JPS61278281A - 1以上の周波数変調されたオ−デイオ信号をフイルタおよび復調する装置 - Google Patents
1以上の周波数変調されたオ−デイオ信号をフイルタおよび復調する装置Info
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- JPS61278281A JPS61278281A JP61125954A JP12595486A JPS61278281A JP S61278281 A JPS61278281 A JP S61278281A JP 61125954 A JP61125954 A JP 61125954A JP 12595486 A JP12595486 A JP 12595486A JP S61278281 A JPS61278281 A JP S61278281A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/60—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards for the sound signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野コ
この発明は、復調器の出力がビデオ信号をアナログから
ディジタルに変換するA/D変換器の入力に接続されて
いるようなテレビジョン受像器に使用され、テレビジョ
ン受像器の入力信号内に含まれる少なくとも1つの周波
数変調されたオーディオ信号をフィルタおよび復調する
装置に関する。
ディジタルに変換するA/D変換器の入力に接続されて
いるようなテレビジョン受像器に使用され、テレビジョ
ン受像器の入力信号内に含まれる少なくとも1つの周波
数変調されたオーディオ信号をフィルタおよび復調する
装置に関する。
(従来の技術)
定期刊行物(” E 1ectronics” 、19
81年8月11日号、97頁乃至103頁)には、中間
周波数を復調するサブ回路に後続して、オーディオ信号
と複合ビデオ信号をそれぞれ変換および処理する2つの
ディジタルサブ回路が設けられたテレビジョン受像器が
記載されている。上記復調器は、第1のA/D変換器の
入力に接続されたオーディオ信号出力と、複合ビデオ信
号だけを出力するビデオ信号出力とを有している。この
ビデオ信号出力は、複合ビデオ信号に適合する高速、す
なわち約18MHzの速度で標本化を行なう第2のA/
D変換器の入力に接続されている。このような高速A/
D変換器は市販されており入手可能である。
81年8月11日号、97頁乃至103頁)には、中間
周波数を復調するサブ回路に後続して、オーディオ信号
と複合ビデオ信号をそれぞれ変換および処理する2つの
ディジタルサブ回路が設けられたテレビジョン受像器が
記載されている。上記復調器は、第1のA/D変換器の
入力に接続されたオーディオ信号出力と、複合ビデオ信
号だけを出力するビデオ信号出力とを有している。この
ビデオ信号出力は、複合ビデオ信号に適合する高速、す
なわち約18MHzの速度で標本化を行なう第2のA/
D変換器の入力に接続されている。このような高速A/
D変換器は市販されており入手可能である。
従来のテレビジョン受像器の入力には、少なくとも1つ
の周波数変調されたオーディオ信号が供給される。また
例えば、ステレオ伝送の場合には2つの周波数変調され
たオーディオ信号が供給される。この増幅された入力信
号を復調およびフィルタして、オーディオ信号だけから
成る第1の信号と、ビデオ信号だけから成る第2の信号
とを得る必要がある。また、従来のテレビジョン受像器
は、A/D変換を行なう舶にアナログフィルタを使用し
ている。したがって、オーディオチャンネルと複合ビデ
オチャンネルとの分割はA/D変換の前に行われた。
の周波数変調されたオーディオ信号が供給される。また
例えば、ステレオ伝送の場合には2つの周波数変調され
たオーディオ信号が供給される。この増幅された入力信
号を復調およびフィルタして、オーディオ信号だけから
成る第1の信号と、ビデオ信号だけから成る第2の信号
とを得る必要がある。また、従来のテレビジョン受像器
は、A/D変換を行なう舶にアナログフィルタを使用し
ている。したがって、オーディオチャンネルと複合ビデ
オチャンネルとの分割はA/D変換の前に行われた。
このように、従来の回路においては、復調器内にアナロ
