JPS63287218A - D/a変換装置 - Google Patents
D/a変換装置Info
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- JPS63287218A JPS63287218A JP12349087A JP12349087A JPS63287218A JP S63287218 A JPS63287218 A JP S63287218A JP 12349087 A JP12349087 A JP 12349087A JP 12349087 A JP12349087 A JP 12349087A JP S63287218 A JPS63287218 A JP S63287218A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 42
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims abstract description 5
- 238000005070 sampling Methods 0.000 abstract description 12
- 238000001914 filtration Methods 0.000 abstract description 2
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 16
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、ディジタル信号をアナログ信号に変換(以
下、D/A変換と云う)する場合等に用いて好適なり/
A変換装置に関する。
下、D/A変換と云う)する場合等に用いて好適なり/
A変換装置に関する。
この発明は、入力ディジタルデータを処理し、処理した
データに含まれるノイズを整形し、整形したデータを複
数のD/A変換器を用いて交互にD/A変換してその各
出力を加算して出力することにより、そのD/A変換器
自体が持つ変換速度より速い速度のディジタルデータの
D/A変換ができるようにすると共にD/A変換後の量
子化ノイズの低減を図るようにしたものである。
データに含まれるノイズを整形し、整形したデータを複
数のD/A変換器を用いて交互にD/A変換してその各
出力を加算して出力することにより、そのD/A変換器
自体が持つ変換速度より速い速度のディジタルデータの
D/A変換ができるようにすると共にD/A変換後の量
子化ノイズの低減を図るようにしたものである。
一般に、CD等のサンプリング周波数は、44.1kF
lz 。
lz 。
48kHz等の、可聴帯域の2倍より若干高い値がとら
れており、基本的なり/A変換器はこの速度でD/A変
換を行う。この場合折り返しノイズを除去するためD/
A変換器の後にアナログフィルタ(ローパスフィルタ)
を用いるが、その特性として急峻なものを要するため、
音質上問題が多い。
れており、基本的なり/A変換器はこの速度でD/A変
換を行う。この場合折り返しノイズを除去するためD/
A変換器の後にアナログフィルタ(ローパスフィルタ)
を用いるが、その特性として急峻なものを要するため、
音質上問題が多い。
これを改善するため、D/A変換器の前にオーバサンプ
リングディジタルフィルタを用い、これによりデータを
補関し、1つのサンプル値と次のサンプル値の間に新た
なサンプル値を算出し、これを挿入することが行われて
いる。
リングディジタルフィルタを用い、これによりデータを
補関し、1つのサンプル値と次のサンプル値の間に新た
なサンプル値を算出し、これを挿入することが行われて
いる。
ところが、オーバサンプリングを行うとサンプリング周
波数が上昇するので、これに伴ってD/A変換器として
も変換速度の速いものが要求される。しかし、この変換
速度の速いものは高速になる程技術的に困難で、コスト
的にも高価となる。
波数が上昇するので、これに伴ってD/A変換器として
も変換速度の速いものが要求される。しかし、この変換
速度の速いものは高速になる程技術的に困難で、コスト
的にも高価となる。
換言すれば、D/A変換器の変換速度の限界で、オーバ
サンプリングの上限が決まると云っても過言ではない。
サンプリングの上限が決まると云っても過言ではない。
なお、低速のD/A変換器を複数個用い、入力データを
D/A変換するタイミングを交互に行って、高速でD/
A変換することが特開昭57−140026号公報に開
示されている。しかし、この方法ではD/A変換変換量
子化ノイズを低減することはできない。
D/A変換するタイミングを交互に行って、高速でD/
A変換することが特開昭57−140026号公報に開
示されている。しかし、この方法ではD/A変換変換量
