JP4882773B2 - 信号処理装置、信号処理方法 - Google Patents

Description

本発明は、音声信号を対象として所定目的に応じた信号処理を実行するようにされた、信号処理装置と、その方法に関するものである。

ヘッドフォン装置により楽曲などのコンテンツの音声を再生しているときに聴こえてくる外部のノイズをアクティブにキャンセルするようにされた、ヘッドフォン装置対応のいわゆるノイズキャンセリングシステムが知られ、また、実用化されるようになってきている。そして、このようなノイズキャンセリングシステムとしては、大別してフィードバック方式とフィードフォワード方式との２つの方式が知られている。

例えば、特許文献１には、ユーザの耳に装着される音響管内においてイヤホンユニットの近傍に設けたマイクロホンユニットにより収音した音響管内部の騒音（ノイズ）を位相反転させた音声信号を生成し、これをイヤホンユニット３から音として出力させることにより、外部ノイズを低減させるようにした構成、つまり、フィードバック方式に対応したノイズキャンセリングシステムの構成が記載されている。
また、特許文献２には、その基本構成として、ヘッドフォン装置外筐に取り付けたマイクロフォンにより収音して得た音声信号について所要の伝達関数による特性を与えてヘッドフォン装置から出力させるようにした構成、つまりフィードフォワード方式に対応したノイズキャンセリングシステムの構成が記載されている。

特開平３−２１４８９２号公報 特開平３−９６１９９号公報

ところで、上記したフィードバック方式とフィードフォワード方式との何れについてもいえることであるが、現在、民生機器におけるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムとして実用化されているものは、アナログ回路により構成されたものとなっている。
ノイズキャンセリングシステムのノイズキャンセル効果が有効に得られるようにするためには、例えばマイクロフォンにより収音された外部の不要音と、この不要音のキャンセルのためにドライバから出力される音との位相差を一定以内に納めることが必要である。換言すれば、ノイズキャンセリングシステムにおいて、外部の不要音を入力してから、これに応じたキャンセル音が出力されるまでの速度（応答速度）が一定以内であることが要求される。
しかしながら、ノイズキャンセリングシステムをデジタル回路により構成しようとすると、その入力と出力にＡ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータを備えることになる。現状で広く用いられるＡ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータの処理時間では、ノイズキャンセリングシステムとしての採用を考えた場合には遅延が相当に大きく、有効なノイズキャンセル効果を得ることが難しい。例えば、軍事用、産業用などの分野では、サンプリング周波数が相当に高いうえで遅延の少ないＡ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータが存在するが、これらは著しく高価であり、民生機器で採用することは現実的ではない。現状にあってノイズキャンセリングシステムをデジタル回路により構成せずに、アナログ回路により構成しているのは、このような理由による。

とはいえ、アナログ回路をデジタル回路に置き換えることによっては、物理的な部品素子の定数の変更、交換などを行うことなく、特性や動作モードの変更、切り換えを行うことが容易化されるものであり、また、ノイズキャンセリングシステムのようなオーディオに関連したシステムであれば、さらなる音質の向上も期待できるなど、利点は多い。
そこで、本願発明としては、例えば民生におけるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムなどとして、デジタル回路により形成したものでありながら、実用上、充分なノイズキャンセル効果が得られるようにすることを目的とする。

このために本発明は信号処理装置として次のように構成する。
つまり、入力したアナログ信号について第１のデルタシグマ変調処理を行うことで、所定のサンプリング周波数と１ビット以上の所定の量子化ビット数によるデジタル信号に変換して出力するアナログ−デジタル変換手段と、所定の目的に応じた信号処理として、少なくとも、この目的に対応したフィルタ特性が与えられたデジタルフィルタに上記アナログ−デジタル変換手段から出力されたデジタル信号を通過させるように構成され、所定の基準サンプリング周波数をFsとしてn×Fs（nは自然数）で表されるサンプリング周波数と、マルチビットとしての所定の量子化ビット数a（aは自然数）によるデジタル信号を出力するようにされた信号処理手段と、
上記信号処理手段から出力されるデジタル信号を少なくとも入力して、アナログ信号への変換を行うために、サンプリング周波数がn×Fsで、１ビット以上の所定の量子化ビット数b（bは自然数、かつ、a＞b）によるデジタル信号を出力する第２のデルタシグマ変調処理の実行部位を少なくとも含んで形成され、上記信号処理手段から出力されるデジタル信号については、上記第２のデルタシグマ変調処理の実行部位に対して入力させるようにして構成されるデジタル−アナログ変換手段と、
を備えることを特徴とする信号処理装置。

上記構成では、先ず、アナログ−デジタル変換（Ａ／Ｄ変換）処理による出力として、（第１の）デルタシグマ変調処理の出力を得るようにされる。そして、このようにして得られたデジタル信号について、信号処理として、少なくとも所定の目的に従ったフィルタ特性が設定されたデジタルフィルタを経由させるようにされる。この信号処理を経て出力される信号としては、サンプリング周波数がn×Fsで、マルチビットとしての所定の量子化ビット数aを有する形式のデジタル信号となる。そして、デジタルフィルタから出力された信号を少なくとも入力してアナログ信号に変換する（Ｄ／Ａ変換）処理としては、（第２）のデルタシグマ変調処理の実行部位を備えるものとしており、上記の信号処理を経たデジタル信号については、この（第２）のデルタシグマ変調処理の実行部位に入力させることとしている。この（第２）のデルタシグマ変調処理によっては、サンプリング周波数がn×Fsで、１ビット以上の所定の量子化ビット数b（a＞b）によるデジタル信号が得られる。
例えば、これまでにあっては、Ａ／Ｄ変換処理を実行するデバイスとして、デルタシグマ変調処理を含む場合には、デルタシグマ変調処理後の信号についてデシメーションフィルタを経由させて、例えば基準サンプリング周波数ｆｓでマルチビットの量子化ビット数によるデジタル信号の形式として出力させるものが知られている。また、Ｄ／Ａ変換処理を実行するデバイスとして、デルタシグマ変調処理を含む場合には、例えば先ず、基準サンプリング周波数Fs(=1Fs)でマルチビットによる量子化ビット数の信号についてオーバーサンプリングを行って、デルタシグマ変調処理に適合したサンプリング周波数に変換するようにしたものが知られている。
上記のようなＡ／Ｄ変換処理、Ｄ／Ａ変換処理を実行する各デバイスを入出力に備えるデジタル信号処理装置と、本願発明による信号処理装置とを比較すると、本願発明では、Ｄ／Ａ変換処理として、デシメーションフィルタを経由させることなく、デルタシグマ変調処理により得られた信号を、後段の所定の目的に応じた信号処理を実行する部位（信号処理手段）に入力し、さらに、信号処理手段の出力としてのデジタル信号をアナログ信号に変換するのにあたっては、オーバーサンプリング処理をパスさせるようにして、デルタシグマ変調処理の実行部位に入力させているものであるとみることができる。つまり、本願発明は、アナログ信号をデジタル信号に変換し、このデジタル信号について所定の目的に応じた信号処理を施し、さらにこの信号処理が施されたデジタル信号についてアナログ信号に変換するという流れの処理を実行する構成として、Ａ／Ｄ変換処理におけるデシメーションと、Ｄ／Ａ変換処理におけるオーバーサンプリング処理とを省略しているものとして見ることができる。このように本願発明としては、少なくとも上記の処理が省略されることで、［Ａ／Ｄ変換−デジタル信号処理−Ｄ／Ａ変換］の信号処理系を持つ信号処理装置において、その信号伝搬時間が短縮されることになる。

