JPH08219809A - 測定装置の内挿回路 - Google Patents
測定装置の内挿回路Info
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/20—Increasing resolution using an n bit system to obtain n + m bits
- H03M1/202—Increasing resolution using an n bit system to obtain n + m bits by interpolation
- H03M1/203—Increasing resolution using an n bit system to obtain n + m bits by interpolation using an analogue interpolation circuit
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/244—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing characteristics of pulses or pulse trains; generating pulses or pulse trains
- G01D5/245—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing characteristics of pulses or pulse trains; generating pulses or pulse trains using a variable number of pulses in a train
- G01D5/2451—Incremental encoders
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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- G01D5/26—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable characterised by optical transfer means, i.e. using infrared, visible, or ultraviolet light
- G01D5/32—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable characterised by optical transfer means, i.e. using infrared, visible, or ultraviolet light with attenuation or whole or partial obturation of beams of light
- G01D5/34—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable characterised by optical transfer means, i.e. using infrared, visible, or ultraviolet light with attenuation or whole or partial obturation of beams of light the beams of light being detected by photocells
- G01D5/36—Forming the light into pulses
-
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 分解能を向上できると共に、速度比例出力を
得られるようにする。 【構成】 センサより出力されたｓｉｎθ信号およびｃ
ｏｓθ信号を平衡変調加算回路４に入力して、ｓｉｎ
（ωｔ−θ）信号とし、この信号を波形整形回路でパル
ス化し、その高調波成分をＢＰＦ７により取り出す。さ
らに、ミキサ８，１１において、ｃｏｓｎωｔ，ｓｉｎ
ｎωｔ信号とミキシングして、それぞれｃｏｓｎθ，ｓ
ｉｎｎθ信号をＬＰＦ９，１２から取り出す。この２つ
の信号を分割数ｍとされた電圧比較内挿回路１３におい
て内挿を行うことにより、全体としてｍ・ｎの分割数の
内挿回路１とする。この内挿出力Ａ相，Ｂ相は速度比例
出力となる。
得られるようにする。 【構成】 センサより出力されたｓｉｎθ信号およびｃ
ｏｓθ信号を平衡変調加算回路４に入力して、ｓｉｎ
（ωｔ−θ）信号とし、この信号を波形整形回路でパル
ス化し、その高調波成分をＢＰＦ７により取り出す。さ
らに、ミキサ８，１１において、ｃｏｓｎωｔ，ｓｉｎ
ｎωｔ信号とミキシングして、それぞれｃｏｓｎθ，ｓ
ｉｎｎθ信号をＬＰＦ９，１２から取り出す。この２つ
の信号を分割数ｍとされた電圧比較内挿回路１３におい
て内挿を行うことにより、全体としてｍ・ｎの分割数の
内挿回路１とする。この内挿出力Ａ相，Ｂ相は速度比例
出力となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、二物体間の移動量ある
いは回転角度等の偏位量を測定する測定装置に関するも
のであり、特に偏位速度に比例する出力を得ることがで
きるものである。
いは回転角度等の偏位量を測定する測定装置に関するも
