JPH061882B2

JPH061882B2 - デジタル音場補正イコライザ

Info

Publication number: JPH061882B2
Application number: JP12411285A
Authority: JP
Inventors: 賢一寺井
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1985-06-10
Filing date: 1985-06-10
Publication date: 1994-01-05
Anticipated expiration: 2009-01-05
Also published as: JPS61283210A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は音場再生系における受聴室の、反射音を含むス
ピーカから受聴位置までの音場伝送特性を補正するデジ
タル音場補正イコライザに関する。

（従来の技術）従来から、音場補正イコライザとして、振幅周波数特性
のみに着目したグラフィツクイコライザがよく知られて
いる。この方法は位相や時間特性が補正されないため、
音像定位を含めた忠実な音響再生を得るには、有限イン
パルス応答形（以下、FIR形という）のデジタルフィル
タを用いて、音場の逆のインパルス応答をたたきこみ演
算によって補正し、音場での振幅や位相あるいは時間を
同時に補正する手法である。

例えばこのFIR形デジタルフィルタとして、BBDなどのア
ナログ遅延素子と重み付け抵抗と、および、アナログ加
算器とにより構成する方法（例えば、日本音響学会講
談論文集２１９−２２０〔１９８１〕）がある。

第２１図はその構成を示し、５０はアナログ信号入力端
子、５１ａないし５１ｎはアナログ遅延素子、５２ａな
いし５２ｎはｎ個の重み付け用の可変抵抗、５３はアナ
ログ加算器、５４はアナログ出力端子である。

また、第２２図は他の従来例を示し、入力端子６０から
のデジタル音響信号を外部記憶装置６１に記憶させ、そ
れを読み出してたたみ込み演算装置６２で処理し、その
結果を再び外部記憶装置６１に記録し、後で読み出して
出力信号とするものがある（例えば、電気通信学会技術
研究報告ＥＡ８０−５３〔１９８０〕）。

（発明が解決しようとする問題点）上記第１の従来例はFIR形のデジタルフィルタを実現す
るから、BBD等のアナログ遅延素子を使用しているた
め、フィルタ段数が多くなると雑音や歪等が負荷されて
信号品質が劣化し、またフィルタ係数の精度も可変抵抗
器の精度に限定される欠点がある。

また上記第２の従来例は、たたみ込み演算装置の速度に
限界があるために、サンプリング間隔が短いデジタル音
響信号については、一旦、外部記憶装置に記録して処理
することになり、実時間処理が出来ない欠点があった。
逆に実時間で短くサンプリング間隔のデジタル音響信号
を処理するためには、装置の規模が大きくなって実用的
ではないという問題点があった。

（問題点を解決するための手段）本発明は従来の上記のような問題を解決するために、音
像定位の心理効果を考慮してデジタルフィルタの適用範
囲を限定することによって、音像定位品質を劣化するこ
となく装置の規模を小さく構成可能なデジタル音場補正
イコライザを提供するものである。

そのためには本発明は、適用帯域の処理に見合うサンプ
リング周期まで入力信号のサンプリング周期を変換する
必要があるが、このときナイキスト周波数以上の帯域に
よる折り返し誤差を防止するために使用する、アンチェ
リアジングローパスフィルタを小さくするため、２段階
に分けてサンプリング周期を変換することを特徴とす
る。

すなわち、サンプリング周期Ｔ秒のデジタル音響信号入
力を、アンチェリアジングのために阻止帯域の加減周波
数が１／（２ｎＴ）Hz以下である第１のローパスフィル
タ（以下、LPFという）により帯域制限したものを、ｎ
回に１回間引くことによってサンプリング周期がｎＴの
信号を得、これを更に下限阻止帯域周波数が１／（２mn
Ｔ）Hz以下の第３のLPFにより帯域制限し、その出力を
ｍ回に１回間引くことによりサンプリング周期がmnＴ秒
の信号を得る。この信号に対して音場の逆特性のインパ
スル応答を係数にもつFIR形のデジタルフィルタを通過
させたのち、その出力にｍ−１個の０（ゼロ）を挿入し
てサンプリング周期をｎＴ秒に変換した後、１／（２mn
Ｔ）Hz以上の高調波成分を除去するため、前記第３のLP
Fと同じ特性の第５のLPFを通過させる。