子化ノイズを低減することはできない。
この発明は斯る点に鑑みてなされたもので、D/A変換
器自体の持つ変換速度より速い速度のディジタルデータ
をD/A変換することができると共にD/A変換変換量
子化ノイズも低減することができるD/A変換装置を提
供するものである。
器自体の持つ変換速度より速い速度のディジタルデータ
をD/A変換することができると共にD/A変換変換量
子化ノイズも低減することができるD/A変換装置を提
供するものである。
この発明によるD/A変換装置は、入力ディジタルデー
タを処理する処理手段(2)と、この処理手段(2)か
らのデータに含まれるノイズを整形するノイズシェービ
ング回路(3)と、このノイズシェービング回路(3)
からのデータを交互にD/A変換する複数のD/A変換
器(5,6)とを備え、これ等複数のD/A変換器(5
,6)の各出力を加算(7)シて出力するように構成し
ている。
タを処理する処理手段(2)と、この処理手段(2)か
らのデータに含まれるノイズを整形するノイズシェービ
ング回路(3)と、このノイズシェービング回路(3)
からのデータを交互にD/A変換する複数のD/A変換
器(5,6)とを備え、これ等複数のD/A変換器(5
,6)の各出力を加算(7)シて出力するように構成し
ている。
入力されたディジタルデータを処理手段(2)において
所定のサンプリング周波数でオーバサンプリングしてデ
ータを濾波する等の信号処理を行った後ノイズシェービ
ング回路(3)において処理手段(2)からのデータに
含まれるノイズ(量子化ノイズ)の周波数成分の整形を
行う。そしてノイズシェービング回路(3)からのデー
タを複数のD/A変換器(5,6)に供給して交互にD
/A変換した後各出力を加算器(7)において加算して
出力する。これによりD/A変換器自体が持つ変換速度
例えば4fs(fsはサンプリング周波数)より速い速
度例えば8fsのディジタルデータのD/A変換が可能
になると共にD/A変換変換量子化ノイズの低減を図る
ことができる。
所定のサンプリング周波数でオーバサンプリングしてデ
ータを濾波する等の信号処理を行った後ノイズシェービ
ング回路(3)において処理手段(2)からのデータに
含まれるノイズ(量子化ノイズ)の周波数成分の整形を
行う。そしてノイズシェービング回路(3)からのデー
タを複数のD/A変換器(5,6)に供給して交互にD
/A変換した後各出力を加算器(7)において加算して
出力する。これによりD/A変換器自体が持つ変換速度
例えば4fs(fsはサンプリング周波数)より速い速
度例えば8fsのディジタルデータのD/A変換が可能
になると共にD/A変換変換量子化ノイズの低減を図る
ことができる。
以下、この発明の一実施例を第1図〜第3図に基づいて
詳しく説明する0本実施例では一例として4倍速に対応
するD/A変換器を用いて8倍速相当のD/A変換を行
う場合を例にとり説明する。
詳しく説明する0本実施例では一例として4倍速に対応
するD/A変換器を用いて8倍速相当のD/A変換を行
う場合を例にとり説明する。
第1図は本実施例の回路構成を示すもので、同図におい
て、(1)は入力端子であって、この入力端子(1)に
は図示せずも例えばCDより再生されたディジタルデー
タが信号処理ICで復開された後誤りの検出や必要に応
じて誤り訂正がなされて供給される。この入力端子(1
1からのディジタルデータは処理手段としてのディジタ
ルフィルタ(2)に供給され、ここで所定の周波数例え
ば8fsでオーバサンプリングされ、8fsのデータが
出力される。
て、(1)は入力端子であって、この入力端子(1)に
は図示せずも例えばCDより再生されたディジタルデー
タが信号処理ICで復開された後誤りの検出や必要に応
じて誤り訂正がなされて供給される。この入力端子(1
1からのディジタルデータは処理手段としてのディジタ
ルフィルタ(2)に供給され、ここで所定の周波数例え
ば8fsでオーバサンプリングされ、8fsのデータが
出力される。
この8fsのデータは加算器(3a) 、i子化器(3
b)及び遅延回路(3c)から成る1次のノイズシェー
ビング回路(3)で量子化ノイズの周波数が整形される
。このノイズシェービング回路(3)によるシェービン
グがかけられないときの量子化ノイズの周波数特性は第
3図に実線aで示すように全域にわたって略々一定であ
るも、シェービングががけられたときの周波数特性は第
3図に実線すで示すようになり、可聴帯域における量子
化ノイズは大幅に低減されているも最終サンプリング周
波数すなわちオーバサンプリング周波数の1/2である
4fs近傍で逆に大きくなり問題である。そこで、本実
施例では、この4fs近傍の量子化ノイズも後述される
ように複数のD/A変換器を用いてそのアパーチャ効果