のであり、特に偏位速度に比例する出力を得ることがで
きるものである。
【０００２】
【従来の技術】工作機械等において、被加工物に対する
工具の移動量を正確に測定することは、精密加工を行う
上で極めて重要であり、このための測定装置が種々製品
化されている。そのひとつとして、光学格子を２枚重ね
合わせることにより得られるモアレ縞を利用した光学式
スケールが従来から知られている。この光学式スケール
は、図６（ａ）（ｂ）に示すようにガラスの一面に透光
部と非透光部が所定のピッチで配列するよう格子が設け
られたメインスケール１０１と、ガラスの一面に透光部
と非透光部が所定のピッチで配列するよう格子が設けら
れたインデックススケール１０２とを有し、このメイン
スケール１０１にインデックススケール１０２を微小間
隔を持って対向させると共に、メインスケール１０１の
格子に対し微小角度傾けてインデックススケール１０２
の格子を配置している。
工具の移動量を正確に測定することは、精密加工を行う
上で極めて重要であり、このための測定装置が種々製品
化されている。そのひとつとして、光学格子を２枚重ね
合わせることにより得られるモアレ縞を利用した光学式
スケールが従来から知られている。この光学式スケール
は、図６（ａ）（ｂ）に示すようにガラスの一面に透光
部と非透光部が所定のピッチで配列するよう格子が設け
られたメインスケール１０１と、ガラスの一面に透光部
と非透光部が所定のピッチで配列するよう格子が設けら
れたインデックススケール１０２とを有し、このメイン
スケール１０１にインデックススケール１０２を微小間
隔を持って対向させると共に、メインスケール１０１の
格子に対し微小角度傾けてインデックススケール１０２
の格子を配置している。
【０００３】なお、メインスケール１０１及びインデッ
クススケール１０２に設けた格子は、ガラスの一面にク
ロム（Ｃｒ）を真空蒸着し、エッチングすることにより
形成された同一ピッチの刻線により形成されている。と
ころで、メインスケール１０１及びインデックススケー
ル１０２を微少間隔を持って対向配置すると、図８に示
すようなモアレ縞が発生する。このモアレ縞の周期はＷ
となり、周期Ｗ毎に暗い部分あるいは明るい部分が発生
する。この暗い部分あるいは明るい部分は、メインスケ
ール１０１に対し、インデックススケール１０２が相対
的に左右に移動する方向に応じて上から下、あるいは下
から上に移動していく。
クススケール１０２に設けた格子は、ガラスの一面にク
ロム（Ｃｒ）を真空蒸着し、エッチングすることにより
形成された同一ピッチの刻線により形成されている。と
ころで、メインスケール１０１及びインデックススケー
ル１０２を微少間隔を持って対向配置すると、図８に示
すようなモアレ縞が発生する。このモアレ縞の周期はＷ
となり、周期Ｗ毎に暗い部分あるいは明るい部分が発生
する。この暗い部分あるいは明るい部分は、メインスケ
ール１０１に対し、インデックススケール１０２が相対
的に左右に移動する方向に応じて上から下、あるいは下
から上に移動していく。
【０００４】この場合、メインスケール１０１及びイン
デックススケール１０２の格子のピッチをＰ、相互の傾
斜角度をθ［ｒａｄ］とすると、モアレ縞の周期Ｗは、 Ｗ＝Ｐ／θ と示され、モアレ縞の周期Ｗは、光学的に格子ピッチＰ
を１／θ倍に拡大した周期とされていることになる。こ
のため、格子がＰ移動するとモアレ縞はＷ移動すること
になり、拡大されたＷの変化を読み取ることにより、格
子の移動量を精密に測定することができるようになる。
デックススケール１０２の格子のピッチをＰ、相互の傾
斜角度をθ［ｒａｄ］とすると、モアレ縞の周期Ｗは、 Ｗ＝Ｐ／θ と示され、モアレ縞の周期Ｗは、光学的に格子ピッチＰ
を１／θ倍に拡大した周期とされていることになる。こ
のため、格子がＰ移動するとモアレ縞はＷ移動すること
になり、拡大されたＷの変化を読み取ることにより、格
子の移動量を精密に測定することができるようになる。
【０００５】そこで、図７（ａ）に示すようにモアレ縞
の変化を光学的に検出するために、発光素子１０３と受
光素子１０５をインデックススケール１０２が設けられ
たヘッド本体１０６に備えるようにする。すなわち、同
図（ｂ）に示すようにメインスケール１０１の反対側に
発光素子（光源）１０３を設け、モアレ縞を透過した発
光素子１０３よりの光を受光素子（光電変換素子）１０
５で受光するようにして、モアレ縞の変化を光学的に検
出するようにしている。
の変化を光学的に検出するために、発光素子１０３と受
光素子１０５をインデックススケール１０２が設けられ
たヘッド本体１０６に備えるようにする。すなわち、同
図（ｂ）に示すようにメインスケール１０１の反対側に
発光素子（光源）１０３を設け、モアレ縞を透過した発
光素子１０３よりの光を受光素子（光電変換素子）１０
５で受光するようにして、モアレ縞の変化を光学的に検
出するようにしている。
【０００６】この場合、メインスケール１０１に対しイ
ンデックススケール１０２を相対的に移動させながら、
光電変換素子１０５に流れる電流の変化を読み取ると、
図９に示すように正弦波状に変化するようになる。そこ
で、光電変換素子を図８に示すように、一周期Ｗと９０
°ずらせて２つの光電変換素子１０７，１０８を設ける
ようにすると、図９に示すようにＡ相の光電変換素子１
０７に流れる電流波形がｓｉｎ波になるのに対して、Ｂ
相の光電変換素子１０８に流れる電流波形はｃｏｓ波の
