 변환기(116)에 의해 아날로그 신호로 변환되고, 버퍼 증폭기(117)에 의해 버퍼되고, 음량제어 전위차계(107)를 경유해서 확성기 출력소켓(105 또는 106)에 공급된다(도 33은 하나만의 확성기 채널을 도시한다).

디지털신호 처리기(111)의 출력은 디지털 포맷 변환기(118)를 경유해서 디지털 출력으로서 공급된다. 디지털화된 아날로그 입력은 디지털 출력으로서 디지털 포맷 변환기(119)를 경유해서 디지털 출력포트(103)에 또한 공급된다.

디지털신호 처리기(111)는 스위치(108)를 필터 모드로 세트했을 때 필터(5)의 기능을 수행하고 스위치(108)를 "측정" 모드로 세트했을 때 테스트신호 발생기(8) 및 계수 계산기(6)의 기능을 수행한다. 마이크로프로세서 또는 마이크로컨트롤러 장치를 구비하는 제어기(120)는 스위치(108)의 위치를 감지하기위해 구비되고, 그것에 응답해서 디지털신호 처리기(111)의 동작을 제어한다. 제어기(120)는 상태 표시기(109)를 또한 제어할 수 있어서 장치의 사용자에게 그 내부상태를 알린다.

외부 마이크로폰(7)은 스위치를 "측정"으로 세팅되게 했을 때 스위치(108)이 나머지 단자를 경유해서 아날로그 대 디지털 변환기(113)로 루트된 마이크로폰 입력포트(121)에 연결될 수 있다.

동작에서, 장치가 음향환경에서 처음에 위치될 때 음향환경 응답을 측정하는데 필요하다. 그러므로 상태 표시기(109)는 사용자를 프롬프트시켜서 스위치(108)를 측정 세팅으로 세트시킨다(또는 대안적으로, 동일한 정보가 지시 매뉴얼로부터 제공될 수 있다). 마이크로폰(7)이 소켓(121)에 연결되었고 룸의 알맞은 위치에서 위치되고, 사용자는 스위치(108)를 측정으로 세팅한다. 그것은 알맞은 서브루틴을 실행하도록 지시함으로써 디지털 신호 처리기(111)를 시험신호 발생기(8) 및 계수 계산기(6)로서 기능하도록 세트하는 제어기(120)에 의해 감지된다.

서브루틴은 마이크로폰(7)으로부터 연속의 디지털화된 값을 판독 및 저장하는 동안 확성기(1)에 공급되는 테스트 신호에 대응하는 일련의 디지털값을 디지털신호 처리기로 하여금 출력되게한다. 마이크로폰 위치(긴 룸의 반향음을 없애는 데 몇초가 걸리는)에서 측정이 이루어진후 상태 표시기(109)는 측정이 완전한지 및 사용자가 마이크로폰을 다른 지점으로 이동했는 지를 표시하도록 제어기(120)에 의해 세트된다. 그렇게 했을 때, 처리는 반복되고 제 2지점 마이크로폰 신호데이터는 저장된다. 지점수가 설정된 후, 제어기(120)는 측정이 완전한지를 표시하도록 표시기(109)에 지시한다. 마이크로폰(7)은 언-플러그된다.

그후 제어기(120)는 디지털신호 처리기(111)에 지시하여 계수 계산을 수행하도록 서브-루틴을 실행한다. 확성기 응답은 판독전용 메모리에 저장되고, 그것 및 그 측정된 신호로부터 디지털신호 처리기(111)는 그것으로 하여금 입력 오디오 신호를 필터링할 수 있게 하는 데 필요한 계수를 계산한다. 제어기(120)는 스위치(108)를 필터 모드 세팅으로 해제하고, 그 추출된 계수를 사용하는 디지털 필터로서 동작하도록 디지털신호 처리기(111)에 지시하고, 장치로 하여금 오디오 재생을 위해 준비하는 것을 상태 표시기(109)상에 표시한다.

확성기(1)(도시안된)에 대한 직접적인 신호 우회경로 등의 다른 종래의 특징은 또한 구비된다. 제어기(120)는 바람직하다면 감독 루틴을 실행하는 디지털신호 처리기(111)에 의해 수행될 수 있다.

[오디오 화상재생]

필터(5)가 어코우셜적일 때, 확성기의 선형 위상보상이 사용될 때, 필터(5)는 상당한 신호 지연을 발생한다. 연관된 비디오 화상을 갖는 오디오 재료를 재생할때(예를 들어 비디오 테이프 또는 디스크를 재생할 때) 그것은 음성 및 화상간의 동기에서 손실을 발생시키고; 그것은 시청자가 매우 인식가능하고 시청자를 괴롭힌다. 오디오 화상재료를 재생할 때 사용하는 본 발명의 실시예에서, 도 35에서 선택 가능한 길이의 비디오 지연기(501)가 구비되고, 그 길이는 필터(5)의 지연을 매치하도록 계수 계산기(6)으로부터 제어신호에 의해 세트된다. 지연 라인의 편리한 형태가 사용될 수 있고; 신호가 디지털 형태로 수신된다면 지연은 디지털 프레임 버퍼 및 연관된 어드레싱 논리를 구비할 수 있다.

[변형]

개시된 실시예에서 대한 각종의 변형은 본 발명의 범위에서 벗어남이 없이 이루어질 수 있다. 특히, 각종의 흐름도에서 도시된 동작의 특정한 주문은 예를 위한 것이고; 그 선형 특성에 의한 동작은 결합될 수 있고 그 주문의 그 결과에 영향을 미침이 없이 변경된다. 또한, 일반적으로 그 컨벌루션 동작이 대다수의 산술 동작을 필요로 하지만, 필요하다면 주파수 도메인에서 승산의 각 동작이 시간 도메인에서 컨벌루션 동작에 의해 대치될 수 있다.