上記のような本願発明による信号処理装置の信号伝搬時間であれば、ヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムの信号処理系として要求される応答速度の条件を満たすことができる。つまり、デジタル回路方式によるノイズキャンセリングシステムを容易に実現することが可能となる。そして、デジタル回路によるノイズキャンセリングシステムが実現されることで、アナログ回路によるものでは困難であった機能の実装であるとか、高音質化などが図られることになるものであり、ユーザにとっての利用価値は高まる。

図１は、現状において知られているデジタルデバイスを用いてヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムを構築したとする場合において、順当に考えられる１つの構成例を示している。
なお、この図に示されるノイズキャンセリングシステムとしての構成はフィードフォワード方式に基づいたものとなっている。フィードフォワード方式は、外部音声を収音した音声信号を得て、この音声信号について適切なフィルタリング処理を施して、キャンセル用音声信号を生成するようにされる。そして、このキャンセル用音声信号を、必要音の音声信号に合成する。そして、この合成後の音声信号をドライバから音として出すことにより、外部音を打ち消すようにしてノイズキャンセルを図ろうとするものである。
また、ここに示されるヘッドフォン装置（以下、単にヘッドフォンという）１７は、Ｌ（左），Ｒ（右）による２チャンネルステレオに対応したものであることとするが、この図のシステム構成は、Ｌチャネル又はＲチャンネルの何れか一方に対応したものである。
また、以降の説明において、Fs(1Fs)で示される基準のサンプリング周波数は、ヘッドフォン装置１７により本来聴こうとするデジタルオーディオソースのサンプリング周波数を示しているものとする。ここでのデジタルオーディオソースの具体例としては、CD（コンパクトディスク）に記録されるデジタルオーディオ信号などのようにして、Fs＝44.1kHzで、量子化ビット数が16ビットのものを挙げることができる。

図１において、先ずマイクロフォン１１は、キャンセル対象となるヘッドフォン１７の周囲の外部音（外部ノイズ）を含む外部音を収音するためのものである。ここでは、図示していないが、フィードフォワード方式の場合、このマイクロフォン１１は、実際には、ヘッドフォン１７のＬ、Ｒの片側チャンネルごとに対応する筐体外部に対して設けるようにされるのが一般的である。なお、この図では、Ｌ、Ｒの何れか一方のチャンネルに対応して設けられるマイクロフォン１１が示されている。
マイクロフォン１１により外部音を収音して得られた信号はアンプ１２により増幅され、アナログのオーディオ信号としてＡ／Ｄコンバータ部１３に対して入力される。

この場合のＡ／Ｄコンバータ部１３は、例えば１つの部品、デバイスとされるもので、入力したアナログオーディオ信号を、後述するデジタルオーディオソースと同じ、サンプリング周波数が１Fsで、16ビットの量子化ビット数（[１Fs,16bit]）によりデジタル信号化（量子化）したデジタル信号（PCM信号）に変換して出力する。

そのための構成として、この場合のＡ／Ｄコンバータ部１３は、図示するようにして、デルタシグマ（ΔΣ）変調器１３ａ、デシメーションフィルタ１３ｂ、出力バッファ１３ｃを備える。
Ａ／Ｄコンバータ部１３に入力されたアナログオーディオ信号は、先ず、デルタシグマ変調器１３ａにより［64Fs(=2.8224MHz)，１bit］のデジタル信号に変換する。この［64Fs，１bit］のデジタル信号は、例えばＦＩＲ(Finite Impulse Response)のデシメーションフィルタ１３ｂを通過することにより、[1Fs，16bit]のデジタル信号に変換され、さらに出力バッファ１３ｃによりデジタル信号段階での増幅が行われ、その出力が、Ａ／Ｄコンバータ部１３の出力となる。
Ａ／Ｄコンバータ部１３から出力される[1Fs，16bit]のデジタル信号は、ＤＳＰ(Digital Signal Processor)１４に入力される。

この場合のＤＳＰ１４は、例えば１つのチップ部品として提供されるもので、少なくともヘッドフォン装置１７のドライバ１７ａから出力させるべき音のオーディオ信号を生成するための所要の信号処理をデジタル信号処理により実行する部位とされる。以降の説明から理解されるように、ヘッドフォン装置１７のドライバ１７ａから出力させるべきオーディオ信号は、デジタルオーディオソースの音声信号と、マイクロフォン１１により収音した外部音がキャンセルされるようにして聴こえるための音声信号（キャンセル用音声信号）とが合成されたものとなる。

この図では、ＤＳＰ１４において実装される信号処理機能ブロックとして、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ１４ａが示されている。
ノイズキャンセル用デジタルフィルタ１４ａは、Ａ／Ｄコンバータ部１３から出力されるデジタル信号、即ち、マイクロフォン１１により外部音声を収音して得たものであるデジタルのオーディオ信号を入力する。そして、この入力した信号を利用して、ドライバ１７ａから出すべき音として、ドライバ１７ａに対応するヘッドフォン装着者の耳に到達して聴こえる外部音声をキャンセルする作用を持つ音のオーディオ信号（キャンセル用音声信号）を生成する。このようなキャンセル用音声信号として最も簡単なものとしては、例えば、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ１４ａに入力されたオーディオ信号、即ち、外部音を収音して得たオーディオ信号に対して逆特性、逆位相となる信号である。そのうえで、実際にあっては、ノイズキャンセリングシステムの系中における回路、空間などの伝達特性を考慮した特性が与えられるようにされる。

また、この場合のノイズキャンセル用デジタルフィルタ１４ａは、例えばFIRフィルタとしての構成で、量子化ビット数が16ビットの信号を入力して、16ビットによる係数を乗算するように形成されている。これにより、出力信号形式としても、入力と同じ[1Fs，16bit]となる。

また、ＤＳＰ１４においては、デジタルオーディオソースの信号を入力する。このデジタルオーディオソースの信号は、[1Fs，16bit]による形式のデジタルオーディオ信号とされ、ＤＳＰ１４内の合成器１４ｂにて、同じ[1Fs，16bit]とされてノイズキャンセル用デジタルフィルタ１４ａから出力されたキャンセル用オーディオ信号と加算合成される。
このようにして、合成器１４ｂによっては、デジタルオーディオソースの信号とキャンセル用オーディオ信号とが合成されたデジタルオーディオ信号が得られることになる。このデジタルオーディオ信号が、ＤＳＰ１４の出力とされ、後段のＤ／Ａコンバータ部１５に対して入力される。

このＤ／Ａコンバータ部１５も例えば１つのチップ部品として提供されているもので、先に説明したＡ／Ｄコンバータ部１３により変換された形式のデジタル信号に対応して、これをアナログ信号に変換するものとされ、例えば図示するようにして、オーバーサンプリングフィルタ１５ａ、デルタシグマ変調器１５ｂ、及びアナログＬＰＦ(Low Pass Filter)を有する。

Ｄ／Ａコンバータ部１５に入力された[1Fs，16bit]のデジタル信号は、オーバーサンプリングフィルタ１５ａにより、オーバーサンプリング処理が施され、[64Fs，16bit]の形式のデジタル信号に変換され、デルタシグマ変調器１５ｂに出力される。
デルタシグマ変調器１５ｂは、入力されたデジタル信号について1ビット化する。つまり、[64Fs，1bit]の形式のデジタル信号に変換して出力する。そして、このデルタシグマ変調器１５ｂの出力である[64Fs，1bit]のデジタル信号をアナログＬＰＦ１５ｃに通過させることで、その出力としては、アナログのオーディオ信号が得られることになる。つまり、Ｄ／Ａコンバータ部１５に入力された[1Fs，16bit]のデジタルオーディオ信号がアナログオーディオ信号に変換されるものであり、これがＤ／Ａコンバータ部１５の出力となる。