電流波形となる。
ンデックススケール１０２を相対的に移動させながら、
光電変換素子１０５に流れる電流の変化を読み取ると、
図９に示すように正弦波状に変化するようになる。そこ
で、光電変換素子を図８に示すように、一周期Ｗと９０
°ずらせて２つの光電変換素子１０７，１０８を設ける
ようにすると、図９に示すようにＡ相の光電変換素子１
０７に流れる電流波形がｓｉｎ波になるのに対して、Ｂ
相の光電変換素子１０８に流れる電流波形はｃｏｓ波の
電流波形となる。
【０００７】この場合、メインスケール１０１とインデ
ックススケール１０２との相対的な移動方向により、Ａ
相の光電変換素子１０７に流れる電流に対するＢ相の光
電変換素子１０８に流れる電流の位相は９０゜進相ある
いは９０゜遅相となるため、９０゜ずらせて配置した２
つの光電変換素子を設けると、両者の間の位相を検出す
ることにより相対的な移動方向を検出することができ
る。また、この２つのＡ相信号およびＢ相信号の一周期
Ｐは、格子のピッチＰだけインデックススケール１０２
が移動したことに相当するものとなり、Ａ相信号および
Ｂ相信号を波形整形してカウンタで計数することによ
り、インデックススケール１０２の移動距離を測定する
ことができる。
ックススケール１０２との相対的な移動方向により、Ａ
相の光電変換素子１０７に流れる電流に対するＢ相の光
電変換素子１０８に流れる電流の位相は９０゜進相ある
いは９０゜遅相となるため、９０゜ずらせて配置した２
つの光電変換素子を設けると、両者の間の位相を検出す
ることにより相対的な移動方向を検出することができ
る。また、この２つのＡ相信号およびＢ相信号の一周期
Ｐは、格子のピッチＰだけインデックススケール１０２
が移動したことに相当するものとなり、Ａ相信号および
Ｂ相信号を波形整形してカウンタで計数することによ
り、インデックススケール１０２の移動距離を測定する
ことができる。
【０００８】ところで、前記した光学的スケールにおい
て、格子を精密にガラス上に形成するには格子のピッチ
を数ミクロンないし数十ミクロン以上とする必要がある
ため、これではこの光学式スケールはサブミクロンの移
動距離を測定することができないこととなる。そこで、
これを解決する手段として、格子のピッチＰを分割して
内挿することによりサブミクロン以下の測定を可能とす
る内挿回路が知られている。
て、格子を精密にガラス上に形成するには格子のピッチ
を数ミクロンないし数十ミクロン以上とする必要がある
ため、これではこの光学式スケールはサブミクロンの移
動距離を測定することができないこととなる。そこで、
これを解決する手段として、格子のピッチＰを分割して
内挿することによりサブミクロン以下の測定を可能とす
る内挿回路が知られている。
【０００９】この内挿回路の一例の構成を示すブロック
図を図１０に示し、この図を参照しながら説明する。こ
の図に示す内挿回路において、電圧加減算回路１１７に
入力されるｓｉｎ波１１１およびｃｏｓ波１１２は、そ
れぞれ前記図９に示すＡ相信号およびＢ相信号と同じ信
号であり、電圧加減算回路１１７からはそのままｓｉｎ
θ信号およびｃｏｓθ信号として出力されると共に、ｓ
ｉｎ波１１１およびｃｏｓ波１１２とが加算されてｓｉ
ｎ（θ＋４５°）信号が、ｓｉｎ波１１１からｃｏｓ波
１１２が減算されてｓｉｎ（θ−４５°）信号が出力さ
れている。
図を図１０に示し、この図を参照しながら説明する。こ
の図に示す内挿回路において、電圧加減算回路１１７に
入力されるｓｉｎ波１１１およびｃｏｓ波１１２は、そ
れぞれ前記図９に示すＡ相信号およびＢ相信号と同じ信
号であり、電圧加減算回路１１７からはそのままｓｉｎ
θ信号およびｃｏｓθ信号として出力されると共に、ｓ
ｉｎ波１１１およびｃｏｓ波１１２とが加算されてｓｉ
ｎ（θ＋４５°）信号が、ｓｉｎ波１１１からｃｏｓ波
１１２が減算されてｓｉｎ（θ−４５°）信号が出力さ
れている。
【００１０】この電圧加減算回路１１７から出力される
４つの信号は波形整形回路１１８に入力されて、それぞ
れパルスに波形整形されて図１１ａ，ｂ，ｃ，ｄに示す
パルス信号とされる。この場合、入力されるｓｉｎ波１
１１あるいはｃｏｓ波１１２の一周期Ｐが、図１１に示
す周期Ｐとなる。次いで、パルス信号ａ，ｂを排他的論
理和回路（ＥＸ−ＯＲ）１１９に入力すると、同図Ａ相
として示すように２倍の周波数のパルス信号とされる。
また、パルス信号ｃ，ｄを排他的論理和回路（ＥＸ−Ｏ
Ｒ）１２０に入力すると、同図Ｂ相として示すように２
倍の周波数のパルス信号とされる。
４つの信号は波形整形回路１１８に入力されて、それぞ
れパルスに波形整形されて図１１ａ，ｂ，ｃ，ｄに示す
パルス信号とされる。この場合、入力されるｓｉｎ波１
１１あるいはｃｏｓ波１１２の一周期Ｐが、図１１に示
す周期Ｐとなる。次いで、パルス信号ａ，ｂを排他的論
理和回路（ＥＸ−ＯＲ）１１９に入力すると、同図Ａ相
として示すように２倍の周波数のパルス信号とされる。
また、パルス信号ｃ，ｄを排他的論理和回路（ＥＸ−Ｏ
Ｒ）１２０に入力すると、同図Ｂ相として示すように２
倍の周波数のパルス信号とされる。
【００１１】このように２倍の周波数のＡ相，Ｂ相のパ
ルス信号が内挿回路から出力されるが、このＡ相，Ｂ相
のパルス信号の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッ
ジでカウンタを計数させるようにすると、一周期Ｐにお
いて８カウントすることができる。すなわち、８倍にパ