により低減するようにする。
b)及び遅延回路(3c)から成る1次のノイズシェー
ビング回路(3)で量子化ノイズの周波数が整形される
。このノイズシェービング回路(3)によるシェービン
グがかけられないときの量子化ノイズの周波数特性は第
3図に実線aで示すように全域にわたって略々一定であ
るも、シェービングががけられたときの周波数特性は第
3図に実線すで示すようになり、可聴帯域における量子
化ノイズは大幅に低減されているも最終サンプリング周
波数すなわちオーバサンプリング周波数の1/2である
4fs近傍で逆に大きくなり問題である。そこで、本実
施例では、この4fs近傍の量子化ノイズも後述される
ように複数のD/A変換器を用いてそのアパーチャ効果
により低減するようにする。
なお、ノイズシェービング回路(3)におけるノイズシ
ェービング効果NSは次式で与えられる。
ェービング効果NSは次式で与えられる。
・・・・・・・・(1)
上記fl1式において、flはバンド幅、fsはオリジ
ナルデータのサンプリング周波数例えばCDの場合44
.1kllzである。ここで、f 1 = 20kHz
、f s = 44.1kHzとしたときの各倍速にお
けるNSは次のようになる。
ナルデータのサンプリング周波数例えばCDの場合44
.1kllzである。ここで、f 1 = 20kHz
、f s = 44.1kHzとしたときの各倍速にお
けるNSは次のようになる。
2fsのとき N5=−2,1dB4fsのとき
N S = −7,8dl18fsのとき
N S = −13,8dB16fsのとき
N S = −19,8dB256fsのとき
N S =−43,8dB本実施例では8fsの場合
であるので、N5=−13,8dBの改善が得られるこ
とになる。
N S = −7,8dl18fsのとき
N S = −13,8dB16fsのとき
N S = −19,8dB256fsのとき
N S =−43,8dB本実施例では8fsの場合
であるので、N5=−13,8dBの改善が得られるこ
とになる。
このようにしてノイズシェービング回路(3)で量子化
ノイズの周波数の整形されたデータ(8fs)は振り分
は回路としてのスイッチ回路(4)に供給され、接点a
及びbの間で8fsの速度で交互に切換られる。この結
果実質的8fsのデータが1個おきにサンプリングされ
、接点a及びbには夫々4fsのデータが得られる。
ノイズの周波数の整形されたデータ(8fs)は振り分
は回路としてのスイッチ回路(4)に供給され、接点a
及びbの間で8fsの速度で交互に切換られる。この結
果実質的8fsのデータが1個おきにサンプリングされ
、接点a及びbには夫々4fsのデータが得られる。
これ等のデータは例えば4fsの変換速度で働< D/
A変換器(5)及び(6)に供給され、ここで交互にD
/A変換される。この結果D/A変換器(5)及び(6
)の出力側には夫々第2図に鎖線a及び破線すで示すよ
うなアナログの出力信号が得られる。これ等の出力信号
は加算器(7)に供給されて互いに1/ 8 f sだ
け位相的にずれた状態で加算され、平均化される。この
結果加算器(7)の出力側には第2図に実線Cで示すよ
うな平均化された出力信号が得られ、これが出力端子(
8)に導出される。
A変換器(5)及び(6)に供給され、ここで交互にD
/A変換される。この結果D/A変換器(5)及び(6
)の出力側には夫々第2図に鎖線a及び破線すで示すよ
うなアナログの出力信号が得られる。これ等の出力信号
は加算器(7)に供給されて互いに1/ 8 f sだ
け位相的にずれた状態で加算され、平均化される。この
結果加算器(7)の出力側には第2図に実線Cで示すよ
うな平均化された出力信号が得られ、これが出力端子(
8)に導出される。
第2図よりD/A変換器(5)及び(6)の各アナログ
出力信号は1/ 4 f s周期であるも、これ等を互
いに1/ 8 f sずれた状態で加算して平均化する
ことにより加算後のアナログ出力信号は1/ 8 f
s周期となり、このことは8fsのデータの平均値を次
々にD/A変換した結果と等価である。
出力信号は1/ 4 f s周期であるも、これ等を互
いに1/ 8 f sずれた状態で加算して平均化する
ことにより加算後のアナログ出力信号は1/ 8 f
s周期となり、このことは8fsのデータの平均値を次
々にD/A変換した結果と等価である。
また、D/A変換変換算加算アナログ出力信号の周波数
領域では、アパーチャ効果による周波数特性H(flは
次式で与えられる。
領域では、アパーチャ効果による周波数特性H(flは
次式で与えられる。
fs
そして、例えば1kHzの信号の折り返し周波数は4f
sのD/A変換器では175.4kHzに生じるが、こ
れはアパーチャー効果により上記(2)式から約44.
