JPS61244193A - 音質調整装置 - Google Patents
音質調整装置Info
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- JPS61244193A JPS61244193A JP8573385A JP8573385A JPS61244193A JP S61244193 A JPS61244193 A JP S61244193A JP 8573385 A JP8573385 A JP 8573385A JP 8573385 A JP8573385 A JP 8573385A JP S61244193 A JPS61244193 A JP S61244193A
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- JP
- Japan
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- low
- frequency
- digital
- signal
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は民生用を中心とする一般オーディオ分野あるい
はホール音響、設備音響等の業務用分野において、パワ
ーアンプを通してスピーカシステムに入力される音楽信
号を処理するための音質調整装置に関するものである。
はホール音響、設備音響等の業務用分野において、パワ
ーアンプを通してスピーカシステムに入力される音楽信
号を処理するための音質調整装置に関するものである。
従来の技術
近年、ディジタル信号処理技術の音響分野への進出は目
ざましいものがあり、ディジタルイコライザー、残響付
加装置やディジタルコンボルバ−など、スピーカ補正用
から室内音場補正を目的としたものまで各種音質調整用
機器が開発さｎつつある。
ざましいものがあり、ディジタルイコライザー、残響付
加装置やディジタルコンボルバ−など、スピーカ補正用
から室内音場補正を目的としたものまで各種音質調整用
機器が開発さｎつつある。
以下、図面を参照しながら、上述した従来のディジタル
信号処理技術を用いた音質調整装置の一例について説明
する（たとえば日本音響学会誌ＶＯＬ、４１Ｎｌ１１
１９８５ Ｐ５９〜８１ ）。
信号処理技術を用いた音質調整装置の一例について説明
する（たとえば日本音響学会誌ＶＯＬ、４１Ｎｌ１１
１９８５ Ｐ５９〜８１ ）。
第４図は従来例における音質調整装置を示すものである
。第４図において、１は入力端、２．１２はナイキスト
周波数以上の成分による折り返し誤差を防ぐためのアン
チェリアシングフィルタ、３はアナログディジタル変換
部（以下ム／Ｄ部という）、７はコンボルバ、１０はデ
ィジタルアナログ変換部（以下Ｄ／ム部という）、３２
．３３はそれぞれ帯域分割のだめのパントノくスフィル
タ、１３．１６は駆動用のパワーアンプ、１４．１７は
それぞれスピーカシステムを構成するツイータおよびウ
ーハである。
。第４図において、１は入力端、２．１２はナイキスト
周波数以上の成分による折り返し誤差を防ぐためのアン
チェリアシングフィルタ、３はアナログディジタル変換
部（以下ム／Ｄ部という）、７はコンボルバ、１０はデ
ィジタルアナログ変換部（以下Ｄ／ム部という）、３２
．３３はそれぞれ帯域分割のだめのパントノくスフィル
タ、１３．１６は駆動用のパワーアンプ、１４．１７は
それぞれスピーカシステムを構成するツイータおよびウ
ーハである。
以上のように構成された音質調整装置について、以下そ
の動作について説明する。
の動作について説明する。
まず、入力端１より入力された音楽信号はアンチェリア
シングフィルタ２によりナイキスト周波数以上の成分を
遮断された後入／Ｄ部３によりディジタル信号に変換さ
れる。前記ディジタル信号はコンボルバ７によりスピー
カユニットの補正あるいは突内音場補正を目的とした実
時間たたみ込みや遅延等のディジタルフィルタリング処
理を受ける。コンポルバフからの出力はＤ／入部１ｏに
よりアナログ信号に変換された後、アンチェリアシング
フィルタ１２によりナイキスト周波数以上の成分が遮断
され、さらに帯域分割のためのアナロクノバンドパスフ
ィルタ３２．３３によす各帯域信号に分割される。各帯
域信号はアンプ１３゜１６により増幅された後、それぞ
れツイータ１４、ウーハ１７を駆動する。