ルス信号を内挿することができ、格子のピッチＰが１６
ミクロンであるとすると、２ミクロンの分解能で移動距
離を測定することができるようになる。
ルス信号が内挿回路から出力されるが、このＡ相，Ｂ相
のパルス信号の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッ
ジでカウンタを計数させるようにすると、一周期Ｐにお
いて８カウントすることができる。すなわち、８倍にパ
ルス信号を内挿することができ、格子のピッチＰが１６
ミクロンであるとすると、２ミクロンの分解能で移動距
離を測定することができるようになる。
【００１２】次に、他の内挿回路（特開昭６２−１３２
１０４号公報参照）の構成を示すブロック図を図１２に
示し、この図を参照しながらこの内挿回路の説明を行
う。この内挿回路において、平衡変調加算回路１１３に
変調信号として入力されるｓｉｎ波１１１およびｃｏｓ
波１１２は、それぞれ前記図９に示すＡ相信号およびＢ
相信号であり、この入力信号により、ディジタル回路１
１６から搬送波として供給されるｓｉｎωｔ，ｃｏｓω
ｔ信号をそれぞれ平衡変調して、平衡変調波を加算して
出力する。この平衡変調加算回路１１３からの出力をロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）１１４を通すことにより、ｓ
ｉｎ（ωｔ−θ）信号成分を抽出して波形整形回路１１
５に入力することによりパルス信号に整形する。
１０４号公報参照）の構成を示すブロック図を図１２に
示し、この図を参照しながらこの内挿回路の説明を行
う。この内挿回路において、平衡変調加算回路１１３に
変調信号として入力されるｓｉｎ波１１１およびｃｏｓ
波１１２は、それぞれ前記図９に示すＡ相信号およびＢ
相信号であり、この入力信号により、ディジタル回路１
１６から搬送波として供給されるｓｉｎωｔ，ｃｏｓω
ｔ信号をそれぞれ平衡変調して、平衡変調波を加算して
出力する。この平衡変調加算回路１１３からの出力をロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）１１４を通すことにより、ｓ
ｉｎ（ωｔ−θ）信号成分を抽出して波形整形回路１１
５に入力することによりパルス信号に整形する。
【００１３】このパルス信号はディジタル回路１１６に
入力されて、内挿されたＡ相信号およびＢ相信号が出力
される。この場合、波形整形回路１１５から出力される
パルス信号ａの位相は、入力されるｓｉｎ波（ｓｉｎ
θ）１１１およびｃｏｓ波（ｃｏｓθ）１１２により位
相変調されている。すなわち、パルス信号ａの幅はイン
デックススケール１０２の偏位量および偏位方向に応じ
て変化するため、図１３ａとして示すように、例えば右
方向に移動する時はパルス信号ａのパルス幅が広くな
り、左方向に移動する時はパルス信号ａのパルス幅が狭
くされる。
入力されて、内挿されたＡ相信号およびＢ相信号が出力
される。この場合、波形整形回路１１５から出力される
パルス信号ａの位相は、入力されるｓｉｎ波（ｓｉｎ
θ）１１１およびｃｏｓ波（ｃｏｓθ）１１２により位
相変調されている。すなわち、パルス信号ａの幅はイン
デックススケール１０２の偏位量および偏位方向に応じ
て変化するため、図１３ａとして示すように、例えば右
方向に移動する時はパルス信号ａのパルス幅が広くな
り、左方向に移動する時はパルス信号ａのパルス幅が狭
くされる。
【００１４】そして、基準幅からの偏位するパルス幅が
図１３に示すようにＡ相信号（パルス幅τ１）あるいは
Ｂ相信号（パルス幅τ２）として出力されるようにな
る。このＡ相信号とＢ相信号のパルス幅内の図１３に示
すクロックをカウンタで計数することにより、内挿され
た値をカウンタから得ることができる。なお、搬送波ｓ
ｉｎωｔ，ｃｏｓωｔ信号はカウンタが計数するクロッ
クを分周して作成されるが、この場合の内挿回路の分解
能はこの分周数で決定されるようになる。すなわち、分
周数を４０とすると４０個のパルスを内挿することがで
き、格子のピッチを４０ミクロンとした場合は分解能が
１ミクロンのスケールとすることができる。
図１３に示すようにＡ相信号（パルス幅τ１）あるいは
Ｂ相信号（パルス幅τ２）として出力されるようにな
る。このＡ相信号とＢ相信号のパルス幅内の図１３に示
すクロックをカウンタで計数することにより、内挿され
た値をカウンタから得ることができる。なお、搬送波ｓ
ｉｎωｔ，ｃｏｓωｔ信号はカウンタが計数するクロッ
クを分周して作成されるが、この場合の内挿回路の分解
能はこの分周数で決定されるようになる。すなわち、分
周数を４０とすると４０個のパルスを内挿することがで
き、格子のピッチを４０ミクロンとした場合は分解能が
１ミクロンのスケールとすることができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記図
１０に示す内挿回路には、電圧加減算回路１１７におけ
る抵抗値の誤差および波形整形回路のオフセットの誤差
により内挿数（分割数）を多くすることができず、分解
能を小さくすることができないという問題点がある。ま
た、前記図１２に示す内挿回路においては分周数を大き
くすることにより分解能を向上することができるもの
の、前記図１３に示すように出力が速度比例出力となら
ず、内挿回路出力を他に応用することができないという
問題点があった。そこで、本発明は分解能を向上するこ
とができると共に、速度比例出力の得られる測定装置の