グフィルタと2つの異なったA/D変換器を備える必要
があるため、その゛製造価格は比較的高いものであった
。
グフィルタと2つの異なったA/D変換器を備える必要
があるため、その゛製造価格は比較的高いものであった
。
[発明が解決しようとする問題点コ
この発明の目的は、必要なA/D変換器の数を1つにし
て、モノリシックに集積可能な装置を提供しようとする
ものである。
て、モノリシックに集積可能な装置を提供しようとする
ものである。
[問題点を解決するための手段]
この発明にあっては、オーディオ信号も含んでいるテレ
ビジョン受像器の増幅された入力信号を、従来ではビデ
オ信号をアナログからディジタルに変換するためにだけ
使用していたA/D変換器に入力し、その後ディジタル
フィルタを用いて複合ビデオ信号からオーディオ信号を
分離するようにしたものであって、この発明によれば、
従来の回路において必要であったアナログフィルタを復
調器内に備える必要がなくなる。
ビジョン受像器の増幅された入力信号を、従来ではビデ
オ信号をアナログからディジタルに変換するためにだけ
使用していたA/D変換器に入力し、その後ディジタル
フィルタを用いて複合ビデオ信号からオーディオ信号を
分離するようにしたものであって、この発明によれば、
従来の回路において必要であったアナログフィルタを復
調器内に備える必要がなくなる。
[発明の実施例]
第1図に示す装置の入力Eは、ビデオ信号をアナログか
らディジタルに変換するA/D変換器ADCの入力でも
あって、この人力Eには、テレビ受像器からの復調およ
び増幅された入力信号が供給される。この信号は、テレ
ビ受像器の復調器の出力から送られるものである。した
がってこの入力Eにおける信号は、複合ビデオ信号と周
波数変調された1つのオーディオ信号とを含んでいる。
らディジタルに変換するA/D変換器ADCの入力でも
あって、この人力Eには、テレビ受像器からの復調およ
び増幅された入力信号が供給される。この信号は、テレ
ビ受像器の復調器の出力から送られるものである。した
がってこの入力Eにおける信号は、複合ビデオ信号と周
波数変調された1つのオーディオ信号とを含んでいる。
また、それがステレオ信号の場合には、2つのオーディ
オ信号を含むことになる。A/D変換器ADCには、モ
ノリシックに集積化され市販されている変換器UVC3
iooのA/D変換部を使用することが可能である。こ
の変換器UVC5100は、定期刊行物(” E 1e
ktonik” 、1985年4月4日号、98頁乃至
100頁)に記載されている。
オ信号を含むことになる。A/D変換器ADCには、モ
ノリシックに集積化され市販されている変換器UVC3
iooのA/D変換部を使用することが可能である。こ
の変換器UVC5100は、定期刊行物(” E 1e
ktonik” 、1985年4月4日号、98頁乃至
100頁)に記載されている。
A/D変換器△D 、Cの出力信号は、ディジタル帯域
通過型フィルタ部BP1の入力に供給される。
通過型フィルタ部BP1の入力に供給される。
この帯域通過型フィルタ部BP1は、第2図に示すよう
に構成することができる。この構成例においては、ディ
ジタル帯域通過型フィルタ部BP1は2つのディジタル
フィルタF1およびF2を備えており、これらのディジ
タルフィルタF1とF2との間にはデシメイション部D
Z1が挿入されている。このデシメイション部[)Zl
はクロック周波数の1/2の速度で動作するものである
。
に構成することができる。この構成例においては、ディ
ジタル帯域通過型フィルタ部BP1は2つのディジタル
フィルタF1およびF2を備えており、これらのディジ
タルフィルタF1とF2との間にはデシメイション部D
Z1が挿入されている。このデシメイション部[)Zl
はクロック周波数の1/2の速度で動作するものである
。
このようなデシメイション部によるディジタル信号のデ
シメイションは、学会誌(P roceed t ng
sofIEEE”’、第69巻、No、3(1981年
3月)、300頁乃至331頁)に記載されている。
シメイションは、学会誌(P roceed t ng
sofIEEE”’、第69巻、No、3(1981年
3月)、300頁乃至331頁)に記載されている。
ディジタルフィルタF1およびF2を表わす枠の中には
、複素変数lの関数として与えられるこれらのフィルタ
の伝達関数が示されている。良く知られているように2
