JP4856121B2 - コンバータ - Google Patents

Description

本発明は、デジタルフィルタと組み合わせて、高精度のＡ／Ｄ変換又はＤ／Ａ変換又はＡ／Ｄ変換とＤ／Ａ変換とを行う構成を含むコンバータに関する。

音声や音楽等のアナログのオーディオ信号をデジタル信号に変換して、蓄積又は送信し、蓄積内容を再生したデジタル信号又は受信したデジタル信号をアナログのオーディオ信号に変換する蓄積再生システムや送受信システムは既に各種提案され、且つ実用化されている。又オーディオ信号は、例えば、０〜２０ｋＨｚ程度、又はそれ以上の帯域でダイナミックレンジも広いものであり、このようなアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータは、１２ビットや１４ビットの精度の構成が多かったが、半導体回路技術等の進歩により、２４ビット精度の構成も実用化されている。又音楽等の蓄積、再生の為のＣＤ（コンパクトディスク）に於けるサンプリング周波数は、４４．１ｋＨｚであり、帯域は、サンプリング周波数の１／２以下であるから、ＣＤの帯域は約２０ｋＨｚまで程度である。又固定電話網では、サンプリング周波数は８ｋＨｚであり、折れ線符号則による８ビットのデジタル信号に変換して伝送するもので、その帯域は３．４ｋＨｚ以下としている。又放送システムに於いては、送信帯域は１５ｋＨｚ以下とされており、放送内容を配信する伝送系に於いては、例えば、３２ｋＨｚサンプリングの折れ線符号則による１１ビット構成のデジタル信号としている。

図１０は、アナログのオーディオ信号をデジタル信号に変換して送受信する従来例の説明図であり、１０１は結合トランス、１０２はアンチエイリアシング（Ａｎｔｉ−Ａｌｉａｓｉｎｇ）用のフィルタ、１０３はΔΣＡ／Ｄコンバータ、１０４はデジタルフィルタ、１０５はリニア／Ａ−ｌａｗ変換部、１０６はデジタル送受信インタフェース部（ＨＳＤ；Ｈｉｇｈ Ｓｕｐｅｒ Ｄｉｇｉｔａｌ）、１１０は送受信部、１１１は結合トランス、１１２はポストフィルタ、１１３はΔΣＤ／Ａコンバータ、１１４はデジタルフィルタ、１１５はＡ−ｌａｗ／リニア変換部を示す。

オーディオ信号等のアナログ信号を入力する結合トランス１０１とフィルタ１０２との間に、整合用抵抗とコンデンサとを接続し、入力アナログ信号に対して６００Ω終端とした場合を示し、又フィルタ１０２は、ΔΣＡ／Ｄコンバータ１０３の前段に接続して、アンチエイリアシング用として作用するローパスフィルタであり、又ΔΣＡ／Ｄコンバータ１０３は、例えば、３２ｋＨｚサンプリングにより、１４ビット〜２４ビットのデジタル信号に変換し、デジタルフィルタ１０４を介して、送受信部１１０のリニア／Ａ−ｌａｗ変換部１０５に入力する。デジタルフィルタ１０４は、ΔΣＡ／Ｄコンバータ１０３に内蔵された構成とすることができるものであり、アナログ−リニアＰＣＭ変換として示すように、１４ビット〜２４ビットのリニアＰＣＭ信号を処理し、フィルタ特性としては、例えば、１５ｋＨｚまでは通過域、１６ｋＨｚ以上は阻止域とする。

デジタルフィルタ１０４から出力された１４ビット〜２４ビットのリニアＰＣＭ信号としてのデジタル信号を、送受信部１１０のリニア／Ａ−ｌａｗ変換部１０５に入力して、１４ビット〜２４ビット構成のデジタル信号を１４ビットに丸め、折れ線符号則のＡ−ｌａｗに従った１１ビットに変換する。例えば、放送用のオーディオ信号を伝送する場合、ＩＴＶ勧告のＪ．４１変換則に従って、１ビットの極性ビットと、３ビットのセグメントビットと、７ビットのステップビットとの合計１１ビット構成のデジタル信号に変換し、デジタル送受信インタフェース部１０６から伝送路の構成に従った送信信号に変換して、図示を省略している受信側へ送信する。この場合、伝送路が光伝送路の場合は、電光変換部を設けて、光信号に変換して送信する。

又伝送路を介して送受信部１１０のデジタル送受信インタフェース部１０６により受信した前述の折れ線符号則（Ａ−ｌａｗ変換則）による１１ビット構成のデジタル信号を、Ａ−ｌａｗ／リニア変換部１１５により、例えば、１４ビットのリニア符号則のデジタル信号に変換し、デジタルフィルタ１１４を介してΔΣＤ／Ａコンバータ１１３に入力し、アナログ信号に変換する。この場合に、１４ビットのリニア符号則のデジタル信号の下位ビットとして１０ビットを付加し、２４ビット構成のデジタル信号として、ΔΣＤ／Ａコンバータ１１３に入力する構成とすることもできる。そして、ポストフィルタ１１２により不要成分を除去し、整合用の例えば６００Ωとなる抵抗を介して結合トランス１１１に入力し、この結合トランス１１１を介して受信アナログ信号を送出する。なお、光伝送路を介してデジタル信号を受信する場合は、デジタル送受信インタフェース部１０６に光電変換部を設けて、受信光信号を電気信号に変換する。