内挿回路を提供することを目的としている。
１０に示す内挿回路には、電圧加減算回路１１７におけ
る抵抗値の誤差および波形整形回路のオフセットの誤差
により内挿数（分割数）を多くすることができず、分解
能を小さくすることができないという問題点がある。ま
た、前記図１２に示す内挿回路においては分周数を大き
くすることにより分解能を向上することができるもの
の、前記図１３に示すように出力が速度比例出力となら
ず、内挿回路出力を他に応用することができないという
問題点があった。そこで、本発明は分解能を向上するこ
とができると共に、速度比例出力の得られる測定装置の
内挿回路を提供することを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明の測定装置の内挿回路は、偏位量に応じて正
弦波状に変化するｓｉｎθ信号及び余弦波状に変化する
ｃｏｓθ信号が、変調信号として供給される平衡変調回
路と、該平衡変調回路から出力される上記角度θの位相
量を有する被変調波を波形整形する波形整形回路と、該
波形整形回路よりの出力から、上記被変調波のｎ次の高
調波信号成分を取り出す抽出手段と、該抽出手段により
抽出されたｎ次の高調波信号と、上記被変調波のｎ倍の
周波数かつ０°位相の周波数信号とを混合する第１混合
器と、上記抽出手段により抽出されたｎ次の高調波信号
と、上記被変調波のｎ倍の周波数かつ９０°位相の周波
数信号とを混合する第２混合器と、上記第１混合器より
取り出されたｃｏｓｎθ信号、および上記第２混合器よ
り取り出されたｓｉｎｎθ信号を電圧比較内挿して、ｍ
分割した内挿出力を得ることにより、全体の分割数がｍ
・ｎとされて内挿されたＡ相信号およびＢ相信号を出力
する電圧比較内挿回路を備えるようにしたものである。
に、本発明の測定装置の内挿回路は、偏位量に応じて正
弦波状に変化するｓｉｎθ信号及び余弦波状に変化する
ｃｏｓθ信号が、変調信号として供給される平衡変調回
路と、該平衡変調回路から出力される上記角度θの位相
量を有する被変調波を波形整形する波形整形回路と、該
波形整形回路よりの出力から、上記被変調波のｎ次の高
調波信号成分を取り出す抽出手段と、該抽出手段により
抽出されたｎ次の高調波信号と、上記被変調波のｎ倍の
周波数かつ０°位相の周波数信号とを混合する第１混合
器と、上記抽出手段により抽出されたｎ次の高調波信号
と、上記被変調波のｎ倍の周波数かつ９０°位相の周波
数信号とを混合する第２混合器と、上記第１混合器より
取り出されたｃｏｓｎθ信号、および上記第２混合器よ
り取り出されたｓｉｎｎθ信号を電圧比較内挿して、ｍ
分割した内挿出力を得ることにより、全体の分割数がｍ
・ｎとされて内挿されたＡ相信号およびＢ相信号を出力
する電圧比較内挿回路を備えるようにしたものである。
【００１７】また、前記測定装置の内挿回路において、
上記波形整形回路と前記抽出手段とからなる組が２組以
上縦続接続するようにしてもよいものである。
上記波形整形回路と前記抽出手段とからなる組が２組以
上縦続接続するようにしてもよいものである。
【００１８】
【作用】本発明によれば、入力されるｓｉｎθ信号およ
びｃｏｓθ信号をｎ倍の角度とされたｓｉｎｎθ信号お
よびｃｏｓｎθ信号に変換した後、電圧比較内挿するよ
うにしたので、電圧比較内挿数ｍを少なくしても全体の
分割数をｍ・ｎと大きくすることができるため、分解能
を向上することができる。また、出力を速度比例出力と
することができるため、リニアモータスケールとされた
場合にリニアモータの速度フィードバック信号として使
用することができ、速度フィードバック信号を得るため
の格別の構成を省略することができる。
びｃｏｓθ信号をｎ倍の角度とされたｓｉｎｎθ信号お
よびｃｏｓｎθ信号に変換した後、電圧比較内挿するよ
うにしたので、電圧比較内挿数ｍを少なくしても全体の
分割数をｍ・ｎと大きくすることができるため、分解能
を向上することができる。また、出力を速度比例出力と
することができるため、リニアモータスケールとされた
場合にリニアモータの速度フィードバック信号として使
用することができ、速度フィードバック信号を得るため
の格別の構成を省略することができる。
【００１９】
【実施例】本発明の測定装置の内挿回路の一実施例を示
す構成のブロック図を図１に示す。この図に示す内挿回
路１において、２，３は前記図９にＡ相およびＢ相とし
て示すリサージュ波形であるｓｉｎθ信号およびｃｏｓ
θ信号、４は搬送波信号ｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔを変調
信号ｓｉｎθ信号２およびｃｏｓθ信号３により平衡変
調して、得られた２つの変調信号を加算する平衡変調加
算回路、５は平衡変調加算回路４よりの出力から、基本
波成分のｓｉｎ（ωｔ＋θ）成分を抽出するローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）、６はＬＰＦ５から出力されるｓｉｎ
（ωｔ＋θ）信号をパルス信号に波形整形する波形整形
回路である。
す構成のブロック図を図１に示す。この図に示す内挿回
路１において、２，３は前記図９にＡ相およびＢ相とし
て示すリサージュ波形であるｓｉｎθ信号およびｃｏｓ
θ信号、４は搬送波信号ｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔを変調
信号ｓｉｎθ信号２およびｃｏｓθ信号３により平衡変