は、 z=exp(iΩ〉 である。またここで、 Ω=f/ft ft=クロック周波数 である。
、複素変数lの関数として与えられるこれらのフィルタ
の伝達関数が示されている。良く知られているように2
は、 z=exp(iΩ〉 である。またここで、 Ω=f/ft ft=クロック周波数 である。
この実施例においては、これらの関数は次のように与え
られる。
られる。
fl (z)−(1−z−L)’ −(1+z’
)2・ (1+z4) ・ (1−2う)f2 (
z)−f3 (z) −(1−z’ )’ −(1+z’ )2f4 (Z
)−f5 (Z) −(1+z−to)・(1−z−12)・(1+z−1
4)・(1+24>’3f6 (z)= (1+z’
)’ ・(1+z’ )3・ (1+z “1
) 3 これらの伝達関数は、ディジタルフィルタ(第6図参照
)を設計する際の土台となるものである。。
)2・ (1+z4) ・ (1−2う)f2 (
z)−f3 (z) −(1−z’ )’ −(1+z’ )2f4 (Z
)−f5 (Z) −(1+z−to)・(1−z−12)・(1+z−1
4)・(1+24>’3f6 (z)= (1+z’
)’ ・(1+z’ )3・ (1+z “1
) 3 これらの伝達関数は、ディジタルフィルタ(第6図参照
)を設計する際の土台となるものである。。
標本化周波数は最大オーディオ周波数よりもかなり高く
、この実施例では、17.8MHzのPAL周波数に対
して標本化周波数が18MH2であるので、情報の損失
はない。しかしながら、帯域通過型フィルタ部BP1の
次段に設けられ、乗算器Mとディジタル正弦波発生器S
Gとを備えたミクサー部においては、第2図に示されて
いるように、操作を容易にするように9MHzに減少さ
れたクロック周波数で処理を行われるという特徴がある
。ディジタル正弦波発生器SGは、読出し専用メモリか
らの正弦波関数を実現するために必要な乗数を有した乗
算器Mと組合わせられて使用されるものであって、この
ようなディジタル正弦波発生器SGの設計は良く知られ
ているので、ここではその説明を省略する。
、この実施例では、17.8MHzのPAL周波数に対
して標本化周波数が18MH2であるので、情報の損失
はない。しかしながら、帯域通過型フィルタ部BP1の
次段に設けられ、乗算器Mとディジタル正弦波発生器S
Gとを備えたミクサー部においては、第2図に示されて
いるように、操作を容易にするように9MHzに減少さ
れたクロック周波数で処理を行われるという特徴がある
。ディジタル正弦波発生器SGは、読出し専用メモリか
らの正弦波関数を実現するために必要な乗数を有した乗
算器Mと組合わせられて使用されるものであって、この
ようなディジタル正弦波発生器SGの設計は良く知られ
ているので、ここではその説明を省略する。
ミクサー部の前段でのクロック周波数の減少により、こ
の実施例においては次のような特徴が得られる。すなわ
ち、ディジタル正弦波発生器SGが18M)−1zの速
度において2つの周波数間で切換られることである。こ
の結果、周波数変調された第1のオーディオ信号すなわ
ち5.5MHzの第1の信号だけでなく、周波数変調さ
れた第2のオーディオ信号すなわち5.74MHzの第
2の信号も処理することができる。
の実施例においては次のような特徴が得られる。すなわ
ち、ディジタル正弦波発生器SGが18M)−1zの速
度において2つの周波数間で切換られることである。こ
の結果、周波数変調された第1のオーディオ信号すなわ
ち5.5MHzの第1の信号だけでなく、周波数変調さ
れた第2のオーディオ信号すなわち5.74MHzの第
2の信号も処理することができる。
ミクサー部の出力は、第2のディジタル帯域通過型フィ
ルタ部BP2の入力に接続されている。
ルタ部BP2の入力に接続されている。
この第2のディジタル帯域通過型フィルタ部BP2には
、少なくとも1つのデシメイション部が設けられている
。第1図の回路おいて、第2のディジタル帯域通過型フ
ィルタ部BP2の次段には、ディジタル周波数復調部O
Fが接続されている。第3図に示す実施例において、第
2のディジタル帯域通過型フィルタ部BP2は、直列接
続された3つのディジタルフィルタF3、F4およびF
5と、これらのディジタルフィルタ間に挿入された2つ
のデシメイション部Dz2およびDZ3とから構成され
ている。これらのデシメイション部Dz2およびDz3