Ｄ／Ａコンバータ部１５から出力されるアナログのオーディオ信号は、パワーアンプ１６に入力される。パワーアンプ１６では、入力されたオーディオ信号を増幅し、その出力により、ヘッドフォン１７における一方の耳に対応するドライバ１７ａを駆動するようにされる。
このようにして駆動されるドライバ１７ａから出力される音としては、デジタルオーディオソースの音成分と、ノイズキャンセル用オーディオ信号の音成分とが合成されたものとなるが、ノイズキャンセル用オーディオ信号の音成分によっては、外部からドライバ１７ａに対応する耳に到達してくる外部音を打ち消す(キャンセルする)効果を生じることになる。この結果、ヘッドフォン装着者がドライバ１７ａに対応する耳で聴く音としては、理想的には、外部音がキャンセルされて、相対的にデジタルオーディオソースの音が強調されたものとなる。

上記図１に示した構成は、例えば民生用として入手が容易なＡ／Ｄコンバータ、ＤＳＰ、Ｄ／Ａコンバータなどを利用したものであり、現状において実際にデジタル方式によるノイズキャンセリングシステムとして、例えばCDなどのオーディオソースに対応するものを作ろうとした場合には、先ず順当に考えられる構成である。

しかしながら、上記の構成では、現実には充分なノイズキャンセル効果を得ることが困難であることが分かっている。これは、Ａ／Ｄコンバータ部１３、及びＤ／Ａコンバータ部１５としての実際のデバイスが持つ信号処理時間、即ち入出力間の遅延が、相当に大きいことがその理由である。本来、これらのデバイスは、通常の楽曲などのオーディオ音源としてのオーディオ信号を単一的に処理することを想定しており、従って、信号処理により遅延を生じるとしても、これが問題になることはなかったものである。しかしながら、このようなデバイスをそのまま、ノイズキャンセルリングシステムに流用しようとした場合には、その遅延が無視できない程度に大きいものとなってしまうのである。
つまり、これらのデバイスを使用して構成したノイズキャンセリングシステムの系全体としても、外部音声がマイクロフォン１１により収音されてからドライバにより音として出力されるまでの時間（応答速度）に大きな遅延が生じることになる。この遅延により、例えば、ドライバから出力されるノイズキャンセルのための音成分により外部音声を打ち消すことが難しくなる。例えばＡ／Ｄコンバータ部１３だけでも、サンプリング周波数が44.1KHzのもとでの遅延が４０サンプル分とすれば、それだけで約５５０Ｈｚ以上の信号の位相遅延は１８０°以上になる。この程度にまで遅延が大きくなってしまうと、ノイズキャンセル効果を得にくいばかりか、かえって外部音を強調してしまうような現象も生じるときがある。
このように、図１に例示したようなデジタル方式によるノイズキャンセリングシステムの構成では、許容できるノイズキャンセル効果は、５５０Ｈｚ程度よりも低い周波数帯域の範囲に限定されてしまうものであり、例えば可聴帯域として標準的な２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚを設定した場合と比較してみたとしても、非常に狭い周波数帯域の範囲でしかノイズキャンセル効果を得ることができない。つまり、実用に足るまでのノイズキャンセル効果が得られるものではなく、これが、実用化されているヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムがアナログ方式であることの現状として現れている。

しかしながら、先にも述べたように、アナログ方式よりもデジタル方式のほうが、ノイズキャンセリングシステムの特性や動作モードの可変、切り換えなどを始めとする各種機能を与えようとしたり、また、高音質化を図ろうとした場合には、容易に実現が可能であり、デジタル方式化することのメリットは大きい。
そこで、本実施の形態としては、以降説明していくようにして、ヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムについて、デジタル方式でありながら上記の遅延の問題を解消して実用化を図るための構成を提案する。

図２は、本願発明における第１の実施の形態としてのヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムの構成例を示している。なお、この図において、図１と同一部分は同一符号を付して説明を省略する、或いは簡略な説明にとどめることとする。
この図に示す構成においては、先ず、マイクロフォン１１及びアンプ１２により得られる外部音声(外部ノイズ)のアナログオーディオ信号をデジタル信号に変換する部位として、図１のＡ／Ｄコンバータ部１３に代えて、Ａ／Ｄコンバータ部２０を備える。
このＡ／Ｄコンバータ部２０は例えば１つのチップ部品とされ、図示するようにして、デルタシグマ変調器２１のみを備えるものとされる。このデルタシグマ変調器２１により、入力されたアナログ信号は、［64Fs(=2.8224MHz)，１bit］の形式のデジタル信号に変換される。そして、このデルタシグマ変調器２１の出力を、Ａ／Ｄコンバータ部２０の出力として、後段のノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０に入力させる。

ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の機能としては、図１に示したノイズキャンセル用デジタルフィルタ１４ａと同様にして、ノイズキャンセル用オーディオ信号を生成することである。つまり、Ａ／Ｄコンバータ部２０からの外部音声のデジタルオーディオ信号を利用して、ドライバ１７ａに対応するヘッドフォン装着者の耳に到達して聴こえる外部音声をキャンセルすることのできる特性を有する音に応じたオーディオ信号を生成する。
ただし、図１のノイズキャンセル用デジタルフィルタ１４ａでは、入出力されるデジタルオーディオ信号の形式が、[1Fs，16bit]とされていたのに対して、図２におけるノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０では、入力が［64Fs，１bit］で、出力が[64Fs，16bit]とされている。ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０は、例えばFIRのデジタルフィルタにより形成できるもので、従って、その出力としてはマルチビット化されることになるのであるが、そのマルチビットとしての量子化ビット数を、ここでは１６ビットとしているものである。このようにして、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の出力を[64Fs，16bit]としたのは、次の説明から理解されるように、合成段階でのデジタルオーディオソースの信号の形式である[64Fs，16bit]と一致させるためである。

この場合、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０としては、ＤＳＰなどに含められるものではなく、独立した部位であり、例えば１つの部品であるものとされる。このノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０から出力されたキャンセル用オーディオ信号は、Ｄ／Ａコンバータ部４０に対して入力される。

この図２に示されるＤ／Ａコンバータ部４０も例えば１つの部品とされる。このＤ／Ａコンバータ部４０は、オーバーサンプリングフィルタ４１、デルタシグマ変調器４３、及びアナログＬＰＦ４４を備えるという点では、図１のＤ／Ａコンバータ部１５と同様ではあるが、オーバーサンプリングフィルタ４１とデルタシグマ変調器４３との間に合成器４２を追加している。
この場合、オーバーサンプリングフィルタ４１に対しては、図示するようにして、デジタルオーディオソースの信号のみを入力することとしている。従って、オーバーサンプリングフィルタ４１によっては、デジタルオーディオソースのオーディオ信号成分のみについて、[1Fs，16bit] から[64Fs，16bit]の形式に変換するようにされる。
そして、合成器４２により、上記のデジタルオーディオソースのオーディオ信号と、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０から出力されるノイズキャンセル用オーディオ信号とを、 [64Fs，16bit]の形式の下で合成し、デルタシグマ変調器４３に対して出力する。