調して、得られた２つの変調信号を加算する平衡変調加
算回路、５は平衡変調加算回路４よりの出力から、基本
波成分のｓｉｎ（ωｔ＋θ）成分を抽出するローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）、６はＬＰＦ５から出力されるｓｉｎ
（ωｔ＋θ）信号をパルス信号に波形整形する波形整形
回路である。
【００２０】また、７は波形整形回路６の出力からｎ次
の高調波成分を抽出するバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）、８，１１はＢＰＦ７から出力されるｎ次の高調波
成分とディジタル回路１０から供給されるｓｉｎｎωｔ
信号，ｃｏｓｎωｔ信号とをそれぞれ混合するミキサ
（ＭＩＸ）、９，１２はミキサ８，１１より出力される
出力から、それぞれｓｉｎｎθ信号，ｃｏｓｎθ信号を
抽出するＬＰＦ、１０は搬送波を平衡変調回路４に供給
すると共に、搬送波のｎ倍の周波数信号をミキサ８，１
１に供給するディジタル回路、１３はＬＰＦ９，１２の
出力を電圧加減算して複数の位相を有する出力を得るこ
とにより、ｍ分割した内挿出力Ａ相，Ｂ相を出力するよ
うにした電圧比較内挿回路である。
の高調波成分を抽出するバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）、８，１１はＢＰＦ７から出力されるｎ次の高調波
成分とディジタル回路１０から供給されるｓｉｎｎωｔ
信号，ｃｏｓｎωｔ信号とをそれぞれ混合するミキサ
（ＭＩＸ）、９，１２はミキサ８，１１より出力される
出力から、それぞれｓｉｎｎθ信号，ｃｏｓｎθ信号を
抽出するＬＰＦ、１０は搬送波を平衡変調回路４に供給
すると共に、搬送波のｎ倍の周波数信号をミキサ８，１
１に供給するディジタル回路、１３はＬＰＦ９，１２の
出力を電圧加減算して複数の位相を有する出力を得るこ
とにより、ｍ分割した内挿出力Ａ相，Ｂ相を出力するよ
うにした電圧比較内挿回路である。
【００２１】このように構成された内挿回路１の動作を
説明すると、平衡変調加算回路４において、入力された
リサージュ波形であるｓｉｎθ信号２は、ディジタル回
路１０から出力される搬送波ｃｏｓωｔ信号と乗算さ
れ、同様にｃｏｓθ信号３はディジタル回路１０から出
力される搬送波ｓｉｎωｔ信号と乗算される。そして、
乗算された２つの信号は加算されて出力される。すなわ
ち、平衡変調加算回路４において次の（１）式の演算が
行われる。 ｓｉｎθ・ｃｏｓωｔ＋ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ） （１） ただし、平衡変調回路４は後述するようにディジタル的
に演算が行われているため、上記（１）式に示す成分の
ほかに高調波成分が含まれて平衡変調加算回路４から出
力されるようになる。
説明すると、平衡変調加算回路４において、入力された
リサージュ波形であるｓｉｎθ信号２は、ディジタル回
路１０から出力される搬送波ｃｏｓωｔ信号と乗算さ
れ、同様にｃｏｓθ信号３はディジタル回路１０から出
力される搬送波ｓｉｎωｔ信号と乗算される。そして、
乗算された２つの信号は加算されて出力される。すなわ
ち、平衡変調加算回路４において次の（１）式の演算が
行われる。 ｓｉｎθ・ｃｏｓωｔ＋ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ） （１） ただし、平衡変調回路４は後述するようにディジタル的
に演算が行われているため、上記（１）式に示す成分の
ほかに高調波成分が含まれて平衡変調加算回路４から出
力されるようになる。
【００２２】そこで、この高調波成分を除去するために
ＬＰＦ５が設けられており、ＬＰＦ５からはｓｉｎ（ω
ｔ＋θ）成分の信号だけが出力されて波形整形回路６に
入力されるようになる。波形整形回路６においては、ｓ
ｉｎ（ωｔ＋θ）信号がパルス波形に整形されるため、
波形整形回路６からはｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基本波およ
びその奇数次高調波成分からなる次式に示す信号ｂが出
力されるようになる。 ｂ＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ）＋１／３・ｓｉｎ（３ωｔ＋３
θ）＋１／５・ｓｉｎ（５ωｔ＋５θ）＋・・・・ なお、奇数次高調波成分の位相は、ｎ次の高調波の場合
はｎθとなる。この波形整形回路６の出力から、ＢＰＦ
７にてｎ次の高調波成分信号ｃであるｓｉｎ（ｎωｔ＋
ｎθ）が取り出され、ミキサ８およびミキサ１１に供給
される。
ＬＰＦ５が設けられており、ＬＰＦ５からはｓｉｎ（ω
ｔ＋θ）成分の信号だけが出力されて波形整形回路６に
入力されるようになる。波形整形回路６においては、ｓ
ｉｎ（ωｔ＋θ）信号がパルス波形に整形されるため、
波形整形回路６からはｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基本波およ
びその奇数次高調波成分からなる次式に示す信号ｂが出
力されるようになる。 ｂ＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ）＋１／３・ｓｉｎ（３ωｔ＋３
θ）＋１／５・ｓｉｎ（５ωｔ＋５θ）＋・・・・ なお、奇数次高調波成分の位相は、ｎ次の高調波の場合
はｎθとなる。この波形整形回路６の出力から、ＢＰＦ
