JPH03172004A - デジタル周波数変換装置 - Google Patents
デジタル周波数変換装置Info
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- JPH03172004A JPH03172004A JP31305289A JP31305289A JPH03172004A JP H03172004 A JPH03172004 A JP H03172004A JP 31305289 A JP31305289 A JP 31305289A JP 31305289 A JP31305289 A JP 31305289A JP H03172004 A JPH03172004 A JP H03172004A
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- sampling
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 85
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 27
- 238000001914 filtration Methods 0.000 abstract description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は、デジタル信号処理技術を用いた周波数変換装
置に関するものである。
置に関するものである。
従来のデジタル信号処理技術を用いての周波数変換装置
では、第１入力信号の周波数の標本化周波数と第２入力
信号の周波数の標本化周波数とは同じ周波数としていた
。
では、第１入力信号の周波数の標本化周波数と第２入力
信号の周波数の標本化周波数とは同じ周波数としていた
。
上述したような従来の技術では、第１入力信号および第
２入力信号に対してフィルタリング等の処理を行う場合
、これらの処理は実時間（リアルタイム）処理を行う必
要があるが、どちらかの入力信号の最高周波数が低い場
合でも、高い周波数の標本化周波数にあわせた高速のＡ
／Ｄ変換器が要求されるため高価になるという問題があ
る。 更に、この場合、入力信号に対しフィルタリングを行う
と、標本化周波数に比較して遮断周波数が相当に低くな
り、演算誤差が大きくなるという問題がある。 また、デジタル化した信号から原信号を完全に再現する
ためには、ナイキストの標本化定理を満足すればよいが
、必要以上に高い標本化周波数で標本化した場合には、
無駄な標本値を扱わなければならないので、非効率的で
あるという問題がある。 いま、第１入力信号の周波数ｆｖに対し、ナイキストの
標本化定理を満足する標本化周波数Ｆｓによって第ｌ入
力信号を標本化し、第２入力信号の周波数ｆｃに対し、
ナイキストの標本化定理を満足する標本化周波数ｆｓに
よって第２入力信号を標本化するとき、ｆｖ＜ｆｃであ
れば、当然ＦＢ＜ｆｓとできる。 即ち、第１入力信号の標本化周波数Ｆｓは従来であれば
、第２入力信号の最高周波数に対してナイキストの標本
化定理を満足する標本化周波数ｆＳとしなければいけな
いのに対して、より低い周波数のＦｓで十分である。 第２図（ａ），第２図（ｂ）に示した周波数変換装置に
おいて、ｆｃを第２入力信号の周波数，Ｆｓを第２入力
信号の標本化周波数，ｆｖを第１入力信号の周波数，ｆ
ｓを第１入力信号の標本化周波数とすれば、第１入力信
号および第２入力信号のスペクトルはそれぞれ第３図（
ａ），第３図（ｂ）に示すようになる。そして、周波数
変換後のスペクトルは第４図に示すようになる。 上記第３図，第４図により、第２入力信号の標本化周波
数と異なる標本化周波数で第１入力信号の標本化を行っ
ても第１入力信号の情報は保存されることは明らかであ
る。 本発明にかかるデジタル周波数変換装置は、以上の点と
、周波数変換装置に人力され゛る二つの信号の周波数が
大きく異なる場合に着目して、Ａ／Ｄコンバータや処理
装置のコストを抑えると共に、周波数変換装置に対する
フィルタリング等の処理を軽減させることを目的として
発明されたものである。
２入力信号に対してフィルタリング等の処理を行う場合
、これらの処理は実時間（リアルタイム）処理を行う必
要があるが、どちらかの入力信号の最高周波数が低い場
合でも、高い周波数の標本化周波数にあわせた高速のＡ
／Ｄ変換器が要求されるため高価になるという問題があ