デルタシグマ変調器４３では、合成器４２から出力された[64Fs，16bit]によるデジタル信号を入力して1ビット化を行い、[64Fs，1bit]によるデジタル信号に変換して出力する。
このデルタシグマ変調器４３の出力としてのデジタル信号は、アナログＬＰＦ４４を介してアナログのオーディオ信号に変換され、これがＤ／Ａコンバータ部４０の出力となるようにされる。
このようにして得られたアナログのオーディオ信号は、パワーアンプ１６により増幅を行ってドライバ１７ａを駆動するようにされる。
このような構成にあっては、合成器４２の出力の段階で、デジタルオーディオソースのオーディオ信号と、ノイズキャンセル用オーディオ信号とが合成されていることになるので、最終的にドライバ１７ａから出力される音としては、図１と同様にして、外部音声をキャンセルするための音成分と、デジタルオーディオソースの再生音とが合成されたものとなる。つまり、フィードフォワード方式としてのノイズキャンセリングシステムの系は適正に形成されているものである。

ここで、上記図２の構成において、マイクロフォン１１により収音した外部音声がノイズキャンセルのための音声成分としてドライバから出力されるまでの系（ノイズ音処理系）に着目してみる。すると、Ａ／Ｄ変換部位（Ａ／Ｄコンバータ部２０）を形成するデルタシグマ変調器２１の出力がノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０に入力され、また、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の出力は、Ｄ／Ａ変換部位（Ｄ／Ａコンバータ部４０）を形成するデルタシグマ変調器４３に対して入力されるようになっている、ということがいえる。
このことは、図１との比較でいえば、ノイズ音処理系としては、Ａ／Ｄ変換側のデシメーションフィルタと、Ｄ／Ａ変換側のオーバーサンプリングフィルタを経由していないものとしてみることができる。

先に述べたように、図１に示した構成では、Ａ／Ｄコンバータ部１３及びＤ／Ａコンバータ部１５における遅延が大きいのであるが、実は、これらの遅延の要因としては、Ａ／Ｄコンバータ部１３ではデシメーションフィルタ１３ｂによる遅延が支配的で、Ｄ／Ａコンバータ部１５ではオーバーサンプリングフィルタ１５ａによる遅延が支配的なのである。
本実施の形態としては、このことに着目した。つまり、ノイズ音処理系において、Ａ／Ｄ変換側のデシメーションフィルタと、Ｄ／Ａ変換側のオーバーサンプリングフィルタによる遅延の影響を排除するために、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の入出力を、デルタシグマ変調器２１（Ａ／Ｄコンバータ部２０）、デルタシグマ変調器４３（Ｄ／Ａコンバータ部４０内）のそれぞれと直接的に接続させる態様としたものである。
このようにして、ノイズ音処理系において、Ｄ／Ａ変換側及びＡ／Ｄ変換側の支配的遅延要因が排除されることで、ノイズ音処理系における遅延は大幅に短縮される。これに応じて、ノイズキャンセルが有効にはたらくとされる音声の周波数帯域も大幅に拡大することになるものであり、この結果、実用上充分とされるノイズキャンセル効果が得られることになる。つまり、デジタル方式でありながら、実用化が実現可能なヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムが得られるものである。

そのうえで、さらに本実施の形態では、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０について、遅延の少ない構成とすることで、より高性能なノイズキャンセル効果を得ることができる。
遅延の少ないノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０を構成するためには、例えば次に説明するような構成とすることが考えられる。
先ず、通常にノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０として、ＦＩＲのデジタルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）を採用することとした場合には、図３（ａ）に示すような構成を採ることになる。
つまり、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０を８タップのＦＩＲフィルタにより構成するものとすれば、図示するようにして、先ずは、遅延器Ｄ１〜Ｄ７の７つの遅延器を直列に接続してシフトレジスタを形成するようにされる。そして、このシフトレジスタからの出力となる、遅延器Ｄ１の入力データと、遅延器Ｄ１〜Ｄ７の出力データとのそれぞれを入力し、所定の係数により乗算を行う係数器ｈ０〜ｈ７と、これら係数器ｈ０〜ｈ７の出力を加算する加算器Ｐとを設けるようにされる。この場合において、入力されるデジタル信号は[64Fs，1bit]の形式とされているので、遅延器Ｄ１〜Ｄ７及び係数器ｈ０〜ｈ７は、１ビットの信号を入力するようにされる。そのうえで、出力としては、[64Fs，16bit]の形式とすべきことに対応して、係数器ｈ０〜ｈ７にて設定される係数については、マルチビットとして16ビットとすることで、係数器ｈ０〜ｈ７の出力が16ビットとなるようにして、これを加算器Ｐにて加算することとしている。

上記図３（ａ）に示される構成は、遅延器Ｄ１の入力データと、遅延器Ｄ１〜Ｄ７の出力データを配列させた８ビットのデータを、そのビットパターンに対して線形に対応する１６ビットのビットパターンに変換して出力しているものであると見ることができる。このことに基づき、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０としては、図３（ｂ）に示すように、遅延器Ｄ１〜Ｄ７と、ＲＯＭ６０とにより構成することができる。
図３（ｂ）では、シフトレジスタの出力としてみなされる、同じタイミングでの１ビットの遅延器Ｄ１の入力データと、各１ビットの遅延器Ｄ１〜Ｄ７の出力データの各々とにより、８ビットのデータを形成することとして、この８ビットのデータにより、ＲＯＭ６０のアドレス（address）を指定させるようにする。８ビットにより表現できるビットパターンは２５６通りとなるので、ＲＯＭ６０のアドレスとしては、０〜２５５までを設定することになる。そして、ＲＯＭ６０においては、アドレス０〜２５５ごとに対応させて、しかるべき１６ビットのビットパターンを記憶させておくようにする。
このような構成により、１サンプルごとのタイミングでＲＯＭ６０に対してアドレス０〜２５５を指定し、この指定したアドレスに対応した１６ビットのビットパターンのデータをＲＯＭ６０から読み出すという動作が得られることになる。このようにして読み出される１６ビットのデータを、本実施の形態のノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の出力とするものである。
このような構成では、図３（ａ）におけるような係数器ｈ０〜ｈ７及び加算器Ｐが省略され、これらの処理は、指定されたアドレスからのＲＯＭ６０に対する読み出しとして実現されることになり、回路規模は簡易なものとなる。

また、遅延の少ないノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０とするための他の構成としては、例えば、最小位相推移型のフィルタとすることが挙げられる。これは、例えば図３（ａ）に示される構成において、係数器ｈ０〜ｈ７に設定するべき係数のパターンを、最小位相推移型となるようにして設定することで実現できる。あるいは、IIR（Infinite Impulse Response）のデジタルフィルタにより構成することも考えられる。IIRフィルタは、結果的に遅延量が少ないという性質を持つ。