シングフィルタ２によりナイキスト周波数以上の成分を
遮断された後入／Ｄ部３によりディジタル信号に変換さ
れる。前記ディジタル信号はコンボルバ７によりスピー
カユニットの補正あるいは突内音場補正を目的とした実
時間たたみ込みや遅延等のディジタルフィルタリング処
理を受ける。コンポルバフからの出力はＤ／入部１ｏに
よりアナログ信号に変換された後、アンチェリアシング
フィルタ１２によりナイキスト周波数以上の成分が遮断
され、さらに帯域分割のためのアナロクノバンドパスフ
ィルタ３２．３３によす各帯域信号に分割される。各帯
域信号はアンプ１３゜１６により増幅された後、それぞ
れツイータ１４、ウーハ１７を駆動する。
発明が解決しようとする問題点
しかしながら上記のような構成では、サンプリング周波
数は再生すべき信号帯域の上限によって一意に決められ
るため、ディジタルフィルタリングの際の周波数分解能
すなわち補正精度は全帯域において一定となる。しかし
ながら人間の聴感上の周波数特性はリニアスケールでは
な（Ｌ、ＯＧスケールに対応しており、そのため高域特
性の補正精度は適切であっても低域特性は不十分である
。
数は再生すべき信号帯域の上限によって一意に決められ
るため、ディジタルフィルタリングの際の周波数分解能
すなわち補正精度は全帯域において一定となる。しかし
ながら人間の聴感上の周波数特性はリニアスケールでは
な（Ｌ、ＯＧスケールに対応しており、そのため高域特
性の補正精度は適切であっても低域特性は不十分である
。
また逆に低域特性の補正を精度よく行なうために紘コン
ボルバ７のハードウェア規模が非常に大きくなるととも
に高域特性の補正精度が過剰となり、コストパーフォー
マンスが悪くなるといつ問題点を有していた。
ボルバ７のハードウェア規模が非常に大きくなるととも
に高域特性の補正精度が過剰となり、コストパーフォー
マンスが悪くなるといつ問題点を有していた。
さらに、アナログのバンドパスフィルタ３２゜３３によ
り帯域分割するため、再生時にクロスオーバ周波数付近
での娠幅９位相特性の整合性が保証されないという問題
点を有していた一本発明は上記問題点に鑑み、簡易な構
成で高域と低域における聴感上の周波数特性補正精度が
ほぼ一定となるとともに、マルチウェイスピーカシステ
ムにて再生した時のクロスオーバー周波数付近での振幅
９位相特性の整合性がほぼ保証される音質調整装置全提
供するものである。
り帯域分割するため、再生時にクロスオーバ周波数付近
での娠幅９位相特性の整合性が保証されないという問題
点を有していた一本発明は上記問題点に鑑み、簡易な構
成で高域と低域における聴感上の周波数特性補正精度が
ほぼ一定となるとともに、マルチウェイスピーカシステ
ムにて再生した時のクロスオーバー周波数付近での振幅
９位相特性の整合性がほぼ保証される音質調整装置全提
供するものである。
問題点を解決するための手段
上記問題点を解決するために本発明の音質調整装置は、
ム／Ｄ変換されたディジタル信号をクロスオーバー周波
数付近において振幅１位相特性の整合性が保たれるよう
に帯域分割した後、高域成分についてはそのままのす／
プリング周波数で、低域成分についてはサンプリング周
波数を低くしてフィルタリングを行なった後、各スピー
カユニットにて再生するものである。
ム／Ｄ変換されたディジタル信号をクロスオーバー周波
数付近において振幅１位相特性の整合性が保たれるよう
に帯域分割した後、高域成分についてはそのままのす／
プリング周波数で、低域成分についてはサンプリング周
波数を低くしてフィルタリングを行なった後、各スピー
カユニットにて再生するものである。
作用
本発明は上記した構成によって、ム／Ｄ変換された後の
ディジタル信号に直線位相推移となるローパスフィルタ
（以下ＬＰＦ）ｉ作用させて低域成分を抽出する一方、
前記ム／Ｄ変換されたディジタル信号を遅延させた後に
前記低域成分との差をとることにより高域成分を抽出す
る。前記低域成分と前記高域成分は加算により前記ム／
Ｄ変換直後のディジタル信号を完全に再現可能である。
ディジタル信号に直線位相推移となるローパスフィルタ
（以下ＬＰＦ）ｉ作用させて低域成分を抽出する一方、
前記ム／Ｄ変換されたディジタル信号を遅延させた後に
前記低域成分との差をとることにより高域成分を抽出す
る。前記低域成分と前記高域成分は加算により前記ム／