７にてｎ次の高調波成分信号ｃであるｓｉｎ（ｎωｔ＋
ｎθ）が取り出され、ミキサ８およびミキサ１１に供給
される。
【００２３】ミキサ８にはディジタル回路１０から信号
ｄである搬送波のｎ倍の周波数信号ｓｉｎｎωｔが供給
されており、この信号ｄとミキシングされてミキサ８か
らｃｏｓｎθ−ｃｏｓ（２ｎωｔ＋ｎθ）の信号が出力
される。また、ミキサ１１にはディジタル回路１０から
信号ｅである搬送波のｎ倍の周波数信号ｃｏｓｎωｔが
供給されており、この信号ｅとミキシングされてミキサ
１１からｓｉｎｎθ＋ｓｉｎ（２ｎωｔ＋ｎθ）の信号
が出力される。このミキサ８の出力信号はＬＰＦ９に入
力されて、ｃｏｓｎθ信号だけが抽出されて電圧比較内
挿回路１３に入力され、ミキサ１１の出力信号はＬＰＦ
１２に入力されて、ｓｉｎｎθ信号だけが抽出されて電
圧比較内挿回路１３に入力される。
ｄである搬送波のｎ倍の周波数信号ｓｉｎｎωｔが供給
されており、この信号ｄとミキシングされてミキサ８か
らｃｏｓｎθ−ｃｏｓ（２ｎωｔ＋ｎθ）の信号が出力
される。また、ミキサ１１にはディジタル回路１０から
信号ｅである搬送波のｎ倍の周波数信号ｃｏｓｎωｔが
供給されており、この信号ｅとミキシングされてミキサ
１１からｓｉｎｎθ＋ｓｉｎ（２ｎωｔ＋ｎθ）の信号
が出力される。このミキサ８の出力信号はＬＰＦ９に入
力されて、ｃｏｓｎθ信号だけが抽出されて電圧比較内
挿回路１３に入力され、ミキサ１１の出力信号はＬＰＦ
１２に入力されて、ｓｉｎｎθ信号だけが抽出されて電
圧比較内挿回路１３に入力される。
【００２４】電圧比較内挿回路１３の構成は、電圧比較
内挿回路１３の分割数が８とされる場合は、前記図１０
に示す内挿回路と同じ構成とされて、位相が８分割され
ることにより内挿されたＡ相およびＢ相出力が出力され
るようになる。また、前記図１０に示す内挿回路におい
ては、電圧加減算を行うことにより位相が（θ＋４５
°）と（θ−４５°）とされたｓｉｎおよびｃｏｓ信号
を得るようにしたが、さらに加えて（θ＋２２．５
°），（θ−２２．５°），（θ＋６７．５°），（θ
−６７．５°）の４つのｓｉｎおよびｃｏｓ信号を電圧
加算することにより得るようにすると、１６分割したＡ
相およびＢ相信号を得ることができるようになる。
内挿回路１３の分割数が８とされる場合は、前記図１０
に示す内挿回路と同じ構成とされて、位相が８分割され
ることにより内挿されたＡ相およびＢ相出力が出力され
るようになる。また、前記図１０に示す内挿回路におい
ては、電圧加減算を行うことにより位相が（θ＋４５
°）と（θ−４５°）とされたｓｉｎおよびｃｏｓ信号
を得るようにしたが、さらに加えて（θ＋２２．５
°），（θ−２２．５°），（θ＋６７．５°），（θ
−６７．５°）の４つのｓｉｎおよびｃｏｓ信号を電圧
加算することにより得るようにすると、１６分割したＡ
相およびＢ相信号を得ることができるようになる。
【００２５】そこで、電圧比較内挿回路１３の分割数を
ｍとすると、内挿回路１の全体の分割数はｍ・ｎとな
り、分割数ｍ・ｎで内挿されたＡ相，Ｂ相の出力を内挿
回路１から得ることができる。すなわち、格子１ピッチ
分をインデックススケールが移動した場合ｍ・ｎ個のパ
ルスをカウンタがカウントすることができるようになる
ため、本発明の内挿回路１によれば分解能をｍ・ｎ倍に
向上することができるようになる。例えば、ｎ＝５、ｍ
＝８とした場合は分割数は４０となり、格子のピッチが
１６ミクロンの場合は０．４ミクロン、格子のピッチが
４０ミクロンの場合は１ミクロンの分解能とすることが
できる。さらに、ｎ＝１０、ｍ＝１６とした場合は分割
数は１６０となり、格子のピッチが１６ミクロンの場合
は０．１ミクロンの分解能が得られるようになる。
ｍとすると、内挿回路１の全体の分割数はｍ・ｎとな
り、分割数ｍ・ｎで内挿されたＡ相，Ｂ相の出力を内挿
回路１から得ることができる。すなわち、格子１ピッチ
分をインデックススケールが移動した場合ｍ・ｎ個のパ
ルスをカウンタがカウントすることができるようになる
ため、本発明の内挿回路１によれば分解能をｍ・ｎ倍に
向上することができるようになる。例えば、ｎ＝５、ｍ
＝８とした場合は分割数は４０となり、格子のピッチが
１６ミクロンの場合は０．４ミクロン、格子のピッチが
４０ミクロンの場合は１ミクロンの分解能とすることが
できる。さらに、ｎ＝１０、ｍ＝１６とした場合は分割
数は１６０となり、格子のピッチが１６ミクロンの場合
は０．１ミクロンの分解能が得られるようになる。
【００２６】このように、本発明は分解能を向上するこ
とができ、しかも内挿された出力は前記図１１に示すＡ
相信号およびＢ相信号の様に、速度比例信号とされる様
になる。なお、ＢＰＦ７により抽出されるｎ次の高調波
において、ｎはある程度以上の振幅が得られる高調波を
選択するようにするのが信号処理の点から好適である。
また、ＬＰＦ５から出力される信号をｓｉｎ（ωｔ−
θ）とするようにしても同様に分割数をｍ・ｎとするこ
とができる。この場合には、ｓｉｎθ信号２に搬送波ｓ
ｉｎωｔ信号を乗算し、ｃｏｓθ信号３に搬送波ｃｏｓ
ωｔ信号を乗算して、乗算された２つの信号を加算する
ようにすればよい。
とができ、しかも内挿された出力は前記図１１に示すＡ
相信号およびＢ相信号の様に、速度比例信号とされる様
になる。なお、ＢＰＦ７により抽出されるｎ次の高調波
において、ｎはある程度以上の振幅が得られる高調波を
選択するようにするのが信号処理の点から好適である。