また、本実施の形態にあって、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の出力信号についてのサンプリング周波数については、次のようにして設定すべきものとされる。
先ず、この場合のＤ／Ａコンバータ部４０は、[1Fs，16bit]の形式によるＰＣＭ信号としてのデジタルオーディオ信号をアナログ信号に変換するものとして構成されており、オーバーサンプリングフィルタによるオーバーサンプリング後の信号としては、[64Fs，16bit]の形式に変換することとしている。つまり、オーバーサンプリング後のサンプリング周波数としては64Fsを設定している。これに応じて、オーバーサンプリングフィルタの後段のデルタシグマ変調器４３は、[64Fs，16bit]の形式の信号について1ビットの信号に変換すべきように構成することになる。このために、デルタシグマ変調器４３の出力としては、[64Fs，1bit]の形式となるものである。
そのうえで、本実施の形態では、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０から出力させるノイズキャンセル用オーディオ信号を、Ｄ／Ａコンバータ部４０におけるデルタシグマ変調器４３に直接的に入力させることで、オーバーサンプリングフィルタを経由させないようにしている。このことから、ノイズキャンセル用オーディオ信号としては、デルタシグマ変調器４３の入力（オーバーサンプリングフィルタの出力でもある）が対応する［サンプリング周波数，量子化ビット数］の形式とすべきことになる。このために、図２におけるノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０から出力されるキャンセル用オーディオ信号の形式は、[64Fs，16bit]とされているものである。また、サンプリング周波数のみについてみれば、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０から出力されるノイズキャンセル用オーディオ信号は、デルタシグマ変調器４３の出力の信号と同じとなるように設定すべきであることになる。
なお、ここではオーバーサンプリング後のサンプリング周波数、つまり、本実施の形態におけるノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の出力信号（ノイズキャンセル用オーディオ信号）のサンプリング周波数について64Fsとしているが、これに限定されるものではない。つまり、ここで扱うデジタルオーディオソースとしてのＰＣＭ信号のサンプリング周波数である1Fsよりも大きいこととしたうえで、例えば一定以上の品位の再生音が得られるのに足るとされる程度の周波数値を設定すればよい。より具体的には、デジタルオーディオソースとしてのPCM信号のサンプリング周波数Fsに対して、例えば2Fsを下限としてFsの係数が２のべき乗で表されるノイズキャンセル用オーディオ信号のサンプリング周波数（オーバーサンプリング後のサンプリング周波数）を設定することになる。現実においては、４Fs以上を設定することが好ましい。

次に、図４を参照して、第２の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例について説明する。なお、この図において、図２と同一部分については、同一符号を付して説明を省略する。
先ず、第２の実施の形態としての基本構成について説明する。
この図に示されるＤ／Ａコンバータ部４０Ａは、大きくは、オーバーサンプリングフィルタ４１、合成器４２、デルタシグマ変調器４３、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)変調器４５、及びアナログＬＰＦ４４から成るものとしている。つまり、図２に示したＤ／Ａコンバータ部４０に対して、デルタシグマ変調器４３とアナログＬＰＦ４４の間にＰＷＭ変調器４５を挿入した構成としている。
そのうえで、この場合のＤ／Ａコンバータ部４０Ａにおけるオーバーサンプリングフィルタ４１によっては、[1Fs，16bit]によるデジタルオーディオソースの信号を入力して、 [16Fs，16bit]の形式に変換するようにされている。

すると、Ｄ／Ａコンバータ部４０Ａ内の合成器４２によっては、[16Fs，16bit]のデジタル信号同士を合成すべきことになる。つまり、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０から出力されるノイズキャンセル用オーディオ信号としては、図２の場合のように[64Fs，16bit]となるのではなく、[16Fs，16bit]の形式であるべきことになる。
そこで、この場合のノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０としては、入力信号について、ノイズキャンセル用オーディオ信号としての特性を与えるとともに、サンプリング周波数に関しては、64Fsの入力を16Fsにより出力させるデシメーションの処理が行われるようにして構成すべきことになる。つまり、本来のノイズキャンセル用フィルタとしての機能とともに、デシメーションフィルタ３０ａとしての機能も有するように構成する。このような構成としては、いくつか考えられるが、最も効率的なものの１つとしては、ノイズキャンセル用デジタルフィルタとしての構成がＬＰＦの特性を有することを利用して、このノイズキャンセル用デジタルフィルタをそのままデシメーションフィルタとして兼用させることが考えられる。デシメーションフィルタも，同じく、ＬＰＦとしての特性を有する。

合成器４２では、オーバーサンプリングフィルタ４１により[16Fs，16bit]にオーバーサンプリングされたデジタルオーディオソースの信号信号と、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０から出力された[16Fs，16bit]のノイズキャンセル用オーディオ信号とが合成され、その合成された信号がデルタシグマ変調器４３に入力される。

この場合のデルタシグマ変調器４３では、入力信号を１ビット化するのではなく、量子化ビット数が5ビットとされる、[16Fs，5bit]の信号に変換する。そして、この[16Fs，5bit]の信号をＰＷＭ変調器４５に入力させてＰＷＭ変調を行ったうえで、アナログＬＰＦ４４を通過させることで、Ｄ／Ａコンバータ部４０Ａの出力である、アナログのオーディオ信号を得るようにされる。つまり、第２の実施の形態のＤ／Ａ変換の部位としてはＤ級アンプに準じた構成を採っているものである。

また、第２の実施の形態における変形例として、次のようなものを考えることができる。
例えば、オーバーサンプリングフィルタ４１について、図示するようにして、アップサンプル回路４６ａ〜４６ｄを直列に多段接続させたものとして形成する。ここでは、アップサンプル回路４６ａ〜４６ｄのそれぞれは、サンプリング周波数を2倍に変換するものとされており、このようなアップサンプル回路を4段接続することで、[1Fs，16bit]の入力信号を、[16(＝2×2×2×2)Fs，16bit]の形式により出力できるようにされている。
そのうえで、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０によっては、デシメーションフィルタ３０ａにより、64Fsのサンプリング周波数による入力信号を、16Fsよりも低い、８Fs、４Fs、あるいは２Fsによる16ビットの信号に変換して出力するようにされる。そして、この信号を、そのサンプリング周波数に応じて、オーバーサンプリングフィルタ４１における所定のアップサンプル回路に入力させるようにして構成する。
例えば、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の出力を[８Fs，16bit]の信号としたのであれば、オーバーサンプリングフィルタ４１においてアップサンプル回路４６ｄの前段に合成器４７ｃを挿入し、ここで、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の出力信号と、アップサンプル回路４６ｃの出力とを合成したうえで、アップサンプル回路４６ｄに出力させるように構成する。このような構成によると、合成器４７ｃにより、[８Fs，16bit]にまでアップサンプリングされたデジタルオーディオソースの信号と、同じ[８Fs，16bit]の形式によるノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の信号とが合成されることになる。そして、この合成信号がアップサンプル回路４６ｄを通過することで、最終的には、[16Fs，16bit]のオーディオ信号としてデルタシグマ変調器４３に入力させることができる（この場合、合成器４２は省略して良い）。
同様にして、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の出力を[4Fs，16bit]の信号としたのであれば、オーバーサンプリングフィルタ４１においてアップサンプル回路４６ｃの前段に合成器４７ｂを挿入し、ここで、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の出力信号と、アップサンプル回路４６ｂの出力とを合成して、アップサンプル回路４６ｃに出力させるように構成することになる。
あるいは、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の出力を[2Fs，16bit]の信号としたのであれば、オーバーサンプリングフィルタ４１においてアップサンプル回路４６ｂの前段に合成器４７ａを挿入し、ここで、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の出力信号と、アップサンプル回路４６ａの出力とを合成して、アップサンプル回路４６ｂに出力させるように構成する。
これらの変形例では、例えば１サンプリング周期あたりの演算ステップ数が増えることになるので、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０において１サンプリング周期内の必要演算量が大きくなった場合に、システムのクロック周波数を上げることなく、所望のフィルタ特性を実現できるという利点がある。