る。 更に、この場合、入力信号に対しフィルタリングを行う
と、標本化周波数に比較して遮断周波数が相当に低くな
り、演算誤差が大きくなるという問題がある。 また、デジタル化した信号から原信号を完全に再現する
ためには、ナイキストの標本化定理を満足すればよいが
、必要以上に高い標本化周波数で標本化した場合には、
無駄な標本値を扱わなければならないので、非効率的で
あるという問題がある。 いま、第１入力信号の周波数ｆｖに対し、ナイキストの
標本化定理を満足する標本化周波数Ｆｓによって第ｌ入
力信号を標本化し、第２入力信号の周波数ｆｃに対し、
ナイキストの標本化定理を満足する標本化周波数ｆｓに
よって第２入力信号を標本化するとき、ｆｖ＜ｆｃであ
れば、当然ＦＢ＜ｆｓとできる。 即ち、第１入力信号の標本化周波数Ｆｓは従来であれば
、第２入力信号の最高周波数に対してナイキストの標本
化定理を満足する標本化周波数ｆＳとしなければいけな
いのに対して、より低い周波数のＦｓで十分である。 第２図（ａ），第２図（ｂ）に示した周波数変換装置に
おいて、ｆｃを第２入力信号の周波数，Ｆｓを第２入力
信号の標本化周波数，ｆｖを第１入力信号の周波数，ｆ
ｓを第１入力信号の標本化周波数とすれば、第１入力信
号および第２入力信号のスペクトルはそれぞれ第３図（
ａ），第３図（ｂ）に示すようになる。そして、周波数
変換後のスペクトルは第４図に示すようになる。 上記第３図，第４図により、第２入力信号の標本化周波
数と異なる標本化周波数で第１入力信号の標本化を行っ
ても第１入力信号の情報は保存されることは明らかであ
る。 本発明にかかるデジタル周波数変換装置は、以上の点と
、周波数変換装置に人力され゛る二つの信号の周波数が
大きく異なる場合に着目して、Ａ／Ｄコンバータや処理
装置のコストを抑えると共に、周波数変換装置に対する
フィルタリング等の処理を軽減させることを目的として
発明されたものである。
本発明にかかるデジタル周波数変換装置においては、第
１入力信号を標本化する第１標本化手段と、第２入力信
号を前記第１入力信号の標本化周波数とは異なる標本化
周波数で標本化する第２標本化手段と、標本化された第
１入力信号と第２入力信号とを混合する混合手段と、混
合された信号をアナログ信号へ変換するアナログ変換手
段とを備えるという手段を講じた。 即ち、第２図（ａ）に示すように、第１入力信号として
のアナログ信号（周波数ｆｖ）を第１標本化周波数Ｆｓ
で標本化してデジタル信号として出力する第１標本化手
段１０１と、第２入力信号（周波数ｆｃ）を第２標本化
周波数ｆｓにて標本化してデジタル信号として出力する
第２標本化手段１０２と、前記標本化された二つのデジ
タル信号を混合する混合手段１０３と、混合手段１０３
から出力される混合信号をアナログ信号へ変換するアナ
ログ変換手段１０６とを備え、前記第１標本化周波数Ｆ
ｓと前記第２標本化周波数ｆｓとを異なる周波数とする
のである。 また、第２図（ｂ）に示すように、前記第１標本化手段
１０１を、入力されたアナログ信号を前記第１標本化周
波数Ｆｓにてデジタル信号へ変換するデジタル変換手段
１０４と、前記デジタル信号を演算処理してデジタル信
号として出力する演算処理手段１０５とから構威しても
同様である。
１入力信号を標本化する第１標本化手段と、第２入力信
号を前記第１入力信号の標本化周波数とは異なる標本化
周波数で標本化する第２標本化手段と、標本化された第
１入力信号と第２入力信号とを混合する混合手段と、混
合された信号をアナログ信号へ変換するアナログ変換手
段とを備えるという手段を講じた。 即ち、第２図（ａ）に示すように、第１入力信号として
のアナログ信号（周波数ｆｖ）を第１標本化周波数Ｆｓ
で標本化してデジタル信号として出力する第１標本化手
段１０１と、第２入力信号（周波数ｆｃ）を第２標本化
周波数ｆｓにて標本化してデジタル信号として出力する
第２標本化手段１０２と、前記標本化された二つのデジ
タル信号を混合する混合手段１０３と、混合手段１０３
から出力される混合信号をアナログ信号へ変換するアナ
ログ変換手段１０６とを備え、前記第１標本化周波数Ｆ
ｓと前記第２標本化周波数ｆｓとを異なる周波数とする
のである。 また、第２図（ｂ）に示すように、前記第１標本化手段
１０１を、入力されたアナログ信号を前記第１標本化周
波数Ｆｓにてデジタル信号へ変換するデジタル変換手段
１０４と、前記デジタル信号を演算処理してデジタル信
号として出力する演算処理手段１０５とから構威しても