Ｄ変換直後のディジタル信号を完全に再現可能である。
前記高域成分はそのままコンボルバにより実時間たたみ
込み処理を受ける。一方前記低域成分は、折り返し誤差
が生じない範囲で信号を間引いてサンプリング周波数を
落とし、低域処理用のコンボルバのハードウェア規模を
高域処理用のコンボルバと同程度としたまま周波数分解
能を上げた状態で前記低域処理用のコンボルバにて実時
間たたみ込み処理を受ける。その後、前記たたみ込み処
理された高域成分は、前記両コンボルバによるたたみ込
み処理に起因する前記両成分の相対的な位相ずれを補正
するための遅延処理を受けた後Ｄ／ム変換によりアナロ
グ信号に変換され、高音再生用ユニットにより再生され
る。一方、前記たたみ込み処理された低域成分は、サン
プリング周波数を落とした状態でＤ／ム変換によりアナ
ログ信号に変換され、低音再生用ユニットにより再生さ
れる。
込み処理を受ける。一方前記低域成分は、折り返し誤差
が生じない範囲で信号を間引いてサンプリング周波数を
落とし、低域処理用のコンボルバのハードウェア規模を
高域処理用のコンボルバと同程度としたまま周波数分解
能を上げた状態で前記低域処理用のコンボルバにて実時
間たたみ込み処理を受ける。その後、前記たたみ込み処
理された高域成分は、前記両コンボルバによるたたみ込
み処理に起因する前記両成分の相対的な位相ずれを補正
するための遅延処理を受けた後Ｄ／ム変換によりアナロ
グ信号に変換され、高音再生用ユニットにより再生され
る。一方、前記たたみ込み処理された低域成分は、サン
プリング周波数を落とした状態でＤ／ム変換によりアナ
ログ信号に変換され、低音再生用ユニットにより再生さ
れる。
これにより、クロスオーバー周波数付近での高域と低域
の振幅２位相特性の整合性を比較的良好に保つとともに
、コンボルバの７１−ドウニア規模ヲ大きくすることな
く聴感上の低域補正精度を高域補正精度と同程度とする
ことができる。
の振幅２位相特性の整合性を比較的良好に保つとともに
、コンボルバの７１−ドウニア規模ヲ大きくすることな
く聴感上の低域補正精度を高域補正精度と同程度とする
ことができる。
実施例
以下、本発明の一実施例の音質調整装置について、図面
を参照しながら説明する。
を参照しながら説明する。
第１図は本発明の第１の実施例における音質調整装置の
ブロック図を示すものである。第１図において、１は入
力端、２，１２．１５はアンチェリアシングフィルタ、
３はム／Ｄ部、４・９は遅延器、６はローパスフィルタ
（以下１．ＰＦという）、６はダウンサンプリング部、
７，８はコンボルベ１０．１１はＤ／五部、１３．１６
はアンプ、１４はツイータ、１７はウーノ・である。ま
た１８はコンピュータ、１９はコンピュータ１８とコン
ボルバ７．８、遅延器９とを接続するだめのインターフ
ェース、２０ｉｊデイスクユニツト、２１は入力装置で
ある。
ブロック図を示すものである。第１図において、１は入
力端、２，１２．１５はアンチェリアシングフィルタ、
３はム／Ｄ部、４・９は遅延器、６はローパスフィルタ
（以下１．ＰＦという）、６はダウンサンプリング部、
７，８はコンボルベ１０．１１はＤ／五部、１３．１６
はアンプ、１４はツイータ、１７はウーノ・である。ま
た１８はコンピュータ、１９はコンピュータ１８とコン
ボルバ７．８、遅延器９とを接続するだめのインターフ
ェース、２０ｉｊデイスクユニツト、２１は入力装置で
ある。
以上のように構成された音質調整装置において、入力端
１から入力された音楽信号は、アンチェリアシングフィ
ルタ２を通った後人／Ｄ部３によってディジタル信号に
変換される。前記ディジタル信号はＬＰＦ５によって低
域成分が抽出される。
１から入力された音楽信号は、アンチェリアシングフィ
ルタ２を通った後人／Ｄ部３によってディジタル信号に
変換される。前記ディジタル信号はＬＰＦ５によって低
域成分が抽出される。
また前記ディジタル信号は遅延器４により遅延された後
に前記低域成分との差をとることにより高域成分が抽出
される。ここでＬＰＦ６は直線位相推移ＦＸＲ型ディジ
タルフィルタから構成されており、遅延器４の遅延量は
ＬＰＦ５のタップ数の半分である。ＬＰＦ５から出力さ
れた低域沖過されたディジタル信号はダウンサンプリン
グ部已により間引き操作が行なわれて、折り返し誤差が
生じない範囲でサンプリング周波数が落とされた後、コ
ンボルバ８により実時間たたみ込み処理をうける。そし