一方、上記第３のLPFの出力は、同じ特性の第４のLPFを
通過させて反転させる。この反転信号と、前記ｎ回に１
回の間引き出力を上記第３のLPFの処理時間だけ遅延さ
せた信号と加算することにより、第１高域通過信号を得
る。この信号に音場の逆特性をもつFIR形のデジタルフ
ィルタの処理時間に等しい遅延を与えて上記第５のLPF
の出力と加算する。この加算出力にｎ−１個の０（ゼ
ロ）挿入してサンプリング周期をＴ秒に変換した後、さ
らに１／（２ｎＴ）Hz以上の高周波成分を除くため第１
のLPFと同特性の第６のLPFを通過させる。

一方、上記第１図のLPFの出力は同特性の第２のLPFを通
過させて反転させ、デジタル音響入力信号を第１のLPF
の処理時間に等しく遅延させた信号と加算し、第２の高
域通過信号を得る。

このようにした信号に、第３のLPF、音場の逆特性のFIR
形デジタルフィルタ、第５のLPFの各処理時間の和に等
しい遅延を与えて第６のLPFの出力と加算して出力信号
として本発明の目的を達成する。

（作用）本発明は上記の構成をとることにより、デジタル音響信
号入力を音像定位の心理効果の観点より帯域を限定し、
サンプリング周期を長くしてから音場の逆特性をたたみ
込むので、聴感上の音像定位の品位を維持し、装置の縮
小化が行なえ、従来、音場の反射音のＬ秒（Ｌは任意の
整数）までを補正するためには、サンプリング周期をＴ
とすると、1/T段の逆特性のFIR形デジタルフィルタで処
理することになり、従来１秒間にL/T²回の乗算が必要で
あったが、本発明によれば、Ｌ／（ｍｎＴ）段の逆特性
のFIR形デジタルフィルタをサンプリング周波ｍｎＴ秒
で行なうからＬ／（ｍｎＴ）^２回の乗算で済むことにな
る。

（実施例）以下、本発明を実施例により図面を参照して詳細に説明
する。

第１図は本発明のデジタル音場補正イコライザの一実施
例の構成を示しており、１は補正すべきデジタル音響信
号の入力端子、２ないし７はFIR形のローパスフィルタ
（LPF）、８ないし１１は遅延器、１２、１３は反転
器、１４ないし１７は加算器、１８，１９は入力信号を
間引くスイッチング、また、２０，２１は入力信号に０
（ゼロ）を挿入する補間スイッチング、２２は音場の逆
の特性のインパルス応答を係数にしたFIR形のデジタル
フィルタ（以下、逆フィルタという）である。なお、図
においてローパスフィルタ（LPF）、および遅延器、さ
らに間引きスイッチングおよび補間スイッチング等は複
数あるので、それを区別するため名称の後に数字を記し
て、LPF１、LPF２……、遅延器１、遅延器２……、ある
いは（間引き）SW１、（補間）SW３等のように呼んで示
すことにする。

さて、いま音場における受聴者の耳の間隔を１７cmとす
ると、それを半波長とする１kHz以上の周波数では、両
耳間の位相の弁別能力が低下し、例えば音場の２音源の
位相と振幅を変化させたときに、受聴者に音場の移動を
感じさせる実験では、約３kHz以上になると、音像の移
動は２音源の振幅比に依存し、位相による移動は感じな
いことが、Halrerson ,Feddersonらの実験により明らか
にされた（新版聴覚と音声三浦種敏監修電気通信
学会ｐ２０２図２、１０７（ａ））。

本発明の実施例はこの結果から帯域を２kHzに限定した
逆フィルタの処理を行なうものである。

さて、第１図において入力端子１にサンプリング周期が
２０μsecのデジタル音響信号が印加された場合、逆フ
ィルタ処理のサンプリング周波数は、ナイキスト定理に
より４kHz以上必要で、５０kHzの整数分周比を考える
と、1/8の分周比の６．２５kHz（１６０μsec）が適当
であるので、間引きSW１、SW２により1/2、1/4の２回の
間引き処理をする。ここでLPF１，２および６の特性は
全て等しく、その通過帯域は０Hzないし２kHz、阻止帯
域は１２．５kHzないし２５kHzである。このように通過
帯域の上限周波数と、阻止帯域の下限周波数の差が大き
いと、デジタルローパスフィルタ（ローパスフィルタ）
段数が少なくてすみサンプリング間隔が短い場合に有利
である。