同様である。
本発明にかかるデジタル周波数変換装置では、第１入力
信号の周波数を第２入力信号の周波数で周波数変換する
デジタル周波数変換装置において、第１入力信号の標本
化周波数と第２入力信号の標本化周波数を異なる周波数
としても、周波数変換された信号に第１入力信号の情報
は保存されることから、第１入力信号の標本化周波数を
第２入力信号の標本化周波数ほど高い周波数とする必要
ななくなる。 即ち、第２図（ａ）に示すように、第１入力信号として
のアナログ信号（周波数ｆｖ）を第１標本化周波数Ｆｓ
で標本化してデジタル信号として出力する第１標本化手
段１０１と、第２入力信号（周波数ｆｃ）を第２標本化
周波数ｆｓにて標本化してデジタル信号として出力する
第２標本化手段ｌ０２と、前記標本化された二つのデジ
タル信号を混合する混合手段１０３と、混合手段１０３
から出力される混合信号をアナログ信号へ変換するアナ
ログ変換手段１０６とからデジタル周波数変換装置を構
成し、第１入力信号の最高周波数に対し、ナイキストの
標本化定理を満足する標本化周波数Ｆｓによって第１入
力信号を標本化し、第２入力信号の最高周波数に対し、
ナイキストの標本化定理を満足する標本化周波数ｆｓに
よって第２入力信号を標本化するとき、ｆｖ＜ｆｃであ
れば、当然Ｆｓ＜ｆｓとできる。 即ち、第１入力信号の標本化周波数Ｆｓは従来であれば
、第２入力信号の最高周波数に対してナイキストの標本
化定理を満足する標本化周波数ｆＳとしなければいけな
いのに対して、より低い周波数Ｆｓで十分となるのであ
る。 また、第２図（ｂ）に示すように、前記第１標本化手段
１０１を、入力されたアナログ信号を第ｌ標本化周波数
にてデジタル信号へ変換するデジタル変換手段１０４と
、前記デジタル信号を演算処理してデジタル信号として
出力する演算処理手段ｌ０５とから構成しても同様であ
る。 上記において、第４図に示すように、第２入力信号の周
波数ｆｃからｆｓ離れたところに第１入力信号の標本化
により追加された折り返し歪が存在するようになる。 この第１入力信号の標本化による折り返し歪はアナログ
変換手段１０６の後段に接続する補間フィルタの特性を
、第５図に示すように第ｌ入力信号の最高周波数を通過
させるだけの帯域幅を持ち、且つ、折り返し歪を許容で
きるレベルまで減衰させることができる特性とすれば良
い。 このようにして、本発明にかかるデジタル周波数変換変
調装置によれば、第１入力信号の標本化周波数と第２入
力信号の標本化周波数とを異なる周波数に設定しても高
精度の周波数変換ができるので、第１入力信号の標本化
周波数は、第２入力信号の標本化周波数ほど高い周波数
とする必要はなくなり、従来より低い周波数とすること
ができるのである。
信号の周波数を第２入力信号の周波数で周波数変換する
デジタル周波数変換装置において、第１入力信号の標本
化周波数と第２入力信号の標本化周波数を異なる周波数
としても、周波数変換された信号に第１入力信号の情報
は保存されることから、第１入力信号の標本化周波数を
第２入力信号の標本化周波数ほど高い周波数とする必要
ななくなる。 即ち、第２図（ａ）に示すように、第１入力信号として
のアナログ信号（周波数ｆｖ）を第１標本化周波数Ｆｓ
で標本化してデジタル信号として出力する第１標本化手
段１０１と、第２入力信号（周波数ｆｃ）を第２標本化
周波数ｆｓにて標本化してデジタル信号として出力する
第２標本化手段ｌ０２と、前記標本化された二つのデジ
タル信号を混合する混合手段１０３と、混合手段１０３
から出力される混合信号をアナログ信号へ変換するアナ
ログ変換手段１０６とからデジタル周波数変換装置を構
成し、第１入力信号の最高周波数に対し、ナイキストの
標本化定理を満足する標本化周波数Ｆｓによって第１入
力信号を標本化し、第２入力信号の最高周波数に対し、
ナイキストの標本化定理を満足する標本化周波数ｆｓに
よって第２入力信号を標本化するとき、ｆｖ＜ｆｃであ
れば、当然Ｆｓ＜ｆｓとできる。 即ち、第１入力信号の標本化周波数Ｆｓは従来であれば
、第２入力信号の最高周波数に対してナイキストの標本
化定理を満足する標本化周波数ｆＳとしなければいけな
いのに対して、より低い周波数Ｆｓで十分となるのであ
る。 また、第２図（ｂ）に示すように、前記第１標本化手段
１０１を、入力されたアナログ信号を第ｌ標本化周波数
にてデジタル信号へ変換するデジタル変換手段１０４と
、前記デジタル信号を演算処理してデジタル信号として