てサンプリング周波数が落とされた状態でＤ／ム部１１
によりアナログ信号に変換された後アンチェリアシング
フィルタ１６を通ってアンプ１６によりウーハ１７ｉ駆
動する。一方、前記高域成分からなるディジタル信号は
、コンボルバ７により実時間たたみ込み処理をうけた後
、遅延器９により遅延される。そしてＤ／ム部１ｏによ
りアナログ信号に変換され、アンチェリアシングフィル
タ１２を通ってアンプ１３によりツイータ１４を駆動す
る。遅延器９には、コンボルバ７゜８でのたたみ込み処
理に起因する高域成分信号。
に前記低域成分との差をとることにより高域成分が抽出
される。ここでＬＰＦ６は直線位相推移ＦＸＲ型ディジ
タルフィルタから構成されており、遅延器４の遅延量は
ＬＰＦ５のタップ数の半分である。ＬＰＦ５から出力さ
れた低域沖過されたディジタル信号はダウンサンプリン
グ部已により間引き操作が行なわれて、折り返し誤差が
生じない範囲でサンプリング周波数が落とされた後、コ
ンボルバ８により実時間たたみ込み処理をうける。そし
てサンプリング周波数が落とされた状態でＤ／ム部１１
によりアナログ信号に変換された後アンチェリアシング
フィルタ１６を通ってアンプ１６によりウーハ１７ｉ駆
動する。一方、前記高域成分からなるディジタル信号は
、コンボルバ７により実時間たたみ込み処理をうけた後
、遅延器９により遅延される。そしてＤ／ム部１ｏによ
りアナログ信号に変換され、アンチェリアシングフィル
タ１２を通ってアンプ１３によりツイータ１４を駆動す
る。遅延器９には、コンボルバ７゜８でのたたみ込み処
理に起因する高域成分信号。
低域成分信号の相対的な時間ずれ、およびツイータ１４
、ウーハ１７の位置に起因する再生音の時間ずれ全補正
するための遅延量を与える・以上のように本実施例によ
れば、ディジタル信号を加算により振幅２位相特性とも
に再現可能なように帯域分割した後、高域成分について
はそのままのサンプリング周波数にて、また低域成分に
ついてはサンプリング周波数を低くして、それぞれ同程
度のＴＡＰ段数（）・−ドウエア規模）を有するコンボ
ルバにより実時間たたみ込み処理し、高域成分信号につ
いてはその後適切な遅延処理を行なうことにより、クロ
スオーバー周波数付近での高域と低域の振幅１位相特性
の整合性を比較的良好に保つとともに、コンボルバの７
１−ドウエア規模を大きくすることなく高域に比べて低
域の周波数分解能を上げることができる。すなわち聴感
上の周波数分解能を高域と低域を同程度とすることがで
きる。
、ウーハ１７の位置に起因する再生音の時間ずれ全補正
するための遅延量を与える・以上のように本実施例によ
れば、ディジタル信号を加算により振幅２位相特性とも
に再現可能なように帯域分割した後、高域成分について
はそのままのサンプリング周波数にて、また低域成分に
ついてはサンプリング周波数を低くして、それぞれ同程
度のＴＡＰ段数（）・−ドウエア規模）を有するコンボ
ルバにより実時間たたみ込み処理し、高域成分信号につ
いてはその後適切な遅延処理を行なうことにより、クロ
スオーバー周波数付近での高域と低域の振幅１位相特性
の整合性を比較的良好に保つとともに、コンボルバの７
１−ドウエア規模を大きくすることなく高域に比べて低
域の周波数分解能を上げることができる。すなわち聴感
上の周波数分解能を高域と低域を同程度とすることがで
きる。
なお、第１図において、コンボルバ７．８および遅延器
９をインターフェース１９をかいしてコンピュータ１８
に接続し、ディスクユニット２゜に格納されているツイ
ータ１４、ウーノ１１７の特性および入力装置２１より
入力された目標特性をもとに、ツイータ１４、ウーハ１
７の特性を打ち消して目標特性を実現するようなフィル
タ特性。
９をインターフェース１９をかいしてコンピュータ１８
に接続し、ディスクユニット２゜に格納されているツイ
ータ１４、ウーノ１１７の特性および入力装置２１より
入力された目標特性をもとに、ツイータ１４、ウーハ１
７の特性を打ち消して目標特性を実現するようなフィル
タ特性。
遅延量を計算した後、インター７ 、ｘ １ｅより各コ
ンボルバ７．８や遅延器９にこれらのデータ金転送する
形式としてもよい。
ンボルバ７．８や遅延器９にこれらのデータ金転送する
形式としてもよい。
第２図は、本発明の第２の実施例金示す音質調整装置の
ブロック図である。第２図において、４．２２，９．２