본 발명이 디지털 트랜스버셜 또는 유한임펄스 응답필터를 참고로 특히 설명되지만, 전하 결합소자 또는 비슷한 형태의 아날로그 트랜스버셜 필터를 사용해서 본 발명을 실현하는 것이 동등하게 가능하다. 비슷하게, 무한임펄스 응답 또는 리커시브(recursive) 필터는 본 발명을 수행하기위해 사용될 수 있고 알고리즘은 유한임펄스 응답필터의 그것으로부터 무한임펄스 응답필터의 알맞은 파라미터를 발생하도록 공지되고 역도 또한 같다.

도 36에서 도시된 필터(5)를 실현하는 하나의 경제적인 방법은 피드백 경로에서 리커시브 필터(500b)로서 유한임펄스 응답필터를 구비하고, 리커시브필터(500b)는 최소위상 응답을 갖고, 어코우셜 트랜스버셜 필터(500a)는 정정 응답의 모든 나머지 부분을 포함하는 응답을 갖는다. 선형 위상 확성기 정정이 최소위상 룸 정정과 결합될 때, 필터(500a)는 확성기 보상을 구비하고 필터(500b)는 룸 보상을 구비한다. 그러나, 룸 보상이 최소위상으로 되지 않을 때, 룸 보상의 모든 통과 소자가 트랜스버셜 필터(500a)에 의해 제공될 수 있다(또는 부가적인 리커시브 모든-통과 필터에 의해 대안적으로 제공될 수 있다).

Claims (10)

1. 음향 환경(2)에 배치된 음향 변환기(1)로 공급되는 신호를 필터링하기 위해 프로그램가능한 필터 장치(5)를 조절하는 방법에 있어서, (a) 음향 변환기(1)의 신호응답(F_L)과 결합해서, 음향변환기 신호 응답에 대한 수신된 음향 변환기 신호응답(F^{^} _L)의 편차를 감소시키는 음향변환기 보상 신호응답(F^{^} _L ^-1)에 관한 제 1 데이터를 추출하는 단계와; (b) 내부에 미리결정된 장소를 지나는 경로를 통한 음향 환경(2)의 신호응답(F_R)과 결합해서, 음향 환경 신호응답에 대한 수신된 음향 환경 신호응답(F^{^} _R)의 편차를 감소시키는 음향환경 보상 신호응답(F^{^} _R ^-1)에 관한 제 2데이터를 추출하는 단계와; 그리고 (c) 상기 제 1 및 제 2 데이터로부터 필터 계수들을 추출하고, 이 추출된 필터 계수가 상기 필터 장치(5)에 저장되도록 공급하는 단계를 포함하는 프로그램가능한 필터 장치의 조절방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 음향 변환기 신호응답(F_L)과 결합할 때, 그결과 일정한 신호 그룹 지연을 제공하도록 음향변환기 보상 신호응답(F^{^} _L ^-1)이 추출되는 것을 특징으로 하는 방법.
3. 제1항에 있어서, 상기 음향 변환기 신호응답(F_L)과 결합할 때, 그 결과 보상이 안된 위상 왜곡이 남겨져있을 경우 음향 변환기에 대한 위치 또는 방향에 무관한 음향 변환기 응답에서 위상 왜곡을 보상하도록 음향변환기 보상 신호응답(F^{^} _L ^-1)이 추출되는 것을 특징으로 하는 방법.
4. 제1항에 있어서, 음향 환경 보상응답(F^{^} _R ^-1)은, 음향 변환기 보상응답(F^{^} _L ^-1)을 추출하기 위해 음향 변환기를 통하여 상기 환경내에서 음향 신호를 발생시키는 단계와; 환경 내의 어떤 장소에서 상기 음향 신호를 측정하는 단계와; 그리고 음향 환경 신호응답(F_R)을 추출하도록 측정된 신호를 처리하는 단계에 의해 추출되는 것을 특징으로 하는 방법.
5. 제4항에 있어서, 신호처리가 변환기 응답(F_L)에 관한 데이터에 반응하고 그 데이터를 처리하는 것을 특징으로 하는 방법.
6. 제1항에 있어서, 음향 환경의 신호응답(F_R)에 관한 스펙트럼 데이터를 발생하는 단계와, 상기 음향환경 보상 신호응답이 음향환경 신호응답의 역보다 덜 오래 지속하는 공진을 포함하도록 제 2 데이터를 발생하기 위해 상기 데이터를 처리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
7. 제6항에 있어서, 상기 데이터 처리 결과는 설정된 임계치(f_LOW)이상의 주파수에서 더 큰 것을 특징으로 하는 방법.
8. 제6항에 있어서, 상기 데이터 처리의 결과는 상기 필터의 주파수 범위내에 있는 설정된 임계치(f_HIGH)이하의 주파수에서 더 큰 것을 특징으로 하는 방법.
9. 제6항에 있어서, 상기 처리는 오래 지속되는 공진을 일으킬 수 있는 크기의 스펙트럼 계수의 진폭을 조절하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
10. 제6항에 있어서, 상기 처리는 스펙트럼상에서 이웃하는 데이터에 따라 각 스펙트럼 데이터를 처리함으로써 상기 데이터를 평탄화시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.