図１１は、図１０に於けるＡ／Ｄコンバータ側の説明図であり、（Ａ）は、図１０に於ける送信系列側の結合トランス１０１と、フィルタ１０２と、ΔΣＡ／Ｄコンバータ１０３と、デジタルフィルタ１０４と、リニア／Ａ−ｌａｗ変換部１０５と、送受信部１１０のデジタル送受信インタフェース部１０６とを含む構成を示し、（Ｂ）は、アナログ信号波形を基にしたサンプリングデータのイメージを示し、（Ｃ）は、各部のスペクトルを示す。結合トランス１０１は、入力アナログ信号をそのままフィルタ１０２に入力するもので、このフィルタ１０２は、前述のように、アンチエイリアシングフィルタとして折り返し雑音を防止する為のものであり、ΔΣＡ／Ｄコンバータ１０３の前段に接続する。

Ａ／Ｄ変換のΔΣ方式の利点の一つは、オーバーサンプリングによりアンチエイリアシングフィルタの構成が簡単になる点にある。例えば、３２ｋＨｚでアナログ信号をサンプリングしてＡ／Ｄ変換する場合、サンプリング周波数ｆｓの１／２以上の周波数を入力しないようにする必要がある。即ち、サンプリング周波数ｆｓの１／２以上の信号が入力すると、折返し雑音となってサンプリング周波数ｆｓの１／２以下の信号が漏れてしまうからである。実際に１５ｋＨｚまでの帯域を損失無しで通過させ、１６ｋＨｚでは、例えば１００ｄＢの損失を与えるようなフィルタをアナログ回路で設計することは殆ど不可能に近いものである。又オーバーサンプリングの良い点は、例えば、サンプリング周波数が８ＭＨｚであるとすると、１５ｋＨｚまでの帯域を損失無しで通過させ、且つ８ＭＨｚに於いて１００ｄＢの損失を与える回路は容易に設計できる。例えば、１５０ｋＨｚにカットオフ周波数を設定すれば、５次のフィルタにより、１．５ＭＨｚで１００ｄＢの損失となる構成を実現することは可能である。このような構成により、１．５ＭＨｚより数倍高い８ＭＨｚに於いて１００ｄＢ以下のレベルに低下させることができる。

又図１１の（Ｂ）に於ける上段の波形は、アナログ波形を８ＭＨｚでサンプリングしたイメージを示し、このオーバーサンプリングされたデータのスペクトルは、（Ｃ）の上段に示すように、２０ｋＨｚまでのもともとのスペクトルと、８ＭＨｚのサンプリング周波数の両側にそれぞれ２０ｋＨｚに広がるスペクトルとを含むものとなる。入力されたアナログ信号の８ＭＨｚ周辺にノイズ成分があると、８ＭＨｚオーバーサンプリングによる０〜２０ｋＨｚの可聴域に、そのノイズ成分のスペクトル成分が含まれることになり、これを防ぐ意味で、８ＭＨｚ付近のノイズ成分の信号を除去することが必要である。

又ΔΣＡ／Ｄコンバータ１０３にデジタルフィルタ１０４を内蔵させた構成とし、デジタルフィルタ１０４により、８ＭＨｚ付近のスペクトルは除去されるが、同時に３２ｋＨｚで出力されるデータのために、１６ｋＨｚ以上の信号成分を除去するデジタルフィルタ１０４が動作する。合わせて８ＭＨｚ周期に出力されるデータはデシメーション（間引き）により３２ｋＨｚ毎のデータとなる。（Ｂ）の中段は、この状態を示し、（Ｃ）の中段は、この状態のスペクトルを示す。この状態で、２４ビットの高精度のデータは次の段のリニア／Ａ−ｌａｗ変換部１０５に於いて１４ビットに丸められ、更にＡ−ｌａｗに従った１１ビットに折れ線符号則により圧縮符号化される。この場合の波形イメージを（Ｂ）の下段に示し、又スペクトルを（Ｃ）の下段に示す。前述のデジタルフィルタ１０４の特性が十分でない場合、１６ｋＨｚより上の周波数の成分は、デジタルフィルタ１０４の特性の不完全な分だけ、（Ｃ）の下段に示すように、３２ｋＨｚサンプリング出力の信号は、３２ｋＨｚの整数倍の周波数の両側にスペクトルが含まれたものとなる。

図１２は、図１０に於けるＤ／Ａコンバータ側の説明図であり、（Ａ）は、図１０に於ける受信系列側のデジタル送受信インタフェース部１０６と、Ａ−ｌａｗ／リニア変換部１１５と、デジタルフィルタ１１４と、ΔΣＤ／Ａコンバータ１１３と、ポストフィルタ１１２と、結合トランス１１１とを示し、（Ｂ）はアナログ信号波形を基にしたサンプリングデータのイメージ、（Ｃ）は各部のスペクトルをそれぞれ示す。デジタル送受信インタフェース部１０６により、３２ｋＨｚの１１ビット構成のデジタル信号を受信し、Ａ−ｌａｗ／リニア変換部１１５により、Ａ−ｌａｗによる折れ線符号則の１１ビット構成のデジタル信号を、１４ビットのリニア符号則のデジタル信号に変換し、デジタルフィルタ１１４により、零点挿入を行って８ＭＨｚのオーバーサンプリング形式のデジタル信号とし、ΔΣＤ／Ａコンバータ１１３によりアナログ信号に変換し、結合トランス１１１を介して出力する。

図１２の（Ｂ）の上段は、３２ｋＨｚの１１ビット構成のデジタル信号を、アナログ形式のイメージとして示し、中段は、デジタルフィルタ１１４に於けるゼロの挿入によるイメージを示し、下段は、８ＭＨｚのオーバーサンプリングによるイメージを示す。（Ｃ）の上段は、３２ｋＨｚサンプリングによるスペクトルを示し、０〜１６ｋＨｚの信号は、それぞれ３２ｋＨｚの整数倍の周波数の両側に発生した状態を示す。そして、ゼロの挿入により、中段に示すように、スペクトルは上段に示す場合と同様であり、８ＭＨｚのオーバーサンプリング状態とすると、下段に示すように、８ＭＨｚを中心としたスペクトルが発生する。この８ＭＨｚ周辺のスペクトル成分は、ポストフィルタ１１２によって除去される。但し、１６ｋＨｚ付近のスペクトルは、３２ｋＨｚを中心として両側に広がった部分のスペクトルとの一部が重なり合っているという不完全なものである。