なお、第１の実施の形態において、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０から出力されるノイズキャンセル用オーディオ信号のサンプリング周波数は、Ｄ／Ａコンバータ部４０Ａ側のデルタシグマ変調器４３が扱う信号のサンプリング周波数と同じになるべきであることを説明したが、上記の変形例の場合には、ノイズキャンセル用オーディオ信号のサンプリング周波数のほうが、デルタシグマ変調器４３が扱う信号のサンプリング周波数よりも低いという関係になる。ただし、ノイズキャンセル用オーディオ信号が経由するオーバーサンプリングフィルタ４１内のアップサンプル回路までを、ノイズキャンセル用デジタルフィルタの構成部分として含めることとして考えれば、この場合にも、ノイズキャンセル用オーディオ信号のサンプリング周波数は、Ｄ／Ａコンバータ部４０Ａ側のデルタシグマ変調器４３が扱う信号のサンプリング周波数は同じである、ということが成り立つものである。
また、この変形例の構成においては、ノイズキャンセル用オーディオ信号が、オーバーサンプリングフィルタ４１の一部を通過することになり、例えばオーバーサンプリングフィルタ４１を全く経由しない場合と比較すれば、その分の遅延は生じる。しかしながら、図１のようにしてオーバーサンプリングフィルタ１５ａを完全に通過する場合と比較すれば、Ｄ／Ａコンバータ部側においても遅延量が低減されるという効果が得られているものである。

次に、図５を参照して、第３の実施の形態としての構成例について説明する。なお、この図において、図２及び図４などと同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
この図５に示されるノイズキャンセリングシステムは、図２に示した第１の実施の形態としての構成に対して、レベル可変器５１、ノイズ解析器５２、及びレベル検出器５３を追加した構成となっている。これにより、次に述べるようにして、外部音やデジタルオーディオソースの信号の内容等に適応したノイズキャンセル動作が得られるようにされる。

レベル可変器５１は、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の出力と合成器４２の入力との間に挿入されるようにして設けられる。つまり、レベル可変器５１は、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０から出力されるオーディオ信号を入力してそのレベルを可変し、合成器４２に対して出力するようにされる。

ノイズ解析器５２は、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の入力信号、即ちＡ／Ｄコンバータ部２０から出力される、外部音声のデジタルオーディオ信号を分岐して入力し、ノイズとしての外部音の音色、音質であるとか、レベルなどの所要の事項についての解析処理を実行する。そして、その解析結果に基づいて、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０における最適な係数と、最適なノイズキャンセル用オーディオ信号のレベルを判定し、この判定結果に応じて、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０に対しては判定した係数設定を指示する係数制御信号Sc1を出力し、レベル可変器５１に対しては判定したノイズキャンセル用オーディオ信号のレベルを指示する信号レベル制御信号Sc2を出力するようにされる。
また、レベル検出器５３は、Ｄ／Ａコンバータ部４０に入力されるべきデジタルオーディオソースの信号を分岐して入力し、そのレベルを検出するようにされる。このレベル検出の手法としては、例えば、オーディオ信号の絶対値を検知し、この検知したレベルの絶対値により得られるエンベロープを検出レベルとするものを考えることができる。そして、この検出結果に基づいて、デジタルオーディオソースの信号が良好に聴こえるものとされる最適なノイズキャンセル用オーディオ信号のレベルを決定し、この決定したレベルを指示するための信号レベル制御信号Sc3をレベル可変器５１に出力するようにされる。なお、このようにして決定されるノイズキャンセル用オーディオ信号のレベルは、デジタルオーディオソースの信号と足し合わせた際にデータがオーバーフローしないようにされた値とされている。
上記のようにして出力される各制御信号に応じて、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０が係数を変更し、また、レベル可変器５１により、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０からの出力であるノイズキャンセル用オーディオ信号のレベルを可変するようにされる。この結果、外部音の状況の変化と、デジタルオーディオソースの信号のレベル変化に適応して最適とされるノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０の係数と、ノイズキャンセル用オーディオ信号のレベルが設定されることになり、常に最良に近いとされるノイズキャンセル効果を得ることが可能となる。
なお、レベル検出器５３は、オーバーサンプリングフィルタ４１から出力される信号を検出対象として入力するようにして構成してもよい。

図６は、第４の実施の形態としての構成例を示している。なお、この図において、図２、図４、及び図５などと同一とされる部分については、同一符号を付して説明を省略する。
第４の実施の形態としては、外部音声を収音してこれをデジタルオーディオ信号に変換する部位として、デジタルマイクロフォン７０を採用することとしている。
デジタルマイクロフォン７０は、例えば１つの部品装置とされるもので、図示するようにして、マイクロフォン７１、アンプ７２、及びデルタシグマ変調器７３とを有して構成される。マイクロフォン７１、アンプ７２は、機能的には、例えば図２におけるマイクロフォン１１、アンプ１２と同等のものであり、外部音声としてのアナログの音声信号を得る。そして、このようにして得られたアナログの音声信号を、デルタシグマ変調器７３に入力させることで、[64Fs，1bit]のデジタル信号に変換し、これをデジタルマイクロフォン７０の出力とする。ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０は、このデジタルマイクロフォン７０の出力を入力する。物理的には、上記のようなデジタルマイクロフォン７０としての部品装置を、ヘッドフォン装置１７の筐体において、マイクロフォン７１により外部音を収音できるようにして取り付けることになる。

図７は、第５の実施の形態としての構成例を示している。なお、この図において、図２、図４、図５、及び図６などと同一とされる部分については、同一符号を付して説明を省略する。
これまでの実施の形態では、デジタルオーディオソースとしては、例えばＣＤなどの[1Fs，16bit]によるPCM形式のデジタルオーディオ信号であることとしていた。この[1Fs，16bit]によるデジタルオーディオ信号形式は、現在においても主流の１つとされているが、このほかに、例えばＳＡＣＤ(Super Audio CD)などに記録される[64Fs，1bit]の形式によるデジタルオーディオ信号のようにして、デルタシグマ変調後に相当するままの、DSD(Direct Stream Digital)などといわれる形式の信号をオーディオコンテンツの実体として扱うことが行われるようになってきている。第５の実施の形態としては、デジタルオーディオソースを、このようなDSD形式の信号とした場合の構成例を示している。

図７において示されるデジタルオーディオソースとしては、[64Fs，1bit]によるDSD形式の信号とされる。そして、この信号を、合成器８２にて、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０から出力される[64Fs，16bit]のノイズキャンセル用オーディオ信号と合成するために、ビット拡張器８１を設けるようにされる。ビット拡張器８１は、デジタルオーディオソースの[64Fs，1bit]による信号を入力して16ビットに拡張するための処理を実行し、[64Fs，16bit]の信号に変換して合成器８２に出力する。
なお、ここでのビット拡張器８１が実行するビット拡張の処理とは、例えばDSD形式の１ビット信号、つまり、値として１又は０の２値しか取り得ない信号を、それぞれ１６ビットの0x0400(0.5)、又は0xC000(-0.5)に変換することを指す。従って、ビット拡張器８１としても、ＬＰＦの特性を有するデジタルフィルタにより構成すればよいものであり、さらには、先に図３（ｂ）に示したようなＲＯＭを備えた構成を採用することもできるものである。