６は遅延器、６，２３はＬ Ｐ Ｆ。
ブロック図である。第２図において、４．２２，９．２
６は遅延器、６，２３はＬ Ｐ Ｆ。
６．２４はダウンサンプリング部、７，８．２５はコン
ボルバである。第２図では、ＬＰＦ５により低域濾過さ
れたディジタル信号をダウンサンプリング部６により間
引いてサンプリング周波数を下げた後、再びＬＰＦ２３
により低域濾過されて、ダウンサンプリング部２４での
間引き操作により、さらにサンプリング周波数を下げて
いる。一方、ダウンサンプリング部６より出力された信
号は、遅延器２２により遅延された後、ＬＰＦ２３から
の出力との差がとられて高域成分が抽出される。
ボルバである。第２図では、ＬＰＦ５により低域濾過さ
れたディジタル信号をダウンサンプリング部６により間
引いてサンプリング周波数を下げた後、再びＬＰＦ２３
により低域濾過されて、ダウンサンプリング部２４での
間引き操作により、さらにサンプリング周波数を下げて
いる。一方、ダウンサンプリング部６より出力された信
号は、遅延器２２により遅延された後、ＬＰＦ２３から
の出力との差がとられて高域成分が抽出される。
そのため全体として、それぞれサンプリング周波数の異
なる三つの帯域に分割されたディジタル信号が得られ、
それぞれ三つのコンボルバ７．８゜２６により実時間た
たみ込み処理を受ける。
なる三つの帯域に分割されたディジタル信号が得られ、
それぞれ三つのコンボルバ７．８゜２６により実時間た
たみ込み処理を受ける。
なお、第２図において、ダウンサンプリング部２４より
出力される信号を再びＬＰＦと遅延器およびダウンサン
プリング部を用いて帯域分割することをくり返し、帯域
分割を４帯域以上としてもよい。
出力される信号を再びＬＰＦと遅延器およびダウンサン
プリング部を用いて帯域分割することをくり返し、帯域
分割を４帯域以上としてもよい。
第３図は、本発明の第３の実施例の音質調整装置のブロ
ック図である。第１図と異なるのは、コンボルバ８によ
り低いサンプリング周波数で実時間たたみ込み処理金堂
けた低域成分信号がアップサンプリング部２８によりデ
ィジタル信号の１周期間にゼロデータをダウンサンプリ
ング部ｅにおいて間引いたぶんだけ挿入してサンプリン
グ周波数を元に戻し、ＬＰＦ２９によりゼロデータを挿
入した部分を補関し、ダウンサンプリング部６、アップ
サンプリング部２８で減衰したエネルギーを乗算器３ｏ
により回復させた後に、遅延器９からの高域成分信号と
の加算により全帯域信号として、１本のスピーカ３１に
より再生する点である。
ック図である。第１図と異なるのは、コンボルバ８によ
り低いサンプリング周波数で実時間たたみ込み処理金堂
けた低域成分信号がアップサンプリング部２８によりデ
ィジタル信号の１周期間にゼロデータをダウンサンプリ
ング部ｅにおいて間引いたぶんだけ挿入してサンプリン
グ周波数を元に戻し、ＬＰＦ２９によりゼロデータを挿
入した部分を補関し、ダウンサンプリング部６、アップ
サンプリング部２８で減衰したエネルギーを乗算器３ｏ
により回復させた後に、遅延器９からの高域成分信号と
の加算により全帯域信号として、１本のスピーカ３１に
より再生する点である。
この場合、Ｄ／ム部１ｏの前段階で高域成分と低域成分
との加算を行なうときＫ、クロスオーバー周波数付近で
の両成分の振幅２位相特性の整合性を保つために、補間
のためのＬＰＦ２９の影響をキャンセルする目的で、Ｉ
ＩＰＦ２９と同じ特性のＬＰＦ２Ｔを設けている。
との加算を行なうときＫ、クロスオーバー周波数付近で
の両成分の振幅２位相特性の整合性を保つために、補間
のためのＬＰＦ２９の影響をキャンセルする目的で、Ｉ
ＩＰＦ２９と同じ特性のＬＰＦ２Ｔを設けている。
発明の効果
本発明は、ム／Ｄ変換されたディジタル信号全帯域分割
し、低域信号についてはサンプリング周波数を下げてフ
ィルタリングを行ない、高域信号についてはそのままの
サンプリング周波数でフィルタリングを行なった後、適
切な遅延をかけるものであり、ハードウェアの規模を大
きくすることなく聴感上の低域補正精度を高域と同程度
にでき、しかも再生時にクロスオーバー周波数付近での
高域と低域の振幅２位相特性の整合性を良好に保つこと
のできるすぐれた音質調整装置を実現できるものである
。
し、低域信号についてはサンプリング周波数を下げてフ
ィルタリングを行ない、高域信号についてはそのままの