図１３は、現在製造販売されている半導体集積回路化されたオーディオ信号用のＡ／Ｄコンバータの一例の特性を示すもので、縦軸は損失ｄＢ、横軸はサンプリング周波数４８ｋＨｚを０．００〜１．００の比率として示す。通過域のリップルは、±０．００５ｄＢ程度の平坦な特性であり、又阻止域は通過域に対して１００ｄＢを超える減衰を与える特性である。しかし、サンプリング周波数の１／２に於ける損失は、１０ｄＢ程度の少ないものである。

図１４は、図１３に示す特性のＡ／Ｄコンバータを用いた実験データを示し、（Ａ）は帯域内から帯域外へのエイリアス出力を示し、（Ｂ）は帯域外から帯域内へのエイリアス出力を示す。（Ａ）に於いては、１４ｋＨｚ，１５ｋＨｚの帯域内の入出力成分に対して、１４ｋＨｚエイリアス出力、１５ｋＨｚエイリアス出力として示す帯域外へのスペクトル成分が発生することを示し、又（Ｂ）に於いて、１７ｋＨｚの帯域外の入出力成分に対して、１７ｋＨｚエイリアス出力として示す帯域内へのスペクトル成分が発生することを示している。即ち、３２ｋＨｚサンプリングのデジタル信号では、その１／２の１６ｋＨｚ前後の信号は、前述のスペクトルの重なりにより正確にＡ／Ｄ、Ｄ／Ａ変換されることを示す。なお、１８ｋＨｚエイリアス出力、１９ｋＨｚエイリアス出力は、それぞれ帯域外の１８ｋＨｚ，１９ｋＨｚの入力成分に対する場合を示し、１８ｋＨｚ出力は観測できないレベルであった。

又２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚの可聴周波数のアナログ信号をデジタル信号に変換し、そのデジタル信号を元のアナログ信号に変換するＡ／ＤコンバータとＤ／Ａコンバータと不要成分を除く為のフィルタとを組み合わせた構成に於いて、フィルタの次数を大きくすることなく、通過域から阻止域に遷移する領域を急峻な特性とする為に、Ａ／Ｄコンバータの前段に、サンプリングによって生じる折り返し雑音となる周波数成分を除去するアンチエイリアシングフィルタを接続し、Ａ／Ｄコンバータの後段に、ダウンサンプリングにより生じる折り返し雑音対応の周波数成分を除去するくし型フィルタと、ダウンサンプリングする第１のデシメータと、折り返し雑音に対応する周波数成分を除去するローパスフィルタと、１／２にダウンサンプリングする第２のデシメータと、直流成分を除去するハイパスフィルタと、更に１／２にダウンサンプリングして所望のレートとする第３のデシメータとを接続したＡ／Ｄ変換手段及びこの逆の処理によりアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段が提案されている。（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５−１７５７５１号公報

アナログ信号をデジタル信号に変換して伝送し、受信側では受信デジタル信号をアナログ信号に変換する各種の送受信システムがあり、その中で、放送システムは、高品質なものが要求される。その放送システムに於いて、例えば、受信内容を録音したり、更に最近では、現状のＣＤ（コンパクトディスク）等の音質ではものたりないユーザの期待に答える為に、自然界の原音と高調波の関係を利用して、限られた帯域の音楽に帯域外のスペクトルを合成するようなシステムも開発されている。その為、高品質の条件としては、単にＳ／Ｎ（信号とノイズ比）が高いだけでなく、不要な信号スペクトルを一切出さないようなＡ／Ｄ変換手段及びＤ／Ａ変換手段が必要となった。

又放送システムに於いては、更に重要な性能が要求される。例えば、一般のＣＤ（コンパクトディスク）等は、音楽を再生している時間と実際に音がスピーカから出る時間とに差があっても問題にはならない。これに対して、放送システムに於いては、一方的に音楽等をデジタル信号として伝送して、放送所からアナログ信号に変換し、放送周波数に変調して送信するが、例えば、北海道と沖縄とに於ける中継放送の場合、時間の遅れは大きな問題となる。又放送システムとしては、時報の送信もあるが、この場合の時間遅れは最小にする必要がある。しかし、前述の従来例に於いては、リニア符号側のデジタル信号を、折れ線符号則のデジタル信号への変換処理及びフィルタ処理、及び折れ線符号則のデジタル信号を受信して、リニア符号則のデジタル信号への変換処理及びフィルタ処理に要する処理時間が長く、且つ不要な信号スペクトルを抑圧する為のフィルタ処理機能が複雑化すると共に大型化する問題があった。又前述の特許文献１に於いては、コストダウンを図るフィルタ構成について示しているが、そのフィルタ特性の改善と、Ａ／Ｄ及びＤ／Ａ変換の処理時間の短縮との問題提起とその解決手段については提案されていない。

本発明は、前述の従来の問題点を解決することを目的とし、Ａ／Ｄ変換又はＤ／Ａ変換又はＡ／Ｄ及びＤ／Ａ変換との機能を有し、且つ、フィルタ特性を、通過域は平坦な特性とし、通過域から阻止域への遷移域は急峻に減衰する特性として、放送システムにも適用可能の高品質で且つ処理時間を短縮した構成を提供する。