の分周係数は、それぞれ2および3である。したがって
、第3図に示すように、第2のディジタル帯域通過型フ
ィルタ部BP2の出力でのクロック周波数は、1.5M
H2どなる。
、少なくとも1つのデシメイション部が設けられている
。第1図の回路おいて、第2のディジタル帯域通過型フ
ィルタ部BP2の次段には、ディジタル周波数復調部O
Fが接続されている。第3図に示す実施例において、第
2のディジタル帯域通過型フィルタ部BP2は、直列接
続された3つのディジタルフィルタF3、F4およびF
5と、これらのディジタルフィルタ間に挿入された2つ
のデシメイション部Dz2およびDZ3とから構成され
ている。これらのデシメイション部Dz2およびDz3
の分周係数は、それぞれ2および3である。したがって
、第3図に示すように、第2のディジタル帯域通過型フ
ィルタ部BP2の出力でのクロック周波数は、1.5M
H2どなる。
第1図において、第2のディジタル帯域通過型フィルタ
部BP2の出力は、周波数復調部OFの入力に接続され
ている。この周波数復調部DFの構成例を第4図に示す
。第4図において、周波数復調部DFは、ディジタル周
波数復調器FM(jとディジタルフィルタF6とから構
成されている。
部BP2の出力は、周波数復調部OFの入力に接続され
ている。この周波数復調部DFの構成例を第4図に示す
。第4図において、周波数復調部DFは、ディジタル周
波数復調器FM(jとディジタルフィルタF6とから構
成されている。
この発明による装置に使用することができるディジタル
周波数復調器は、DE−〇8 3138464に記載さ
れている。
周波数復調器は、DE−〇8 3138464に記載さ
れている。
オーディオ信号が出力される出力Aの前段にはD/A変
換器DACが接続されており、このD/A変換器の入力
は周波数復調ステージDFの出力が接続されている。こ
のD/A変換は、集積化された変換器UVC5100の
D/A変換部で実行することができる。この変換器t、
IVc3100は、定期刊行物(” E 1ektro
nik 1985年4月4日号、98頁乃至100頁)
に記載されでいる。
換器DACが接続されており、このD/A変換器の入力
は周波数復調ステージDFの出力が接続されている。こ
のD/A変換は、集積化された変換器UVC5100の
D/A変換部で実行することができる。この変換器t、
IVc3100は、定期刊行物(” E 1ektro
nik 1985年4月4日号、98頁乃至100頁)
に記載されでいる。
第5図は、第2図乃至第4図に示した回路の回路ポイン
ト(A)乃至(M)における信号スペクトルの振幅対周
波数特性を示すものである。この発明による装置は、P
AL方式のテレビジョン受像器の周波数変調された2つ
のオーディオ信号の入力信号内に含まれる2チヤンネル
のオーディオ信号をフィルタおよび1!!調するのに特
に適したものである。この2つのオーディオ信号の搬送
周波数は、第5図(A)に示されているように、5.5
M1−IZと5゜74M)−1zである。第5図(B)
および(C)は、第2図の回路ポイント(B)と(C)
との間での信号のデシメイションを示すものである。デ
ィジタルフィルタF2の出力での周波数応答、およびミ
クサー部の後段のポイントEでの周波数応答を、第5図
(D)および(E)にそれぞれ示す。ディジタル正弦波
発生器SGは、18M1−IZの速度において2つの周
波数間で切換られる。この発明の実施例において、ミク
サー部よりも後の部分は、時分割多重で動作している。
ト(A)乃至(M)における信号スペクトルの振幅対周
波数特性を示すものである。この発明による装置は、P
AL方式のテレビジョン受像器の周波数変調された2つ
のオーディオ信号の入力信号内に含まれる2チヤンネル
のオーディオ信号をフィルタおよび1!!調するのに特
に適したものである。この2つのオーディオ信号の搬送
周波数は、第5図(A)に示されているように、5.5
M1−IZと5゜74M)−1zである。第5図(B)
および(C)は、第2図の回路ポイント(B)と(C)
との間での信号のデシメイションを示すものである。デ
ィジタルフィルタF2の出力での周波数応答、およびミ
クサー部の後段のポイントEでの周波数応答を、第5図
(D)および(E)にそれぞれ示す。ディジタル正弦波
発生器SGは、18M1−IZの速度において2つの周
波数間で切換られる。この発明の実施例において、ミク