9dBのノイズとなり、更にディジタルフィルタ(2)
の減衰量により減衰し、はとんど消滅する。
sのD/A変換器では175.4kHzに生じるが、こ
れはアパーチャー効果により上記(2)式から約44.
9dBのノイズとなり、更にディジタルフィルタ(2)
の減衰量により減衰し、はとんど消滅する。
第4図に実線aで示す特性は、上述の如<8fsのデー
タを4fsの変換速度で両<D/A変換器(5)及び(
61で交互にD/A変換した場合の7パーチヤ効果の周
波数特性を示すもので、この特性と上述した第3図の実
線すで示す特性との合成により、本実施例では第3図に
実線Cで示すような特性を得ることができる。この特性
により、D/A変換後の可聴帯域における量子化ノイズ
が大幅に低減されているだけでなく、最終サンプリング
周波数(オーバサンプリング周波数)の1/2の周波数
である4fs近傍の量子化ノイズも大幅に低減されてい
ることがわかる。
タを4fsの変換速度で両<D/A変換器(5)及び(
61で交互にD/A変換した場合の7パーチヤ効果の周
波数特性を示すもので、この特性と上述した第3図の実
線すで示す特性との合成により、本実施例では第3図に
実線Cで示すような特性を得ることができる。この特性
により、D/A変換後の可聴帯域における量子化ノイズ
が大幅に低減されているだけでなく、最終サンプリング
周波数(オーバサンプリング周波数)の1/2の周波数
である4fs近傍の量子化ノイズも大幅に低減されてい
ることがわかる。
因みに、8fsのデータを8fsの変換速度で働(D/
A変換器1個でD/A変換した場合のアパーチャ効果の
周波数特性は第4図に実線すで示すようになり、この特
性と上述した第3図の実線すで示す特性との合成により
、第3図に破線dで示すような特性が得られ、この特性
により可聴帯域における量子化ノイズは大幅に低減でき
るも、4fs近傍の量子化ノイズは依然として高い値を
示していることがわかる。
A変換器1個でD/A変換した場合のアパーチャ効果の
周波数特性は第4図に実線すで示すようになり、この特
性と上述した第3図の実線すで示す特性との合成により
、第3図に破線dで示すような特性が得られ、この特性
により可聴帯域における量子化ノイズは大幅に低減でき
るも、4fs近傍の量子化ノイズは依然として高い値を
示していることがわかる。
このようにして本実施例では4fsの変換速度でa<D
/A変換器を2個用いることにより、8fsのディジタ
ルデータをD/A変換することができる。また、ノイズ
シェービング回路の周波数特性と2個のD/A変換器に
よるアパーチャ効果の周波数特性の合成により最終サン
プリング周波数の1/2である4fs近傍の量子化ノイ
ズを低減できる。
/A変換器を2個用いることにより、8fsのディジタ
ルデータをD/A変換することができる。また、ノイズ
シェービング回路の周波数特性と2個のD/A変換器に
よるアパーチャ効果の周波数特性の合成により最終サン
プリング周波数の1/2である4fs近傍の量子化ノイ
ズを低減できる。
また、複数のD/A変換器を使用することにより非直線
ひずみと、ノイズが平均化されて、D/A変換変換歪率
、S/N比が向上し、理論上N個使いでS/N比は10
jAogto N (dB)改善される。
ひずみと、ノイズが平均化されて、D/A変換変換歪率
、S/N比が向上し、理論上N個使いでS/N比は10
jAogto N (dB)改善される。
なお、上述の実施例ではD/A変換器を2個用いる場合
であったが、それ以上用いてもよく、例えば3個のD/
A変換器を用いた場合、サンプリング周波数は12fs
となり、4fsの他Bfs付近も折り返しノイズが抑圧
され、4個のD/A変換器を用いた場合、サンプリング
周波数は16fsとなり、4fsの他8fs、12fs
付近も折り返しノイズが抑圧される。
であったが、それ以上用いてもよく、例えば3個のD/
A変換器を用いた場合、サンプリング周波数は12fs
となり、4fsの他Bfs付近も折り返しノイズが抑圧
され、4個のD/A変換器を用いた場合、サンプリング
周波数は16fsとなり、4fsの他8fs、12fs
付近も折り返しノイズが抑圧される。
上述の如くこの発明によれば、入力ディジタルデータを
オーバサンプリングし、そのデータに含まれるノイズを
整形し、整形後のデータを複数のD/A変換器を用いて
交互にD/A変換してその出力を加算して出力するよう
にしたので、D/A変換器自体が持つ変換速度より速い
速度のディジタルデータのD/A変換が可能になると共
にD/A変換変換歪子化ノイズ特に最終サンプリング周
波数の1/2における量子化ノイズを低減することがで
きる。
オーバサンプリングし、そのデータに含まれるノイズを
整形し、整形後のデータを複数のD/A変換器を用いて
交互にD/A変換してその出力を加算して出力するよう
にしたので、D/A変換器自体が持つ変換速度より速い
速度のディジタルデータのD/A変換が可能になると共
にD/A変換変換歪子化ノイズ特に最終サンプリング周
波数の1/2における量子化ノイズを低減することがで
きる。
第1図はこの発明の一実施例を示す回路構成図、第2図