本発明のコンバータは、アナログのオーディオ信号をデジタル信号に変換して送出する為のＡ／Ｄコンバータ又はデジタル信号をアナログのオーディオ信号に変換する為のＤ／Ａコンバータ又は前記Ａ／Ｄコンバータと前記Ｄ／Ａコンバータとを含むコンバータであって、アナログのオーディオ信号をアンチエイリアシング用のフィルタを介して入力し、オーバーサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、このＡ／Ｄコンバータにより変換されたデジタル信号を、伝送速度の偶数倍の速度に相当するサンプリング周波数として処理する第１のデジタルフィルタと、この第１のデジタルフィルタの出力デジタル信号を入力して、伝送速度の１／２の速度に相当する周波数以上の周波数成分を完全に減衰させる第２のデジタルフィルタと、この第２のデジタルフィルタの出力デジタル信号を間引き処理により、所定の伝送速度のデジタル信号とするデジメーション部とを含む構成を備えている。

又受信したデジタル信号にゼロ挿入を行って、このデジタル信号の伝送速度の偶数倍の速度に相当する周波数のデジタル信号とするインタポレーション部と、このインタポレーション部の出力デジタル信号を入力して、伝送速度の１／２の速度に相当する周波数以上の周波数成分を完全に減衰させる第２のデジタルフィルタと、この第２のデジタルフィルタの出力デジタル信号を入力する第１のデジタルフィルタと、この第１のデジタルフィルタの出力デジタル信号をアナログのオーディオ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、このＤ／Ａコンバータにより変換されたアナログのオーディオ信号に含まれる不用周波数成分を除去するポストフィルタとを含む構成を備えている。

又第２のデジタルフィルタは、楕円型、チェビシェフ型、逆チェビシェフ型、バタワース型、ベッセル型の何れかの特性のＩＩＲフィルタにより構成する。又その第２のデジタルフィルタを、デジタル信号の伝送経路に沿って２個直列に、例えば送信側と受信側とに設けて接続した構成とすると共に、２個の第２のデジタルフィルタの一方と他方とのＺ平面上に於ける極とゼロとの関係を奇数次と偶数次としてリップル特性を相互に打ち消す関係とする。

本発明のコンバータは、Ａ／Ｄコンバータ又はＤ／Ａコンバータ又はそれらの両方を含むコンバータであって、アナログのオーディオ信号を第２のデジタルフィルタにより、デジタル信号の伝送速度の１／２の速度に相当する周波数以上の信号成分を１００ｄＢ程度以上に減衰させることを可能としたことにより、アナログ信号とデジタル信号との変換処理を行っても、不要な信号成分を含まないものとなる。それにより、放送システムにも適用可能の高性能のコンバータを提供することができる利点がある。又第２のデジタルフィルタは、デジタル信号の伝送速度の周波数で動作するものではなく、その偶数倍の周波数で動作する構成としたことにより、処理時間を短縮することができる。

本発明のコンバータは、図１を参照すると、アナログのオーディオ信号をデジタル信号に変換して送出する為のＡ／Ｄコンバータ又はデジタル信号をアナログのオーディオ信号に変換する為のＤ／Ａコンバータ又は前記Ａ／Ｄコンバータと前記Ｄ／Ａコンバータとを含むコンバータであって、アナログのオーディオ信号をアンチエイリアシング用のフィルタ２を介して入力し、オーバーサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ３と、このＡ／Ｄコンバータ３により変換されたデジタル信号を、伝送速度の偶数倍の速度に相当するサンプリング周波数として処理する第１のデジタルフィルタ４と、この第１のデジタルフィルタ４の出力デジタル信号を入力して、伝送速度の１／２の速度に相当する周波数以上の周波数成分を完全に減衰させる第２のデジタルフィルタ７と、この第２のデジタルフィルタ７の出力デジタル信号を間引き処理により、所定の伝送速度のデジタル信号とするデジメーション部８とを含む構成を備え、又受信したデジタル信号にゼロ挿入を行って、このデジタル信号の伝送速度の偶数倍の速度に相当する周波数のデジタル信号とするインタポレーション部１７と、このインタポレーション部１７の出力デジタル信号を入力して、伝送速度の１／２の速度に相当する周波数以上の周波数成分を完全に減衰させる第２のデジタルフィルタ１６と、この第２のデジタルフィルタの出力デジタル信号を入力する第１のデジタルフィルタ１４と、この第１のデジタルフィルタ１４の出力デジタル信号をアナログのオーディオ信号に変換するＤ／Ａコンバータ１３と、このＤ／Ａコンバータ１３により変換されたアナログのオーディオ信号に含まれる不用周波数成分を除去するポストフィルタ１２とを含む構成を備えている。

図１は本発明の実施例１の説明図であり、１は結合トランス、２はアンチエイリアシング（Ａｎｔｉ−Ａｌｉａｓｉｎｇ）用のフィルタ、３はΔΣＡ／Ｄコンバータ、４は第１のデジタルフィルタ、５はリニア／Ａ−ｌａｗ変換部、６はデジタル送受信インタフェース部（ＨＳＤ；Ｈｉｇｈ Ｓｕｐｅｒ Ｄｉｇｉｔａｌ）、７は第２のデジタルフィルタ、８は間引き処理を行うデシメーション（Ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）部、１０は送受信部、１１は結合トランス、１２はポストフィルタ、１３はΔΣＤ／Ａコンバータ、１４は第１のデジタルフィルタ、１５はＡ−ｌａｗ／リニア変換部、１６は第２のデジタルフィルタ、１７はインタポレーション（Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）部を示す。