第２図は、FIR形デジタルフィルタの構成図で、各LPF１
ないし６および逆フィルタ２２の構成を示すものであ
る。第２図において、３１は入力端子、３２ａないし３
２ｎは、それぞれ入力信号を１サンプリング周期だけ遅
延させる遅延素子、３３ａないし３３ｎは、係数をそれ
ぞれg₁ないしg_nとする乗算器で、それらの出力は加算さ
れて端子３４に導かれる。この係数g₁ないしg_nにそれぞ
れ第３図に示した３０点の係数を設定したものが、前記
LPF１、LPF２、およびLPF６であり、LPF１およびLPF２
を従続したときのインパルス応答は、第４図に示すよう
な５９点の応答出力になる。ここで遅延器２により３０
サンプル点、つまり６００μsec遅延された入力信号に
反転器５の出力を加えると、第５図に示したインパルス
応答がえられる。

第６図、第７図の実線、および第７図の破線は周波数領
域の各部の振幅周波数特性を示したもので、それぞれ、
LPF１、LPF２の出力および、加算器１４の出力の振幅周
波数特性を示している。

この図から、低減通過信号と高域通過信号が同時に得ら
れることがわかる。

第６図によればLPF１の出力は１２５００Hz以上で十分
減衰しているので、サンプリング周波数（周期）を２５
kHz（４０μsec）として信号を取り出しても、折り返し
誤差はない。そのため間引きスイッチングSW１によって
1/2の間引き処理をしている。次にLPF３、LPF４およびL
PF５はサンプリング間隔が２倍になったためフィルタ段
数も２倍の６０段実行でき、急峻な振幅周波数特性を得
ることができる。各LPFの特性は、通過帯域は０ないし
２kHz、阻止帯域は、３．１２５kHzないし１２．５kHz
である。

この設計例として第８図にLPF３ないし５の６０点の係
数値、第９図にLPF３とLPF４を縦続したときの１１９点
のインパルス応答を、第１０図にLPF３と６０点、つま
り２．４msecの遅延を有する遅延器２にインパルスを入
力した場合の加算器１５のインパルス応答を示す。

また、第１１図にLPF３，４および５の振幅周波数特性
を、第１２図の実線にLPF３、LPF４縦続時の振幅周波数
特性を、破線にはLPF３および遅延器２の入力から加算
器２５の出力までの振幅周波数特性を示している。

これらの図から通過帯域と阻止帯域が接近しているとき
は、サンプリング周波数を下げ、フィルタ段数を多くと
るのが合理的であることがわかる。LPF３の出力は３．
１２５kHz以上で十分減衰しているので、間引きスイッ
チングSW２により1/4の間引きを行ないサンプリング周
波数（周期）を６．１２５kHz（１６０μsec）に換えて
も折り返し誤差は生じない。このサンプリング周波数信
号に逆フィルタ２２を通過させて、その出力信号間にSW
３により３個の０（ゼロ）を挿入することにより、サン
プリング周波数２４kHz（４０μsec）の信号に変換し、
１２．５kHz以上の高調波成分をLPF５で除去する。

一方、加算器１５の第１高域通過出力信号に逆フィルタ
２２の処理の時間に等しい遅延を遅延器３により与え、
LPF５の出力と加算器１６により加算する。次にこの出
力信号間に１個の０（ゼロ）を２１のSW４により挿入し
てサンプリング周波数５０kHz（２０μsec）の信号に変
化し、２５kHz以上の高調波成分をLPF６により除去す
る。

一方、第２の高域通過信号である加算器１４の出力信号
をLPF３、LPF５の処理時間の各々２．４msecと、逆フィ
ルタ２２の処理時間との和に等しい遅延を遅延器４で与
えて、LPF６の出力信号と加算して出力信号を得る。

このように、遅延器３および４を設定することにより、
各帯域の再合成が可能になる。

次に逆フィルタ２２の係数設定について説明する。

ある音場におけるスピーカ、受聴室の反射音等を含むイ
ンパルス応答を、６．２５kHzのサンプリング周波数で
離散的に測定した結果が、ｈ＝〔h₁，h₂…h_l〕であった
とする。

ここで逆フィルタの係数ｇをｇ＝〔g₁，g₂…g_n〕とした
時に補正後の音場のインパルス応答ｆはｈとｇのたたみ
込みで表わすとｆ＝ｈ＊ｇ −(1) で表わされ、行列式で表わすとＦ＝Ｈ−Ｇ −(2) 但しここでLPF３のインパルス応答を４回に１回間引いた応
答をｄ＝〔d₁，d₂，…d_n+l-1〕とした時にｆとｄの誤差
の２乗を(6)式のＰで定義する。