出力する演算処理手段ｌ０５とから構成しても同様であ
る。 上記において、第４図に示すように、第２入力信号の周
波数ｆｃからｆｓ離れたところに第１入力信号の標本化
により追加された折り返し歪が存在するようになる。 この第１入力信号の標本化による折り返し歪はアナログ
変換手段１０６の後段に接続する補間フィルタの特性を
、第５図に示すように第ｌ入力信号の最高周波数を通過
させるだけの帯域幅を持ち、且つ、折り返し歪を許容で
きるレベルまで減衰させることができる特性とすれば良
い。 このようにして、本発明にかかるデジタル周波数変換変
調装置によれば、第１入力信号の標本化周波数と第２入
力信号の標本化周波数とを異なる周波数に設定しても高
精度の周波数変換ができるので、第１入力信号の標本化
周波数は、第２入力信号の標本化周波数ほど高い周波数
とする必要はなくなり、従来より低い周波数とすること
ができるのである。
以下に、本発明にかかるデジタル周波数変換装置の好適
な実施例を図面に基づいて詳細に説明する。 第１図は本発明にかかるデジタル周波数変換装置の実施
例のブロック図である。 第Ｉ図において、 Ｘは第１入力信号としての変調信号、１は増幅器、２は
アンチェイリアシングフィルタ、３はＡ／Ｄコンバータ
、４は平衡変調器、５はデジタルＳＳＢフィルタ、６は
ミキサー、７はＤ／Ａコンハータ、８は帯域通過型補間
フィルタ、９は標本化周波数をＣｆ ｓ）としたＳＳＢ
キャリア発生回路、ＩＯは第２入力信号としての標本化
周波数を〔ＦＳ〕としたヘテロダインキャリアを出力す
るヘテロダインキャリア発生回路、ｙは変換出力信号で
ある。但しｆｓ＜Ｆｓ０ この実施例のように平衡変調の場合には、帯域通過化型
補間フィルタ８の特性を第５図に示すように、変調信号
の最高周波数を通過させるだけの帯域幅を持ち、且つ、
折り返し歪を許容できるレベルまで減衰させることがで
きる特性を持ったフィルタにするか、或いは、Ｄ／Ａコ
ンバータ７の後段に接続する補間フィルタに低域通過型
補間フィルタと高城通過フィルタを直列接続し第５図と
同等の特性を得ることによって簡単に除去することがで
きる。 この実施例のデジタル周波数変換装置によれば、ヘテロ
ダインキャリア発生回路１０の標本化周波数Ｆｓと、Ｓ
ＳＢキャリア発生回路９の標本化周波数ｆｓとを同一に
する必要がなくなる。 このため、周波数の低い方の入力信号である変調信号Ｘ
を標本化，量子化するＡ／Ｄコンバータ３には比較的安
価な、例えば一般的に普及している１２ビットから１６
ビットの高分解能と優れた直線性を持ったＰＣＭオーデ
ィオ用のＡ／Ｄコンバータが使用できるようになる。そ
して、周波数変換の過程においてフィルタリング等の処
理を行うデジタルシグナルプロセッサにはＣ−ＭＯＳプ
ロセスを採用した低消費電力で汎用あるいはＰＣＭオー
ディオ用の比較的安価なデジタルシグナルプロセッサが
使用できるようになる。これらのデジタルシグナルプロ
セッサはＩ６ビットＸｌ６ビット以上の乗算器を備えて
いるため高精度演算が可能である。 また、周波数の低い方の入力信号である変調信号Ｘを適
切な標本化周波数で標本化できるから、従来の技術のよ
うに、遮断周波数は標本化周波数に比較し相当に低くは
ならない。 これにより、デジタルフィルタの特性が劣化しにくいと
いう利点がある。 これらの理由により、従来アナログで構成していた周波
数変換におけるフィルタリング等の処理を、比較的安価
なデジタル信号回路に置換できるようになる。このため
、品質の均一性が高く経時変化のより少ない、より高品
質，高品位な周波数変換を比較的安価な装置で行うこと
ができるという効果が得られるのである。
な実施例を図面に基づいて詳細に説明する。 第１図は本発明にかかるデジタル周波数変換装置の実施
例のブロック図である。 第Ｉ図において、 Ｘは第１入力信号としての変調信号、１は増幅器、２は
アンチェイリアシングフィルタ、３はＡ／Ｄコンバータ
、４は平衡変調器、５はデジタルＳＳＢフィルタ、６は
ミキサー、７はＤ／Ａコンハータ、８は帯域通過型補間
フィルタ、９は標本化周波数をＣｆ ｓ）としたＳＳＢ
キャリア発生回路、ＩＯは第２入力信号としての標本化
周波数を〔ＦＳ〕としたヘテロダインキャリアを出力す
るヘテロダインキャリア発生回路、ｙは変換出力信号で
ある。但しｆｓ＜Ｆｓ０ この実施例のように平衡変調の場合には、帯域通過化型
補間フィルタ８の特性を第５図に示すように、変調信号
の最高周波数を通過させるだけの帯域幅を持ち、且つ、