結合トランス１，１１の入出力インピーダンスマッチング構成と、フィルタ２及びポストフィルタ１２とについては、図１０に示す従来例の結合トランス１０１，１０２及びフィルタ１０２とポストフィルタ１１２と同様な構成とすることができるものである。又フィルタ２の後段のΔΣＡ／Ｄコンバータ３は、第１のデジタルフィルタ４を内蔵する構成とすることができるもので、８ＭＨｚサンプリングによるアナログ信号を、１２８ｋＨｚサンプリングによる２４ビットのデジタル信号に変換し、第１のデジタルフィルタ４を介して送受信部１０に入力する。なお、従来例のデジタルフィルタ１０４は、３２ｋＨｚサンプリングの１４〜２４ビットのデジタル信号を処理するものであるが、この実施例に於いては、その４倍のサンプリング周期の１２８ｋＨｚで、２４ビット構成のデジタル信号を処理する構成とする。なお、デジタル信号の伝送速度は３２ｋＨｚ相当としており、その伝送速度の３２ｋＨｚの偶数倍のサンプリング周期とするものであり、この実施例に於いては、３２ｋＨｚの４倍の１２８ｋＨｚとした場合を示す。

又第１のデジタルフィルタ４の後段の送受信部１０に、１２８ｋＨｚサンプリングによるデジタル信号に対して、１５ｋＨｚまでを通過域、１６ｋＨｚ以上を阻止域とする第２のデジタルフィルタ７と、１２８ｋＨｚサンプリングによる２４ビットのデジタル信号を３２ｋＨｚサンプリングの１４ビットのデジタル信号となるように間引き処理を行うデシメーション部８とを設ける。この第２のデジタルフィルタ７は、デジタル信号の伝送速度の３２ｋＨｚの１／２の１６ｋＨｚ以上の周波数帯域を阻止域とし、その阻止域の減衰量を通過域に対して１００ｄＢ以上となるように構成する。この第２のデジタルフィルタ７の２４ビット構成のデジタル信号をデシメーション部８に入力して、間引き処理によって１４ビット構成のデジタル信号とし、このデジタル信号を、リニア／Ａ−ｌａｗ変換部５に入力する。又デジタル信号の受信側のＡ−ｌａｗ／リニア変換部１５からの１４ビット構成の３２ｋＨｚサンプリングによるデジタル信号を、１２８ｋＨｚサンプリングによるデジタル信号とする為に、ゼロ挿入を行うインタポレーション部１７と、送信側の第２のデジタルフィルタ７と同様な特性の１５ｋＨｚまで通過域、１６ｋＨｚ以上阻止域とする第２のデジタルフィルタ１６とを設ける。又図１０に示す従来例のデジタルフィルタ１１４に相当する第１のデジタルフィルタ１４は、３２ｋＨｚの４倍に相当する１２８ｋＨｚサンプリングのデジタル信号を処理する構成とする。即ち、伝送速度の３２ｋＨｚの偶数倍のサンプリング周期とするもので、この実施例に於いては、３２ｋＨｚの４倍の１２８ｋＨｚとした場合を示す。

図２は、本発明の実施例１のＡ／Ｄコンバータ側の説明図であり、（Ａ）は、図１に於けるデジタル信号の送信側の結合トランス１と、アンチエイリアシング用のフィルタ２と、ΔΣＡ／Ｄコンバータ３と、第１のデジタルフィルタ４と、送受信部１０の第２のデジタルフィルタ７と、デシメーション部８と、リニア／Ａ−ｌａｗ変換部５と、デジタル送受信インタフェース部６とを含む構成を示す。又（Ｂ）は、アナログ信号波形を基にしたサンプリングデータのイメージを示し、上段は８ＭＨｚサンプリングのアナログのイメージ波形、中段は、１２８ｋＨｚサンプリングによる２４ビットとした場合のイメージ波形、下段は、２４ビットサンプリングによる２４ビットとした場合のイメージ波形を示す。又（Ｃ）は、各部のスペクトルを示し、上から一番目はサンプリング周波数ｆｓを８ＭＨｚとした場合のスペクトル、２番目はｆｓ＝１２８ＭＨｚとした場合のスペクトル、３番目は第２のデジタルフィルタ７によるスペクトル、４番目は３２ｋＨｚ出力のスペクトルを示す。

送信アナログ信号を、結合トランス１を介してフィルタ２に入力し、ΣΔＡ／Ｄコンバータ３に於いて８ＭＨｚのオーバーサンプリングを行ったアナログ信号は、（Ｂ）の上段に示すイメージ波形となり、第１のデジタルフィルタ４による１２０ｋＨｚの２４ビットのデジタル信号は、（Ｂ）の中段に示すように、時間間隔が大きくなったイメージ波形となる。又デシメーション部８により３２ｋＨｚの２４ビット構成とすると、（Ｂ）の下段に示すイメージ波形となる。

又（Ｃ）の一番目のスペクトルは、従来例の図１１の（Ｃ）の上段に示すスペクトルと同様に、２０ｋＨｚ程度までのスペクトルは、８ＭＨｚのオーバーサンプリングにより、８ＭＨｚを中心とした両側に含まれることを示し、点線は、アンチエイリアシング用のフィルタ２の特性の一例を示す。又（Ｃ）の２番目のスペクトルは、１２８ｋＨｚのサンプリング周波数ｆｓを中心としたスペクトルを含むことを示す。又（Ｃ）の３番目のスペクトルは、第２のデジタルフィルタ７により、デジタル信号の伝送速度を３２ｋＨｚ相当とすると、その１／２の１６ｋＨｚ以上を阻止域、１５ｋＨｚ以下を通過域とすると共に、その阻止域は、通過域に対して１００ｄＢ以上の減衰を与える特性とする。それにより、１２８ｋＨｚを中心としたスペクトルもその両側の１５ｋＨｚ範囲内を通過域とし、それ以外を阻止域とした特性となる。従って、（Ｃ）の４番目のスペクトルは、３２ｋＨｚ，６４ｋＨｚ，９６ｋＨｚ，・・・１２８ｋＨｚを中心としたスペクトルについても、それぞれの通過域は、阻止域によって完全に分離されたスペクトルとなる。