サー部よりも後の部分は、時分割多重で動作している。
ディジタルフィルタF3の入力での周波数応答は第5図
(E)に示されている。ディジタルフィルタF3によっ
てフィルタされた後に、信号は、第5図(F)および(
G)に示すように、係数2でデシメイションされる。そ
して、この実施例においては4゜5MHzのクロック周
波数で動作するディジタルフィルタF4でフィルタが行
われた後に、さらに第5図(H)および(I)に示すよ
うな係数3のデシメイションが実行される。
(E)に示されている。ディジタルフィルタF3によっ
てフィルタされた後に、信号は、第5図(F)および(
G)に示すように、係数2でデシメイションされる。そ
して、この実施例においては4゜5MHzのクロック周
波数で動作するディジタルフィルタF4でフィルタが行
われた後に、さらに第5図(H)および(I)に示すよ
うな係数3のデシメイションが実行される。
第5図(K)は、ディジタルフィルタF5からのフィル
タ出力である1つのオーディオ信号搬送波を示すもので
ある。第5図(L)は、周波数復調器FMdおよびディ
ジタルフィルタF6の動作を示すものであり、ディジタ
ルフィルタF6の出力における周波数応答は第5図(M
)のようになる。
タ出力である1つのオーディオ信号搬送波を示すもので
ある。第5図(L)は、周波数復調器FMdおよびディ
ジタルフィルタF6の動作を示すものであり、ディジタ
ルフィルタF6の出力における周波数応答は第5図(M
)のようになる。
フィルタF6の出力信号から1つのオーディオ信号がD
/A変換によって取出される。これは、他のオーディオ
信号に対しても同様である。
/A変換によって取出される。これは、他のオーディオ
信号に対しても同様である。
第2図乃至第4図に示されているディジタルフィルタの
伝達関数、例えば f (Z ) = (1+z−a)b−(1+z−c
)dは、第6図に示すようなシフトレジスタと加算器と
によって実行することができる。
伝達関数、例えば f (Z ) = (1+z−a)b−(1+z−c
)dは、第6図に示すようなシフトレジスタと加算器と
によって実行することができる。
第6図において、フィルタは、それぞれの出力が加算器
A1乃至A=dに接続されたシフトレジスタ$1乃至S
−dの直列接続から構成され、これらの加算器A1乃至
A−dの第2の入力には、各対応するシフトレジスタの
入力が接続されている。したがって、指数aおよびCは
個々のシフトレジスタの遅延を示し、指数すおよびdは
、この実施例においては2つのサブネットワークから成
っているフィルタ内の直列接続されたシフトレジスタ/
加算器対の数を示している。
A1乃至A=dに接続されたシフトレジスタ$1乃至S
−dの直列接続から構成され、これらの加算器A1乃至
A−dの第2の入力には、各対応するシフトレジスタの
入力が接続されている。したがって、指数aおよびCは
個々のシフトレジスタの遅延を示し、指数すおよびdは
、この実施例においては2つのサブネットワークから成
っているフィルタ内の直列接続されたシフトレジスタ/
加算器対の数を示している。
この発明による装置はモノリシック集積化に適応するこ
とができるばかりでなく、伝達関数が本質的にクロック
周波数ftにだけ依存しているという特徴がある。この
クロック周波数ftは、非常に僅かな誤差で一定に維持
することができるものであり、水晶発振器が使用された
場合には、このクロック周波数ftは温度に対してほと
んど依存しなくなる。また、この装置によれば、A/D
変換器の1つは不用となる。すなわちオーディオ信号の
変換の必要性が除去されるものである。
とができるばかりでなく、伝達関数が本質的にクロック
周波数ftにだけ依存しているという特徴がある。この
クロック周波数ftは、非常に僅かな誤差で一定に維持
することができるものであり、水晶発振器が使用された
場合には、このクロック周波数ftは温度に対してほと
んど依存しなくなる。また、この装置によれば、A/D
変換器の1つは不用となる。すなわちオーディオ信号の
変換の必要性が除去されるものである。
この発明による装置のもう一つの特徴は、少なくともデ
ィジタル周波数復調部DFまでの間は、音質の劣化が感
じられることなしに、少しのビットだけで信号処理が実
行されることである。なぜなら、オーディオ信号は、振
幅変調された信号でなく周波数変調された信号だからで
ある。したがって、帯域通過型フィルタ部B’P1の前