折り返し歪を許容できるレベルまで減衰させることがで
きる特性を持ったフィルタにするか、或いは、Ｄ／Ａコ
ンバータ７の後段に接続する補間フィルタに低域通過型
補間フィルタと高城通過フィルタを直列接続し第５図と
同等の特性を得ることによって簡単に除去することがで
きる。 この実施例のデジタル周波数変換装置によれば、ヘテロ
ダインキャリア発生回路１０の標本化周波数Ｆｓと、Ｓ
ＳＢキャリア発生回路９の標本化周波数ｆｓとを同一に
する必要がなくなる。 このため、周波数の低い方の入力信号である変調信号Ｘ
を標本化，量子化するＡ／Ｄコンバータ３には比較的安
価な、例えば一般的に普及している１２ビットから１６
ビットの高分解能と優れた直線性を持ったＰＣＭオーデ
ィオ用のＡ／Ｄコンバータが使用できるようになる。そ
して、周波数変換の過程においてフィルタリング等の処
理を行うデジタルシグナルプロセッサにはＣ−ＭＯＳプ
ロセスを採用した低消費電力で汎用あるいはＰＣＭオー
ディオ用の比較的安価なデジタルシグナルプロセッサが
使用できるようになる。これらのデジタルシグナルプロ
セッサはＩ６ビットＸｌ６ビット以上の乗算器を備えて
いるため高精度演算が可能である。 また、周波数の低い方の入力信号である変調信号Ｘを適
切な標本化周波数で標本化できるから、従来の技術のよ
うに、遮断周波数は標本化周波数に比較し相当に低くは
ならない。 これにより、デジタルフィルタの特性が劣化しにくいと
いう利点がある。 これらの理由により、従来アナログで構成していた周波
数変換におけるフィルタリング等の処理を、比較的安価
なデジタル信号回路に置換できるようになる。このため
、品質の均一性が高く経時変化のより少ない、より高品
質，高品位な周波数変換を比較的安価な装置で行うこと
ができるという効果が得られるのである。
本発明によれば、周波数変換装置において、第１入力信
号の標本化周波数と第２入力信号の標本化周波数とを同
一にする必要がなくなるので、周波数の低い方の入力信
号を標本化，量子化するＡ／Ｄ変換器には比較的安価な
、例えば一般的に普及している１２ビットから１６ビッ
トの高分解能と優れた直線性を持ったＰＣＭオーディオ
用のＡ／Ｄ変換器が使用できるようになる。そして、周
波数変化の過程においてフィルタリング等の処理を行う
デジタルシグナルプロセッサにはＣ −ＭＯＳプロセス
を採用した低消費電力で汎用あるいはＰＣＭオーディオ
用の比較的安価なデジタルシグナルプロセッサが使用で
きるようになる。これらのデジタルシグナルプロセッサ
はｌ６ビット×１６ビット以上の乗算器を備えているた
め高精度演算が可能である。 そして、周波数の低い方の入力信号を適切な標本化周波
数で標本化できることから、従来の技術のように遮断周
波数は標本化周波数に比較し相当に低くはならない。 これにより、デジタルフィルタの特性が劣化しにくいと
いう利点がある。 これらの理由により、従来アナログで構成していた、周
波数変換におけるフィルタリング等の処理をデジタル信
号処理回路に置換できるようになる。このため、品質の
均一性が高く経時変化のより少ない、より高品質，高品
位な周波数変換を比較的安価な装置で行うことができる
。
号の標本化周波数と第２入力信号の標本化周波数とを同
一にする必要がなくなるので、周波数の低い方の入力信
号を標本化，量子化するＡ／Ｄ変換器には比較的安価な
、例えば一般的に普及している１２ビットから１６ビッ
トの高分解能と優れた直線性を持ったＰＣＭオーディオ
用のＡ／Ｄ変換器が使用できるようになる。そして、周
波数変化の過程においてフィルタリング等の処理を行う
デジタルシグナルプロセッサにはＣ −ＭＯＳプロセス
を採用した低消費電力で汎用あるいはＰＣＭオーディオ
用の比較的安価なデジタルシグナルプロセッサが使用で
きるようになる。これらのデジタルシグナルプロセッサ
はｌ６ビット×１６ビット以上の乗算器を備えているた
め高精度演算が可能である。 そして、周波数の低い方の入力信号を適切な標本化周波
数で標本化できることから、従来の技術のように遮断周
波数は標本化周波数に比較し相当に低くはならない。 これにより、デジタルフィルタの特性が劣化しにくいと
いう利点がある。 これらの理由により、従来アナログで構成していた、周
波数変換におけるフィルタリング等の処理をデジタル信
号処理回路に置換できるようになる。このため、品質の
均一性が高く経時変化のより少ない、より高品質，高品
位な周波数変換を比較的安価な装置で行うことができる