図３は、本発明の実施例１のＤ／Ａコンバータ側の説明図であり、（Ａ）は、図１に於ける受信系列側のデジタル送受信インタフェース部６と、Ａ−ｌａｗ／リニア変換部１５と、インタポレーション部１７と、第２のデジタルフィルタ１６と、第１のデジタルフィルタ１４と、ΣΔＤ／Ａコンバータ１３と、ポストフィルタ１２と、結合トランス１１とを示す。又（Ｂ）は、アナログ信号波形を基にしたサンプリングデータのイメージ波形を示し、（Ｃ）は、各部のスペクトルを示す。送受信部１０（図１参照）のデジタル送受信部６により受信したデジタル信号は、３２ｋＨｚサンプリング、１１ビット構成の折れ線符号則のＡ−ｌａｗに従ったデジタル信号であり、Ａ−ｌａｗ／リニア変換部１５により、その１１ビット構成のデジタル信号を、１４ビット構成のリニア符号則のデジタル信号に変換する。この場合のデジタル信号のイメージ波形を、（Ｂ）の上から１番目に示す。このデジタル信号に対して、インタポレーション部１７に於いてゼロ挿入により１２８ｋＨｚサンプリング相当のデジタル信号に変換する。（Ｂ）の２番目は、インタポレーション部１７に於けるゼロ挿入のイメージ波形を示す。

又図３の（Ｃ）の上から１番目のスペクトルは、図２の（Ｃ）の上から４番目の送信出力信号のスペクトルと同様のデジタル送受信インタフェース部６により受信したデジタル信号のスペクトルを示し、図３の（Ｃ）の上から２番目のスペクトルは、インタポレーション部１７によりゼロ挿入を行ったことによる１２８ｋＨｚサンプリング相当のスペクトルを示す。即ち、インタポレーション処理によってもスペクトルは変化しないことを示している。そして、第２のデジタルフィルタ１６により、１５ｋＨｚまでを通過域、１６ｋＨｚ以上を阻止域とし、阻止域は１００ｄＢ以上の減衰を与えることによって、（Ｃ）の上から３番目のスペクトルとなり、サンプリング周波数１２８ｋＨｚの両側に１５ｋＨｚまでのスペクトルを含むものとなる。（Ｂ）の上から３番目は、この場合のイメージを示す。そして、ΣΔＤ／Ａコンバータ１３に於いて８ＭＨｚサンプリングとした場合のイメージを（Ｂ）の上から４番目に示し、その場合のスペクトルを（Ｃ）の上から４番目に示す。そして、アナログ信号に変換し、ポストフィルタ１２と結合トランス１１とを介して受信アナログ信号とする。この場合の８ＭＨｚサンプルによるスペクトルに含まれる８ＭＨｚ中心のイメージ波形は、点線で示す特性のポストフィルタ１２により除去される。

図４の（Ａ），（Ｂ）は、本発明の実施例１の第２のデジタルフィルタ７，１６の特性を示すもので、（Ａ）は１００ｋＨｚまでの帯域について示し、（Ｂ）は２０ｋＨｚまでの帯域について示す。即ち、１５ｋＨｚまでの帯域は、殆ど平坦であり、デジタル信号の伝送速度の３２ｋＨｚの１／２の１６ｋＨｚ以上は、殆ど１００ｄＢの減衰を与える特性とするものであり、図１３に示す従来例のフィルタ特性とは相違し、折り返し成分を確実に阻止することができる。なお、通過域の特性は、後述のように、楕円フィルタを適用した場合に相当するものであるが、フィルタ構成を選択することによって、平坦な特性とすることも可能である。

図５は、本発明の実施例１の第２のデジタルフィルタの説明図であり、図１に於ける第２のデジタルフィルタ７，１６に適用可能の１６次８セクションの楕円型デジタルフィルタを示し、Ｂｉ−ｑｕａｄフィルタ＃１〜＃８を縦続接続構成とし、各Ｂｉ−ｑｕａｄフィルタ＃１〜＃８は、先頭のＢｉ−ｑｕａｄフィルタ＃１の機能ブロック図として示す構成と同一の構成を有し、下方に示す特性式Ｈ（ｚ）の係数Ｋの乗算器と、分母の係数ａ１，ａ２及び分子の係数ｂ１，ｂ２の乗算器と、ｚ^−１の単位遅延素子と、加減算器とを含む構成を有するもので、ＩＩＲ楕円型フィルタとして、サンプリング周波数Ｆｓ＝１２８ｋＨｚ、通過域Ｆｐａｓｓ＝１５．３ｋＨｚ、阻止域Ｆｓｔｏｐ＝１６ｋＨｚ、通過域損失Ａｐａｓｓ＝０．０４ｄＢ、阻止域損失Ａｓｔｏｐ＝１００ｄＢの特性を有するものであり、図４に示す特性を実現することができる。