合成器８２により合成された信号は、Ｄ／Ａコンバータ部４０Ｂに入力される。この場合のＤ／Ａコンバータ部４０Ｂは、例えば図２に示されるＤ／Ａコンバータ部４０との比較では、オーバーサンプリングフィルタが省略された構成となっている。また、この図７に示される合成器８２は、図２との対応では、Ｄ／Ａコンバータ部４０における合成器４２に相当する部位であるが、ここでは、Ｄ／Ａコンバータ部４０Ｂに含まれない、独立した部位として示されている。
合成器８２から出力された、デジタルオーディオソースの信号とキャンセル用オーディオ信号とが合成されたオーディオ信号は、Ｄ／Ａコンバータ部４０Ｂのデルタシグマ変調器４３、ＬＰＦを介してアナログ信号に変換され、パワーアンプ１６に出力される。

図８は、第６の実施の形態としての構成例を示している。なお、この図において、図２、図４、図５、図６、及び図７などと同一とされる部分については、同一符号を付して説明を省略する。
ヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムには、大別して、フィードフォワード方式とフィードバック方式とが知られおり、これまでの第１〜第５の実施の形態は、フィードフォワード方式に基づいた構成とされていた。しかしながら、本願発明は、フィードフォワード方式のみではなく、フィードバック方式にも適用できる。そこで、第６の実施の形態として、フィードバック方式を基とした構成例を示す。

フィードバック方式の場合には、図において模式的に示すようにして、マイクロフォン１１は、ドライバ１７ａから出力される音を、ヘッドフォン装着者の耳の近傍にて収音するようにして設けられる。ここで収音される音には、ドライバから出力される音とともに、例えばヘッドフォン装置の筐体にまで侵入してヘッドフォン装置者の耳に聴こえようとする外部音の成分も含まれている。このようにして収音された音の信号がアンプ１２により増幅されアナログ音声信号とされ、さらにＡ／Ｄコンバータ部２０のデルタシグマ変調器２１により、[64Fs，1bit]によるデジタル音声信号に変換され、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０に対して入力される。

このノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０としては、例えば入力された信号について所要の特性を与えることで、ノイズキャンセル用オーディオ信号として、ヘッドフォン装着者のドライバ１７ａ側の耳に到達して聴こえる外部音声をキャンセルすることのできる特性を有する音のオーディオ信号を生成する。これは、一般には収音音声の信号に対して、ノイズキャンセルのための伝達関数−βを与える処理となる。そして、生成したノイズキャンセル用オーディオ信号を、Ｄ／Ａコンバータ部４０Ｃにおいて、オーバーサンプリングフィルタ４１の後段に挿入される合成器４２に入力させる。

Ｄ／Ａコンバータ部４０Ｃは、図２のＤ／Ａコンバータ部４０の構成において、オーバーサンプリングフィルタ４１の前段にイコライザ４３を追加したものとして構成される。このイコライザ４３は、１＋βの伝達関数による特性を、デジタルオーディオソースの信号に与えるためのものとされる。フィードバック方式の場合、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ３０から出力されるノイズキャンセル用オーディオ信号には、外部音に対応する成分だけではなく、ドライバ１７ａから音として出力されたデジタルオーディオソースの音を収音した成分も含まれている。つまり、デジタルオーディオソースの音成分に対して１／１＋βで表される伝達関数に応じた特性が与えられる。そこで、このイコライザ４３により、予めデジタルオーディオソースの信号に対して、１／１＋βの逆数となる１＋βの伝達関数による特性を与えておくようにされる。これにより、オーバーサンプリングフィルタ４１の出力信号が合成器４２にてノイズキャンセル用オーディオ信号と合成された段階で、上記の１／１＋βの伝達特性が打ち消されることになる。これにより、合成器４２から出力される信号としては、外部音をキャンセルする特性を有する信号成分と、元のデジタルオーディオソースの信号成分とが合成されたものとなる。そして、この合成器４２の出力としての信号を、デルタシグマ変調器４３、アナログＬＰＦ４４により、アナログ音声信号に変換し、さらにパワーアンプ１６によりドライバ１７ａを駆動して音として出力させる。
このようにして、フィードバック方式では、ヘッドフォン装着者の耳の近傍にてドライバから出力される音とともに混入してきた外部音成分を収音してノイズキャンセル用の信号を生成する。そして、このノイズキャンセル用の信号を、負帰還をかけるようにしてドライバから出力させるものである。この結果、ヘッドフォン装置者のドライバ１７ａに対応する耳に対しては、外部音が打ち消され、デジタルオーディオソースの音が相対的に強調された音が到達して聴こえることになる。

なお、これまでの実施の形態としての説明にあっては、Ａ／Ｄコンバータ部、ノイズキャンセル用デジタルフィルタ、Ｄ／Ａコンバータ部などがそれぞれ独立した部品とされて、これらを組み合わせることにより、ノイズキャンセリングシステムを構成するものとしているが、例えば、これらの全て、あるいは一部の複数のものが１部品としてまとめられるようにして構成されてもよいものである。

また、上記実施の形態にあって、本来聴取しようとする音源については、デジタルオーディオソース、つまりデジタル化された所定形式のオーディオ信号であることとしている。具体的には、先にも述べたように、例えばＣＤであるとか、ＳＡＣＤなどに記録されたデジタルオーディオ信号を想定している。しかし、当然のこととして、本来聴取しようとする音源については大元がアナログオーディオ信号とされても構わない。そして、このアナログオーディオ信号をＡ／Ｄ変換してデジタル信号化したものを、例えば各実施の形態におけるデジタルオーディオソースとして、Ｄ／Ａコンバータ部４０（４０Ｂ、４０Ｃ）に入力させることとすればよい。
また、例えば、これまでの実施の形態においても、ノイズキャンセリングシステムの系においてデジタル信号処理ブロックのそれぞれが扱うサンプリング周波数、及び量子化ビット数が統一されているのではなく、実施の形態の間で異なる例が示されている場合のあることからも理解されるように、ノイズキャンセリングシステムの系の形成に破綻を生じない範囲で、必要に応じて、ノイズキャンセリングシステムの系内において各デジタル信号処理ブロックが扱うべきサンプリング周波数、及び量子化ビット数については変更されてよいものである。

なお、これまでの実施の形態の説明にあっては、フィードフォワード方式若しくはフィードバック方式に基づいたノイズキャンセルシステムを例に挙げているが、フィードフォワード方式とフィードバック方式とを組み合わせノイズキャンセリングシステムについて、本実施の形態としての構成を適用することも可能である。このような構成は、例えば、上記図８により示した構成に対して、例えば図２に示したマイクロフォン１１、アンプ１２、Ａ／Ｄコンバータ部２０、及びノイズキャンセル用フィルタ３０から成るフィードフォワード方式に応じたノイズキャンセルの信号処理系を追加し、図８の合成器４２により、このフィードフォワード方式に対応する側のノイズキャンセル用フィルタ３０の出力も合成するようにした形態により得ることができる。
また、これまでにあっては、実施の形態として、上記のノイズキャンセリングシステムを形成する信号処理のための部品を、どのようにして実装するのかということについては、特に言及はしていない。この点については、実際に、本願発明に基づいたノイズキャンセリングシステムが適用される装置、システムの構成であるとか、用途などに応じて適宜任意に決定されてよいものである。
例えば、単体でノイズキャンセル機能を有するヘッドフォン装置を構成しようとするのであれば、ノイズキャンセリングシステムを形成するものとされるほぼ全ての部品を、ヘッドフォン装置の筐体内に納めるようにして実装することが考えられる。あるいは、ヘッドフォン装置と外部のアダプタなどのような装置のセットによりノイズキャンセリングシステムを構成しようとするのであれば、マイクロフォン、ドライバ以外の部品の少なくとも１つを、アダプタ側に実装させるようにすることが考えられる。
また、例えば、オーディオコンテンツを再生してヘッドフォン端子に出力するように構成されたオーディオ再生装置であるとか、携帯電話機器、ネットワーク音声通信機器などにノイズキャンセリングシステムを実装することとした場合には、マイクロフォン、ドライバ以外の部品の少なくとも１つを、これらの機器側に実装することが考えられる。
また、これまでの実施の形態としての説明にあっては、ノイズキャンセル用デジタルフィルタにてノイズをキャンセルする信号特性のオーディオ信号を生成するものであるとしてきたが、例えば、マイクアンプ（１２）を反転アンプとし、ノイズキャンセル用フィルタとしてはＬＰＦ等の所要の周波数特性を与えたデジタルフィルタとして形成しても、同等のノイズキャンセル用信号を得ることが可能である。

デジタルによるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムの基本的な構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 実施の形態のノイズキャンセル用デジタルフィルタの構成例を示す図である。 第２の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 第３の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 第４の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 第５の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 第６の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。

符号の説明

１１・６１ マイクロフォン、１２・７２ アンプ、１６ パワーアンプ、１７ ヘッドフォン装置、１７ａ・１７ｂ ドライバ、２０ Ａ／Ｄコンバータ部、２１・４３・７３ デルタシグマ変調器、３０ ノイズキャンセル用デジタルフィルタ、４０ Ｄ／Ａコンバータ部、４１ オーバーサンプリングフィルタ、４２ 合成器、４４ アナログＬＰＦ、４５ ＰＷＭ変調器、４６ａ〜４６ｄ アップサンプル回路、４７ａ〜４７ｃ 合成器、５１ レベル可変器、５２ ノイズ解析器、５３ レベル検出器、６０ ＲＯＭ、７０ デジタルマイクロフォン、７１ マイクロフォン、８１ ビット拡張器

Claims (11)

1. 入力したアナログ信号について第１のデルタシグマ変調処理を行うことで、所定のサンプリング周波数と１ビット以上の所定の量子化ビット数によるデジタル信号に変換して出力するアナログ−デジタル変換手段と、
   所定の目的に応じた信号処理として、少なくとも、この目的に対応したフィルタ特性が与えられたデジタルフィルタに上記アナログ−デジタル変換手段から出力されたデジタル信号を通過させるように構成され、所定の基準サンプリング周波数をFsとしてn×Fs（nは自然数）で表されるサンプリング周波数と、マルチビットとしての所定の量子化ビット数a（aは自然数）によるデジタル信号を出力するようにされた信号処理手段と、
   上記信号処理手段から出力されるデジタル信号を少なくとも入力して、アナログ信号への変換を行うために、サンプリング周波数がn×Fsで、１ビット以上の所定の量子化ビット数b（bは自然数、かつ、a＞b）によるデジタル信号を出力する第２のデルタシグマ変調処理の実行部位を少なくとも含んで形成され、上記信号処理手段から出力されるデジタル信号については、上記第２のデルタシグマ変調処理の実行部位に対して入力させるようにして構成されるデジタル−アナログ変換手段と、
   を備えることを特徴とする信号処理装置。
2. 上記信号処理手段におけるデジタルフィルタは、
   フィードフォワード方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムに対応して、外部音をキャンセルする特性を有する音成分の元となる信号成分であるノイズキャンセル用オーディオ信号を、フィードフォワード方式に対応してヘッドフォンの所定位置に設けられた収音手段により収音した外部音の音声信号を入力して生成するようにして、上記フィルタ特性が与えられて構成される、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
3. 上記信号処理手段におけるデジタルフィルタは、
   フィードバック方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムに対応して、外部音をキャンセルする特性を有する音成分の元となる信号成分であるノイズキャンセル用オーディオ信号を、フィードバック方式に対応してヘッドフォンの所定位置に設けられた収音手段により収音した外部音の音声信号を入力して生成するようにして、上記フィルタ特性が与えられて構成される、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
4. 上記信号処理手段におけるデジタルフィルタは、
   入力に対する出力の遅延時間が一定時間内となるようにして構成される、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
5. 上記信号処理手段におけるデジタルフィルタは、
   デジタルフィルタに入力すべきデジタル信号のサンプルデータが入力される、所定タップ数のシフトレジスタと、
   アドレスごとに対応させて、デジタルフィルタの出力信号としての量子化ビット数に対応するビット数による出力データを所定の記憶領域に保持するとともに、上記シフトレジスタの出力により指定されるアドレスに対応する出力データを上記記憶領域から読み出して、上記デジタルフィルタの出力とする、データ処理手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
6. 上記信号処理手段において、
   上記デジタルフィルタは、デシメーションフィルタとしての機能を有するようにして構成するとともに、
   上記デジタルフィルタから出力されるデジタル信号のサンプリング周波数を、上記第２のデルタシグマ変調処理の実行部位に入力すべきサンプリング周波数にまで引き上げる、アップサンプル手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
7. 上記デジタル−アナログ変換手段においては、上記信号処理手段から出力されるデジタル信号以外のデジタル信号について、直列的に所定段数が接続されたアップサンプル回路によりオーバーサンプリングを行って、上記第２のデルタシグマ変調処理の実行部位に対して入力させるオーバーサンプリングフィルタを備えるものとされ、
   上記アップサンプル手段は、引き上げるべきサンプリング周波数に適合した少なくとも１段の上記アップサンプル回路を用いることで形成するようにされる、
   ことを特徴とする請求項６に記載の信号処理装置。
8. 上記信号処理手段におけるデジタルフィルタに入力すべきデジタル信号についての所定の状態を検出したことに基づいて、上記デジタルフィルタの係数を可変するようにされたフィルタ係数可変手段をさらに備える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
9. 上記信号処理手段におけるデジタルフィルタに入力すべきデジタル信号についての所定の状態を検出したことに基づいて、上記デジタルフィルタから出力されるデジタル信号のレベルを可変するようにされた第１のフィルタ出力レベル可変手段をさらに備える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
10. 上記信号処理手段から出力されるデジタル信号と合成すべき他のデジタル信号のレベルを検出したことに基づいて、上記デジタルフィルタから出力されるデジタル信号のレベルを可変するようにされた第２のフィルタ出力レベル可変手段をさらに備える、
    ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
11. 入力したアナログ信号について第１のデルタシグマ変調処理を行うことで、所定のサンプリング周波数と１ビット以上の所定の量子化ビット数によるデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換処理手順と、
    所定の目的に応じた信号処理として、少なくとも、この目的に対応したフィルタ特性が与えられたデジタルフィルタに上記アナログ−デジタル変換処理手順により得られたデジタル信号を通過させるように構成され、所定の基準サンプリング周波数をFsとしてn×Fs（nは自然数）で表されるサンプリング周波数と、マルチビットとしての所定の量子化ビット数a（aは自然数）によるデジタル信号を得る信号処理手順と、
    上記信号処理手順により得られるデジタル信号を少なくとも入力して、アナログ信号への変換を行うために、サンプリング周波数がn×Fsで、１ビット以上の所定の量子化ビット数b（bは自然数、かつ、a＞b）によるデジタル信号を出力する第２のデルタシグマ変調処理を少なくとも含んで形成され、上記信号処理手順により得られるデジタル信号については、上記第２のデルタシグマ変調処理の実行部位に対して入力させるようにされるデジタル−アナログ変換処理手順と、
    を備えることを特徴とする信号処理方法。

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