。
第１図は本発明にかかるデジタル周波数変換装の実施例
のブロック図、第２図（ａ），第２図（ｂ）は本発明に
かかるデジタル変調装置の基本構成を説明するブロック
図、第３図（ａ）は第１入力信号の周波数スペクトル図
、第３図（ｂ）は第２入力信号の周波数スペクトル図、
第４図は出力信号の周波数スペクトル図、第５図は実施
例の補間フィルタの特性である。 ３・・・Ａ／Ｄコンバーター（デジタル変換手段）、６
・・・ミキサー（混合手段）、７・・・Ｄ／Ａコンバー
ター（アナログ変換手段）、１０・・・ヘテロダイン用
キャリア一発生部（第２標本化手段）、１１・・・変調
部（第１標本化手段）、ｆｓ・・・変調部（第１標本化
手段）の標本化周波数、Ｆｓ・・・ヘテロダイン用キャ
リア一発生部 （第２標本化手段） の標本 化周波数。
のブロック図、第２図（ａ），第２図（ｂ）は本発明に
かかるデジタル変調装置の基本構成を説明するブロック
図、第３図（ａ）は第１入力信号の周波数スペクトル図
、第３図（ｂ）は第２入力信号の周波数スペクトル図、
第４図は出力信号の周波数スペクトル図、第５図は実施
例の補間フィルタの特性である。 ３・・・Ａ／Ｄコンバーター（デジタル変換手段）、６
・・・ミキサー（混合手段）、７・・・Ｄ／Ａコンバー
ター（アナログ変換手段）、１０・・・ヘテロダイン用
キャリア一発生部（第２標本化手段）、１１・・・変調
部（第１標本化手段）、ｆｓ・・・変調部（第１標本化
手段）の標本化周波数、Ｆｓ・・・ヘテロダイン用キャ
リア一発生部 （第２標本化手段） の標本 化周波数。
Claims (1)
- （１）第１入力信号を第２入力信号によってデジタル処
理により周波数変換するデジタル周波数変換装置におい
て、 前記第１入力信号を標本化する第１標本化手段と、 前記第２入力信号を前記第１入力信号の標本化周波数と
は異なる標本化周波数で標本化する第２標本化手段と、 標本化された第１入力信号と第２入力信号とを混合する
混合手段と、 混合された信号をアナログ信号へ変換するアナログ変換
手段とを備えたことを特徴とするデジタル周波数変換装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31305289A JP3185143B2 (ja) | 1989-11-30 | 1989-11-30 | デジタル周波数変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31305289A JP3185143B2 (ja) | 1989-11-30 | 1989-11-30 | デジタル周波数変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03172004A true JPH03172004A (ja) | 1991-07-25 |
| JP3185143B2 JP3185143B2 (ja) | 2001-07-09 |
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| JP (1) | JP3185143B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002344554A (ja) * | 2001-04-16 | 2002-11-29 | Samsung Electronics Co Ltd | ディジタルアップコンバータ |
-
1989
- 1989-11-30 JP JP31305289A patent/JP3185143B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002344554A (ja) * | 2001-04-16 | 2002-11-29 | Samsung Electronics Co Ltd | ディジタルアップコンバータ |
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| Publication number | Publication date |
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| JP3185143B2 (ja) | 2001-07-09 |
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