までは2ビツトから4ビツト、乗算器Mと帯域通過型フ
ィルタ部BP2との間では4ビツトから8ビツトで満足
できる音質を得るのに充分である。
ィジタル周波数復調部DFまでの間は、音質の劣化が感
じられることなしに、少しのビットだけで信号処理が実
行されることである。なぜなら、オーディオ信号は、振
幅変調された信号でなく周波数変調された信号だからで
ある。したがって、帯域通過型フィルタ部B’P1の前
までは2ビツトから4ビツト、乗算器Mと帯域通過型フ
ィルタ部BP2との間では4ビツトから8ビツトで満足
できる音質を得るのに充分である。
第1図はこの発明の一実施例に係る装置を示すブロック
図、第2図乃至第4図はこの発明の一実施例に係る装置
のフィルタ特性を説明するための図、第5図は第2図乃
至第4図の回路ポイントA乃至Mにおける信号のスペク
トル特性を示す因、第6図はディジタルフィルタの構成
を説明する図である。 ADC・・・A/D変換器、BPl・・・第1の帯域通
過型フィルタ部、M・・・乗算器、SG・・・ディジタ
ル正弦波発生器、BP2・・・第2の帯域通過型フィル
タ部、DF・・・ディジタル周波数復調部、DAC・・
・D/A変換器。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦FIG、3
8P2 FIG、4 DF 川 fLl 1.5MHz (M)t
図、第2図乃至第4図はこの発明の一実施例に係る装置
のフィルタ特性を説明するための図、第5図は第2図乃
至第4図の回路ポイントA乃至Mにおける信号のスペク
トル特性を示す因、第6図はディジタルフィルタの構成
を説明する図である。 ADC・・・A/D変換器、BPl・・・第1の帯域通
過型フィルタ部、M・・・乗算器、SG・・・ディジタ
ル正弦波発生器、BP2・・・第2の帯域通過型フィル
タ部、DF・・・ディジタル周波数復調部、DAC・・
・D/A変換器。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦FIG、3
8P2 FIG、4 DF 川 fLl 1.5MHz (M)t
Claims (3)
- (1)周波数変調された1以上のオーディオ信号を含む
テレビジョン信号をフィルタおよび復調する装置におい
て、 復調器と、 この復調器に接続された入力を有し、ビデオ信号をアナ
ログからディジタルに変換するA/D変換器と、 ディジタル正弦波発生器に接続された第1の入力と、第
2の入力と、出力とを有した乗算器を備えているミクサ
ー部と、 上記A/D変換器の出力と上記乗算器の第2の入力との
間に接続された第1のディジタル帯域通過型フィルタ部
と、 入力と出力とを有した周波数復調部と、 上記乗算器の出力と上記周波数復調部の入力との間に接
続され、少なくとも1つのデシメイション部を備えてい
る第2のディジタル帯域通過型フィルタ部と、 この第2のディジタル帯域通過型フィルタ部の出力が結
合され、1以上のオーディオ信号を出力するD/A変換
器とを具備していることを特徴とする装置。 - (2)上記第1および第2のディジタル帯域通過型フィ
ルタ部の少なくとも一方は、デシメイション部を具備し
ている特許請求の範囲第1項記載の装置。 - (3)上記ディジタル正弦波発生器は、少なくとも2つ
の周波数間で切換られる特許請求の範囲第2項記載の装
置
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP85106767.8 | 1985-06-01 | ||
EP85106767A EP0204849B1 (de) | 1985-06-01 | 1985-06-01 | Schaltungsanordung zur Filterung und Demodulation eines mit mindestens einem Tonsignal frequenzmodulierten Signals |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61278281A true JPS61278281A (ja) | 1986-12-09 |
Family
ID=8193539
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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