Ｐ＝（Ｆ−Ｄ）^Ｔ（Ｆ−Ｄ）＝（ＨＧ−Ｄ）^Ｔ（ＨＧ−Ｄ） −(6) 但しＴは転置行列を表わし、Ｄは次式で表わされる。

ここでＰとＧで偏微分して０とおくことにより(8)式を
得、Ｇに関する連立一次方程式(9)を得る。

より２Ｈ^ＴＨＧ−２Ｈ^ＴＤ＝０従ってＨ^ＴＨＧ−Ｈ^ＴＤ −(9) あるいはＧ＝（Ｈ^ＴＨ）^−１ＧＤ −(10) この(9)あるいは(10)式よりＧを求めることができる。

このＧの各係数を第２図のFIRデジタルフィルタの乗算
器の係数g₁ないしg_nに限定することにより逆フィルタが
実現される。

ここで、この逆フィルタ２２はサンプリング周期が２０
μsecの８倍で処理されるから、LPF１、LPF３と同じた
たき込み演算能力をもつフィルタを用いるとLPF１の８
倍のフィルタ段数、LPF２の４倍のフィルタ段数である
２４０段が実現できることになり、音場において１６０
×２４０＝４８．４msecまでの反射音を含めた補正が出
来ることになる。

第１３図は受聴室のスピーカから受聴点におけるマイク
ロホンまでのインパルス応答ｈ、第１４図に逆フィルタ
２２の係数ｇ、第１５図に逆フィルタ２２により補正さ
れた受聴点のインパルス応答ｆを示している。また、第
１６図にはLPF３のインパルス応答を４回に１回間引い
た出力ｄを示しており、これらにより第１５図は第１６
図によく近似していることがわかる。ここで周波数領域
から、この逆フィルタ補正の効果をみれば第１７図ない
し第１９図のようになる。すなわち、第１７図は補正前
の音場の受聴点の振幅周波数特性、第１８図は同じく補
正後の振幅周波数特性、第１９図はLPF３の1/4間引き後
の振幅周波数特性を表わしている。このように、周波数
領域からみても、補正後の特性がLPF３の特性によく近
似していることがわかる。

第２０図は他の実施例の要部部分を示している。これは
前出第１図における遅延器１、LPF２、反転器１２、加
算器１４の部分に代わる構成である。１は入力端子、４
２ａないし４２ｎ、および４５ａないし４５ｎは、サン
プリング１周期の遅延素子４３ａないし４３ｎ、および
４６ａないし４６ｎは、各々係数がg₁ないしg_nの乗算
器、４８は反転器、４９は高域通過出力端子、５０は低
域通過出力端子で、４４はLPF１、４７はLPF２であり、
第１の実施例に比べて分かるように、遅延器１の代わり
のLPF１の最終遅延器４２ｎを用いている。この変更は
第１の実施例において遅延器２に対しても同様に行な
え、その変更は装置を簡易化することにもつながる。