サンプリング周波数でフィルタリングを行なった後、適
切な遅延をかけるものであり、ハードウェアの規模を大
きくすることなく聴感上の低域補正精度を高域と同程度
にでき、しかも再生時にクロスオーバー周波数付近での
高域と低域の振幅２位相特性の整合性を良好に保つこと
のできるすぐれた音質調整装置を実現できるものである
。
第１図は本発明の一実施例の音質調整装置のブロック図
、第２図と第３図は本発明の他の実施例の音質調整装置
のブロック図、第４図は従来例における音質調整装置の
ブロック図である。 ３・・・・・・ム／Ｄ部、４，９，２２．２８・・・・
・・遅延器、５，２３．２９・・・・・・ＬＰＦ、６．
２４・・・・・・ダ９ンサンプリング部、７，８・・・
・・・コンボルバ、２８・・・・・・アップサンプリン
グ部、１０，１１・・・・・・Ｄ／ム部、３０・・・・
乗算器、１８・・・・・コンピュータ、１９・・・・・
・インターフェース、２１・・・・・入力装置Ｏ 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名ど
／ ／ト ！ Ｎ
、第２図と第３図は本発明の他の実施例の音質調整装置
のブロック図、第４図は従来例における音質調整装置の
ブロック図である。 ３・・・・・・ム／Ｄ部、４，９，２２．２８・・・・
・・遅延器、５，２３．２９・・・・・・ＬＰＦ、６．
２４・・・・・・ダ９ンサンプリング部、７，８・・・
・・・コンボルバ、２８・・・・・・アップサンプリン
グ部、１０，１１・・・・・・Ｄ／ム部、３０・・・・
乗算器、１８・・・・・コンピュータ、１９・・・・・
・インターフェース、２１・・・・・入力装置Ｏ 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名ど
／ ／ト ！ Ｎ
Claims (3)
- （１）入力されたアナログ信号をディジタル信号に変換
するアナログディジタル変換部と、前記アナログディジ
タル変換部より出力されたディジタル信号を低域ろ過す
るためのローパスフィルタと、前記アナログディジタル
変換部より出力されたディジタル信号を遅延するための
第１の遅延器と、前記第１の遅延器により遅延されたデ
ィジタル信号と前記ローパスフィルタにより低域ろ過さ
れたディジタル信号との差から求まる高域濾過されたデ
ィジタル信号に実時間たたみ込み処理を行なうための第
１のコンボルバと、前記第１のコンボルバから出力され
たディジタル信号を遅延するための第２の遅延器と、前
記低域ろ過されたディジタル信号を間引くことによりサ
ンプリング周波数を低くするためのダウンサンプリング
部と、前記ダウンサンプリング部から出力されたディジ
タル信号に実時間たたみ込み処理を行なうための第２の
コンボルバと、前記第２の遅延器から出力されたディジ
タル信号をアナログ信号に変換するための第１のディジ
タルアナログ変換部と、前記第２のコンボルバから出力
されたディジタル信号をサンプリング周波数を落とした
状態でアナログ信号に変換するための第２のディジタル
アナログ変換部とを備え、振幅特性、位相特性ともに再
現可能なように帯域分割した入力信号の高域成分につい
てはアナログディジタル変換時のサンプリング周波数で
、低域成分については前記サンプリング周波数より低い
サンプリング周波数でそれぞれたたみ込み処理を行ない
、高域成分信号はそれぞれのたたみ込み処理に起因する
両成分信号の時間ずれ、あるいは高域成分低域成分両信
号再生用スピーカユニットの位置関係に起因する時間ず
れを補正するために遅延処理した、高域成分低域成分両
信号をディジタルアナログ変換することを特徴とする音
質調整装置。 - （２）ダウンサンプリング部によりサンプリング周波数
を低くした低域成分からなるディジタル信号を、さらに
ローパスフィルタと遅延器を用いて帯域分割したのち低
域成分についてはダウンサンプリング部コンボルバ、遅
延器、ディジタルアナログ変換部をもうけることをくり
返し、分割帯域を３帯域以上とすることを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の音質調整装置。 - （３）帯域分割されたディジタル信号にそれぞれ実時間
たたみ込み処理するための各コンボルバ及び時間ずれを
補正するための各遅延器をインターフェースを介してコ
ンピュータと接続し、前記コンピュータと接続された入