前述のように、デジタル信号の伝送速度を３２ｋＨｚとして、通過域の周波数を例えば１５ｋＨｚまでとし、その通過域を超えた１６ｋＨｚ以上、即ち、伝送速度の３２ｋＨｚの１／２以上の帯域を阻止域とし、この阻止域に於いては、通過域に対して、ほぼ完全な減衰量（１００ｄＢ）を与えるフィルタを、Ａ／Ｄコンバータ側及びＤ／Ａコンバータ側に設けた構成を有するものであり、一般に、サンプリング周波数の１／２に非常に近い周波数で、ローパスフィルタを構成するには、フィルタ規模が非常に大きくなり、且つサンプリング周波数の１／２から或る程度離れた点にカットオフ周波数を設定しないと、従来例の構成に於いては、充分な減衰量を得ることは困難であった。又フィルタ規模が大きくなると、フィルタ処理による遅延時間は大きくなる。例えば、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタの場合の処理遅延時間は、フィルタ規模にそのまま比例したものとなる。又サンプリング周波数との関係があり、例えば、３２ｋＨｚのサンプリング周波数に対して、２倍の６４ｋＨｚとすれば、処理遅延時間は１／２になり、４倍の１２８ｋＨｚとすれば、処理遅延時間は１／４となる。このようなフィルタ処理遅延時間とフィルタ構成規模との関係から、Ａ／Ｄコンバータ及びＤ／Ａコンバータとしての動作周波数と、第２のデジタルフィルタ７，１６の動作周波数とは、伝送速度に対して、２倍、４倍、６倍、８倍等の偶数倍を選択するもので、演算速度等と関連するから、最適な関係を選択することになる。

又デジタルフィルタの構成としては、大別してＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタとＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタとがあり、前者のＦＩＲフィルタ（有限インパスル応答フィルタ）と、後者のＩＩＲフィルタ（無限インパスル応答フィルタ）との大きな相違点は、フィードバックの要素がＩＩＲフィルタにはあり、ＦＩＲフィルタにはないことである。又ＦＩＲフィルタは、周波数によらず遅延時間が同じ理想的な群遅延時間を実現することが可能であり、演算増幅器を適用したアクティブフィルタ構成としては、原理的にＦＩＲフィルタとＩＩＲフィルタとは同じであるが、ＦＩＲフィルタは、群遅延時間が一定である反面、大きい値となる。そして、ＦＩＲフィルタにより、１００ｄＢの減衰を与える構成とするには、フィルタ規模が非常に大きくなり、それに対応して処理遅延時間が大きくなって、実用的には問題がある。一方ＩＩＲフィルタは、群遅延時間としては多少の周波数特性を有するものであるが、処理遅延時間が小さい構成とすることができる。このＩＩＲフィルタとしては、チェビシェフ（Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ）、逆チェビシェフ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ）、バタワース（Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ）、ベッセル（Ｂｅｓｓｅｌ）、楕円（Ｅｌｌｉｐｔｉｃ）等の各種の構成があり、それぞれ遷移域の急峻な特性や通過域のリップル特性等の相違がある。

そこで、図５に示す楕円フィルタを第２のデジタルフィルタ７，１６に適用することができるものであり、この楕円フィルタは、急峻な遷移域の特性とすることができるが、通過域には、例えば、図４の（Ｂ）に示すように、僅かなリップル特性を含むものである。なお、逆チェビシェフ・フィルタは、リップルをゼロとした特性とすることが可能であるが、デジタルフィルタ構成として、楕円フィルタの２倍以上の規模となる。そこで、デジタル信号の伝送経路に沿って２個の楕円フィルタによる第２のデジタルフィルタを直列的に接続した構成とし、それらの係数を相違させることにより、通過域のリップルを打ち消す手段を適用することができる。デジタルフィルタの特性は、フィルタのＺ平面上の極とゼロ点の配置から類推できるものであり、例えば、Ａ／Ｄコンバータ側の第２のデジタルフィルタ７を、阻止域Ｆｓｔｏｐ＝１５ｋＨｚの１５次８セクション（奇数次）の楕円フィルタとし、Ｄ／Ａコンバータ側の第２のデジタルフィルタ１６を、阻止域Ｆｓｔｏｐ＝１５．３ｋＨｚの１６次８セクション（偶数次）の楕円フィルタを適用することができる。これらの奇数次と偶数次との次数差は１とし、デジタル信号の伝送経路に沿って直列的に接続される構成とするものであるから、前述のＡ／Ｄコンバータ側としての送信側と、Ｄ／Ａコンバータ側の受信側とにそれぞれ配置する構成が一般的となるが、必要に応じては、送信側のみ或いは受信側のみに、奇数次と偶数次との楕円フィルタを接続した構成とすることも可能である。

この楕円フィルタを適用した場合について、図６の（Ａ）は、Ａ／Ｄコンバータ側の第２のデジタルフィルタ７のＺ平面上の極とゼロ点とを示し、（Ｂ）は、Ｄ／Ａコンバータ側の第２のデジタルフィルタ１６のＺ平面上の極とゼロ点とを示し、それぞれ横軸を実数、縦軸を虚数として示す。又単位円はフィルタ入力周波数を表し、（１，０）点は、周波数ゼロ即ち直流を表し、単位円上を左回りに回転する各点が周波数を表し、（０，１）点はサンプリング周波数の１／４、（−１，０）点はサンプリング周波数の１／２のそれぞれ周波数を表す。又この楕円フィルタの通過域の特性を図７の（Ａ），（Ｂ）に示すもので、横軸は周波数（ｋＨｚ）、縦軸は振幅（ｄＢ）を示す。即ち、図７の（Ａ），（Ｂ）に示すリップル特性は、矢印で対応関係を示すように、それぞれ反対の特性となるから、Ａ／Ｄコンバータ側の第２のデジタルフィルタ７と、Ｄ／Ａコンバータ側の第２のデジタルフィルタ１６とにより、通過域を完全に平坦な特性として、０〜１５ｋＨｚの帯域の信号を送受信することが可能となる。なお、第２のデジタルフィルタ７，１６の一方の次数を偶数、他方の次数を奇数とし、次数差を１とするものであり、この第２のデジタルフィルタ７を含むＡ／Ｄコンバータ側と、図示を省略している受信側のＤ／Ａコンバータ側に第２のデジタルフィルタ１６を設けることにより、第２のデジタルフィルタ７，１６のリップル特性がそれぞれ打ち消すように作用して、送受信経路の通過域特性を完全に平坦化することができるから、オーディオ信号伝送に於ける品質を充分に維持することが可能となる。なお、楕円フィルタを適用した場合について示すが、他の構成のＩＩＲフィルタを適用することも可能である。