（発明の効果）以上、本発明を説明したが、本発明は短いサンプリング
周期のデジタル音響信号においても、両耳の位相弁別能
力を考慮した周波数帯域まで、間引き処理を２段階に行
なうことによって、各ローバスフィルタ等の装置、ある
いは逆フィルタの構造を、聴覚上の音像定位の改善効果
を低下させることなく簡易にできる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の構成図、第２図は本発
明に使用するFIR形デジタルフィルタの構成説明図、第
３図は第１図におけるローパスフィルタLPF１、LPF２お
よびLPF６のフィルタ係数を示す図、第４図は同じくLPF
１とLPF２の縦続接続のインパルス応答を示す図、第５
図は同じくLPF１および遅延器１の入力端から加算器１
までのインパルス応答を示した図、第６図は同じくLPF
１、LPF２、およびLPF６の振幅周波数特性図、第７図の
実線および破線はそれぞれ、LPF１とLPF２の縦続接続
時、および加算器１４の出力における振幅特性図、第８
図は同じくLPF３、LPF４およびLPF５のフィルタ係数を
示す図、第９図はLPF３およびLPF４の接続時のインパル
ス応答を示す図、第１０図はLPF３と遅延器２の入力に
インパルスを印加したときの、加算器１５までのインパ
ルス応答図、第１１図はLPF３、LPF４およびLPF５の振
幅周波数特性図、第１２図の実線は、LPF３とLPF４の縦
続接続時の振幅周波数特性図、また破線は、LPF３と遅
延器２の入力側から加算器１５の出力までの振幅周波数
特性図、第１３図は受聴室における受聴点のインパルス
応答図、第１４図は音場における逆フィルタのフィルタ
係数を示す図、第１５図は逆フィルタによる補正後の受
聴インパルス応答図、第１６図はLPF３のインパルス応
答の1/4間引き出力を示す図、第１７図は本発明により
補正前の音場における受聴点の振幅周波数特性図、第１
８図は同じく補正後の振幅周波数特性図、第１９図はLP
F３の1/4間引き後の振幅周波数特性図、第２０図は本発
明の第２の実施例の要部構成図、第２１図は従来のFIR
形デジタルフィルタの説明図、第２２図は同じく他の従
来例説明図である。２，３，４，５，６，７…ローパスフィルタ、（LP
F）、８，９，１０，１１…遅延器、１２，１３…反転
器、１４，１５，１６，１７…加算器、１８，１９…間
引きスイッチ（SW）、２０，２１…補間スイッチ（S
W）、２２…逆フィルタ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】下記の(a)ないし(e)の構成を有することを
特徴とするデジタル音場補正イコライザ。 (a)サンプリング周期がＴ秒のデジタル音響信号を、有
限インパルス応答形の第１のローパスフィルタを通した
のち、第１の間引き手段によりサンプリング周期をｎＴ
秒（ただし、ｎは任意の正の整数）に変換させ、さらに
第３のローパスフィルタを通し、さらに第２の間引き手
段によりサンプリング周期mnＴ秒（ただし、ｍは任意の
正の整数）に変換してから、これを音場の逆特性のイン
パルス応答を係数とする有限インパルス応答形のデジタ
ルフィルタに入力させ、その出力間隔中に、ｍ−１個の
０を挿入する第１の補間手段により、サンプリング周期
をｎＴ秒に変換して、第５のローパスフィルタを経て第
３の加算手段に入力するようにした構成、 (b)上記(a)項の第１のローパスフィルタの出力を分岐し
て、第２のローパスフィルタを通過させたのち、その出
力を第１の反転手段により反転させ、前記等価補正すべ
きデジタル音響信号を分岐して第１の遅延手段により遅
延させた信号と第１の加算手段を用いて加算する構成、 (c)前記(a)項の第１の間引き手段の出力を分岐し第２の
遅延手段を通した信号と、同じく(a)項の第３のローパ
スフィルタの出力を分岐し第４のローパスフィルタを通
し、さらに反転した信号とを、第２の加算手段により加
算させ、その加算出力を、さらに第３の遅延手段により
遅延させて、(a)項における第５のローパスフィルタの
出力と上記第３の加算手段により加算させる構成、 (d)上記(b)項の第１の加算手段の出力を第４の遅延手段
により遅延させて、上記(c)項の第３の加算手段の出力
間隔内に第２の補間手段によりｎ−１個の０を挿入し、
サンプリング周期をＴ秒に変換した後第６のローパスフ
ィルタを通した信号と、第４の加算手段により加算する
構成、 (e)第１の遅延手段における遅延時間を第１のローパス
フィルタの処理時間と等しくし、第２の遅延手段におけ
る遅延時間を第３のローパスフィルタの処理時間と等し
く、第３の遅延手段における遅延時間を、音場の逆特性
をもつ有限インパルス応答形のデジタルフィルタの処理
時間に等しくし、第４の遅延手段における遅延時間を第
３のローパスフィルタと上記有限インパルス応答形のデ
ジタルフィルタと第５のローパスフィルタの処理時間の
和に等しくする構成。 (2)第１ないし第６のローパスフィルタそれぞれの通過
帯域の上限周波数を、音場における受聴者の両耳間隔が
半波長に相当する周波数以上にし、第１、第２、第６の
ローパスフィルタの阻止帯域の下限周波数を、１／（２
ｎＴ）Hz以下にし、第３、第４および第５のローパスフ
ィルタの阻止帯域の下限周波数を１／（２nmＴ）Hz以下
にしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のデ
ジタル音場補正イコライザ。 (3)第１のローパスフィルタ、第１の間引き手段、第３
のローパスフィルタ、第２の間引き手段、第１の補間手
段、第５のローパスフィルタ、第２の補間手段、および
第６のローパスフィルタを通過したインパルス応答と、
補正後における音場の受聴点のインパルス応答との誤差
の２乗和が最小となるように、有限インパルス応答形デ
ジタルフィルタの係数を設定したことを特徴とする特許
請求の範囲第(1)項記載のデジタル音場補正イコライ
ザ。