乃至第4図はこの発明の動作説明に供するための図であ
る。 (2)はディジタルフィルタ、(3)はノイズシェービ
ング回路、(4)はスイッチ回路、(5)、(61はD
/A変換器、(7)は加算器である。
乃至第4図はこの発明の動作説明に供するための図であ
る。 (2)はディジタルフィルタ、(3)はノイズシェービ
ング回路、(4)はスイッチ回路、(5)、(61はD
/A変換器、(7)は加算器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力ディジタルデータを処理する処理手段と、該処理手
段からのデータに含まれるノイズを整形するノイズシェ
ービング回路と、 該ノイズシェービング回路からのデータを交互にD/A
変換する複数のD/A変換器と を備え、該複数のD/A変換器の各出力を加算して出力
するようにしたことを特徴とするD/A変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62123490A JP2576120B2 (ja) | 1987-05-20 | 1987-05-20 | D/a変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62123490A JP2576120B2 (ja) | 1987-05-20 | 1987-05-20 | D/a変換装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63287218A true JPS63287218A (ja) | 1988-11-24 |
JP2576120B2 JP2576120B2 (ja) | 1997-01-29 |
Family
ID=14861919
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62123490A Expired - Fee Related JP2576120B2 (ja) | 1987-05-20 | 1987-05-20 | D/a変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2576120B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05335963A (ja) * | 1992-06-01 | 1993-12-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | D/a変換装置 |
JP2008136203A (ja) * | 2002-11-27 | 2008-06-12 | Cirrus Logic Inc | デジタルフィルタ処理されたパルス幅変調 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5930324A (ja) * | 1982-08-13 | 1984-02-17 | Hitachi Ltd | 画像信号処理回路 |
JPS61177819A (ja) * | 1985-02-04 | 1986-08-09 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | オ−バ−サンプリング形デイジタル・アナログ変換器 |
-
1987
- 1987-05-20 JP JP62123490A patent/JP2576120B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5930324A (ja) * | 1982-08-13 | 1984-02-17 | Hitachi Ltd | 画像信号処理回路 |
JPS61177819A (ja) * | 1985-02-04 | 1986-08-09 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | オ−バ−サンプリング形デイジタル・アナログ変換器 |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05335963A (ja) * | 1992-06-01 | 1993-12-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | D/a変換装置 |
JP2008136203A (ja) * | 2002-11-27 | 2008-06-12 | Cirrus Logic Inc | デジタルフィルタ処理されたパルス幅変調 |
JP2008136202A (ja) * | 2002-11-27 | 2008-06-12 | Cirrus Logic Inc | デジタルフィルタ処理されたパルス幅変調 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2576120B2 (ja) | 1997-01-29 |
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