図８は、図１に於けるアンチエイリアシング用のフィルタ２とポストフィルタ１２とに適用するフィルタの基本回路を示し、３次のＳａｌｌｅｎ−ｋｅｙ回路と称される一般的な演算増幅器と抵抗とコンデンサとを含むローパスフィルタＬＰＦに利得調整機能を付加し、この３次のローパスフィルタＬＰＦの入力側と出力側とに、それぞれ抵抗ＲとコンデンサＣとからなる１次のＲＣローパスフィルタＬＰＦを設け、この１次ＬＰＦと、３次ＬＰＦと、１次ＬＰＦとを縦続接続して、全体で５次のローパスフィルタＬＰＦを構成し、且つ全体をバランス型に配置し、使用する演算増幅器の個数を最小とすると共に、低ノイズ化を図った構成を示す。又図９は、図８に示す５次のローパスフィルタの特性を示し、縦軸は利得Ｇａｉｎ（ｄＢ）、横軸は周波数（ｋＨｚ）であり、計算値によるものであるが、少なくとも１２８ｋＨｚまでは平坦な特性を有するものである。なお、フィルタ２とポストフィルタ１２とは、図８に示す構成に限定されるものではなく、他の構成を適用することも可能である。

本発明の実施例１の説明図である。 本発明の実施例１のＡ／Ｄコンバータ側の説明図である。 本発明の実施例１のＤ／Ａコンバータ側の説明図である。 本発明の実施例１の第２のデジタルフィルタ特性の説明図である。 本発明の実施例１の第２のデジタルフィルタ構成の説明図である。 本発明の実施例１の第２のデジタルフィルタの極座標説明図である。 本発明の実施例１の第２のフィルタのリップル特性説明図である。 本発明の実施例１のアンチエイリアシング用フィルタ及びポストフィルタとの基本回路の説明図である。 本発明の実施例１のアンチエイリアシング用フィルタ及びポストフィルタの特性曲線図である。 従来例の説明図である。 従来例のＡ／Ｄコンバータ側の説明図である。 従来例のＤ／Ａコンバータ側の説明図である。 従来例のＡ／Ｄコンバータの特性説明図である。 従来例のＡ／Ｄコンバータのエイリアス出力の実験データの説明図である。

符号の説明

１ 結合トランス
２ アンチエイリアシング用のフィルタ
３ ΔΣＡ／Ｄコンバータ
４ 第１のデジタルフィルタ
５ リニア／Ａ−ｌａｗ変換部
６ デジタル送受信インタフェース部（ＨＳＤ）
７ 第２のデジタルフィルタ
８ デシメーション部
１０ 送受信部
１１ 結合トランス
１２ ポストフィルタ
１３ ΔΣＤ／Ａコンバータ
１４ 第１のデジタルフィルタ
１５ Ａ−ｌａｗリニア変換部
１６ 第２のデジタルフィルタ
１７ インタポレーション部

Claims (4)

1. アナログのオーディオ信号をデジタル信号に変換して送出する為のＡ／Ｄコンバータ又はデジタル信号をアナログのオーディオ信号に変換する為のＤ／Ａコンバータ又は前記Ａ／Ｄコンバータと前記Ｄ／Ａコンバータとを含むコンバータに於いて、
   前記アナログのオーディオ信号をアンチエイリアシング用のフィルタを介して入力し、オーバーサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
   該Ａ／Ｄコンバータにより変換されたデジタル信号を、伝送速度の偶数倍の速度に相当するサンプリング周波数として処理する第１のデジタルフィルタと、
   該第１のデジタルフィルタの出力デジタル信号を入力して、前記伝送速度の１／２の速度に相当する周波数以上の周波数成分を完全に減衰させる第２のデジタルフィルタと、
   該第２のデジタルフィルタの出力デジタル信号を間引き処理により前記伝送速度のデジタル信号とするデジメーション部と
   を含む構成を備えたことを特徴とするコンバータ。
2. アナログのオーディオ信号をデジタル信号に変換して送出する為のＡ／Ｄコンバータ又はデジタル信号をアナログのオーディオ信号に変換する為のＤ／Ａコンバータ又は前記Ａ／Ｄコンバータと前記Ｄ／Ａコンバータとを含むコンバータに於いて、
   受信したデジタル信号にゼロ挿入を行って、該デジタル信号の伝送速度の偶数倍の速度に相当する周波数のデジタル信号とするインタポレーション部と、
   該インタポレーション部の出力デジタル信号を入力して、前記伝送速度の１／２の速度に相当する周波数以上の周波数成分を完全に減衰させる第２のデジタルフィルタと、
   該第２のデジタルフィルタの出力デジタル信号を入力する第１のデジタルフィルタと、
   該第１のデジタルフィルタの出力デジタル信号をアナログのオーディオ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、
   該Ｄ／Ａコンバータにより変換されたアナログのオーディオ信号に含まれる不用周波数成分を除去するポストフィルタと
   を含む構成を備えたことを特徴とするコンバータ。
3. 前記第２のデジタルフィルタは、楕円型、チェビシェフ型、逆チェビシェフ型、バタワース型、ベッセル型の何れかの特性のＩＩＲフィルタにより構成したことを特徴とする請求項１又は２記載のコンバータ。
4. 前記第２のデジタルフィルタを前記デジタル信号の伝送経路に沿って２個直列に接続した構成とすると共に、該２個の第２のデジタルフィルタの一方と他方とのＺ平面上に於ける極とゼロとの関係を奇数次と偶数次としてリップル特性を相互に打ち消す関係としたことを特徴とする請求項１又は２記載のコンバータ。

Images