力装置より入力された目標特性を試聴用スピーカシステ
ムにて実現するために、前記コンピュータにてタップ係
数及び遅延量を計算した後、前記インターフェースを介
して前記各コンボルバ及び前記各遅延器に転送すること
により、リアルタイムにて目標特性を実現することを特
徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項記載の音質調
整装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8573385A JPS61244193A (ja) | 1985-04-22 | 1985-04-22 | 音質調整装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8573385A JPS61244193A (ja) | 1985-04-22 | 1985-04-22 | 音質調整装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61244193A true JPS61244193A (ja) | 1986-10-30 |
| JPH0553359B2 JPH0553359B2 (ja) | 1993-08-09 |
Family
ID=13867039
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8573385A Granted JPS61244193A (ja) | 1985-04-22 | 1985-04-22 | 音質調整装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61244193A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS647810A (en) * | 1987-06-30 | 1989-01-11 | Nippon Denki Home Electronics | Digital channel divider |
| JPH01144814A (ja) * | 1987-12-01 | 1989-06-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 音場再生装置 |
| JPH0279611A (ja) * | 1988-09-16 | 1990-03-20 | Canon Inc | カラー画像信号処理装置 |
| WO2001062041A1 (fr) * | 2000-02-18 | 2001-08-23 | Kenji Murata | Enceinte d'extremes-graves |
-
1985
- 1985-04-22 JP JP8573385A patent/JPS61244193A/ja active Granted
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS647810A (en) * | 1987-06-30 | 1989-01-11 | Nippon Denki Home Electronics | Digital channel divider |
| JPH01144814A (ja) * | 1987-12-01 | 1989-06-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 音場再生装置 |
| JPH0279611A (ja) * | 1988-09-16 | 1990-03-20 | Canon Inc | カラー画像信号処理装置 |
| WO2001062041A1 (fr) * | 2000-02-18 | 2001-08-23 | Kenji Murata | Enceinte d'extremes-graves |
| US6771784B2 (en) | 2000-02-18 | 2004-08-03 | Kenji Murata | Sub woofer system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0553359B2 (ja) | 1993-08-09 |
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