また、ＬＰＦ５から出力される信号をｓｉｎ（ωｔ−
θ）とするようにしても同様に分割数をｍ・ｎとするこ
とができる。この場合には、ｓｉｎθ信号２に搬送波ｓ
ｉｎωｔ信号を乗算し、ｃｏｓθ信号３に搬送波ｃｏｓ
ωｔ信号を乗算して、乗算された２つの信号を加算する
ようにすればよい。
【００２７】さらに、図２に示すように波形整形回路２
０に縦続接続されるＢＰＦ２１によりｎ１次の高調波成
分を抽出し、さらにｎ１次の高調波成分を波形整形回路
２２によりさらに波形整形して、波形整形回路２２に縦
続接続されるＢＰＦ２３によりｎ２次の高調波成分を抽
出することにより、ｎ１・ｎ２次の高調波成分を得るよ
うにして分割数ｎ＝ｎ１・ｎ２を得るようにしてもよ
い。このようにすると、分割数ｎを大きくすることがで
きるため、より分解能を向上することができる。
０に縦続接続されるＢＰＦ２１によりｎ１次の高調波成
分を抽出し、さらにｎ１次の高調波成分を波形整形回路
２２によりさらに波形整形して、波形整形回路２２に縦
続接続されるＢＰＦ２３によりｎ２次の高調波成分を抽
出することにより、ｎ１・ｎ２次の高調波成分を得るよ
うにして分割数ｎ＝ｎ１・ｎ２を得るようにしてもよ
い。このようにすると、分割数ｎを大きくすることがで
きるため、より分解能を向上することができる。
【００２８】次に、平衡変調加算回路４の詳細なブロッ
ク図を図３に示す。この平衡変調加算回路４において、
ｓｉｎθ信号２はオペアンプＯＰ１を介して正相のまま
抵抗回路ＲＴに供給されると共に、オペアンプＯＰ２に
より反転されて抵抗回路ＲＴに供給される。さらに、ｃ
ｏｓθ信号３はオペアンプＯＰ３を介して正相のまま抵
抗回路ＲＴに供給されると共に、オペアンプＯＰ４によ
り反転されて抵抗回路ＲＴに供給される。この抵抗回路
ＲＴにおいて、位相が反対で同電圧の混合信号が複数作
成されて、変調回路ＡＭの入力端子０〜７にそれぞれ供
給される。また、この変調回路ＡＭの入力端子Ｃ１，Ｃ
２，Ｃ３には図４（ｂ）（ｃ）（ｄ）に示す２進の重み
付けがされたパルス幅を有するスイッチング信号が供給
されており、変調回路ＡＭは３つのスイッチング信号を
デコードすることにより、入力端子０〜７に入力されて
いる混合信号の一つを選択するようにして、出力端子ｔ
0 から出力信号Ｓとして出力している。
ク図を図３に示す。この平衡変調加算回路４において、
ｓｉｎθ信号２はオペアンプＯＰ１を介して正相のまま
抵抗回路ＲＴに供給されると共に、オペアンプＯＰ２に
より反転されて抵抗回路ＲＴに供給される。さらに、ｃ
ｏｓθ信号３はオペアンプＯＰ３を介して正相のまま抵
抗回路ＲＴに供給されると共に、オペアンプＯＰ４によ
り反転されて抵抗回路ＲＴに供給される。この抵抗回路
ＲＴにおいて、位相が反対で同電圧の混合信号が複数作
成されて、変調回路ＡＭの入力端子０〜７にそれぞれ供
給される。また、この変調回路ＡＭの入力端子Ｃ１，Ｃ
２，Ｃ３には図４（ｂ）（ｃ）（ｄ）に示す２進の重み
付けがされたパルス幅を有するスイッチング信号が供給
されており、変調回路ＡＭは３つのスイッチング信号を
デコードすることにより、入力端子０〜７に入力されて
いる混合信号の一つを選択するようにして、出力端子ｔ
0 から出力信号Ｓとして出力している。
【００２９】これにより、平衡変調加算回路４からは出
力信号Ｓとして高調波成分の含まれたｓｉｎ（ωｔ−
θ）信号を得ることができるが、この場合の搬送波ｓｉ
ｎωｔは図４（ｂ）に示すスイッチング信号の基本波と
されている。なお、図４（ａ）は入力されるｓｉｎθ信
号の波形を示しており、同図（ｅ）はこの入力信号が８
分割されることを示しており、その詳細については特開
昭６２−１３２１０４号公報を参照されたい。
力信号Ｓとして高調波成分の含まれたｓｉｎ（ωｔ−
θ）信号を得ることができるが、この場合の搬送波ｓｉ
ｎωｔは図４（ｂ）に示すスイッチング信号の基本波と
されている。なお、図４（ａ）は入力されるｓｉｎθ信
号の波形を示しており、同図（ｅ）はこの入力信号が８
分割されることを示しており、その詳細については特開
昭６２−１３２１０４号公報を参照されたい。
【００３０】次に、ミキサ８，ミキサ１１の構成を図５
に示すが、この図に示す構成において入力される信号ｓ
ｉｎ（ｎωｔ＋ｎθ）はスイッチ３２に入力され、反転
アンプ３０により反転された信号−ｓｉｎ（ｎωｔ＋ｎ
θ）はスイッチ３３に入力される。このスイッチ３２、
スイッチ３３の開閉は、搬送波のｎ倍の周波数信号ｓｉ
ｎｎωｔ、およびこの信号を反転した信号−ｓｉｎｎω
ｔにより行われる。そして、スイッチ３２、スイッチ３
３の出力を加算器３４により合成することにより、ミキ
サ出力ｃｏｓｎθ−ｃｏｓ（２ｎωｔ＋ｎθ）を得るこ
とができる。そして、このミキサに信号ｓｉｎ（ｎωｔ
＋ｎθ）を入力して、搬送波のｎ倍の周波数信号ｃｏｓ
ｎωｔを制御信号としてスイッチ３２およびスイッチ３
３をスイッチングすることにより、ミキサ出力ｓｉｎｎ
θ＋ｓｉｎ（２ｎωｔ＋ｎθ）を得ることができる。
に示すが、この図に示す構成において入力される信号ｓ
ｉｎ（ｎωｔ＋ｎθ）はスイッチ３２に入力され、反転
アンプ３０により反転された信号−ｓｉｎ（ｎωｔ＋ｎ
θ）はスイッチ３３に入力される。このスイッチ３２、
スイッチ３３の開閉は、搬送波のｎ倍の周波数信号ｓｉ
ｎｎωｔ、およびこの信号を反転した信号−ｓｉｎｎω
ｔにより行われる。そして、スイッチ３２、スイッチ３
３の出力を加算器３４により合成することにより、ミキ
サ出力ｃｏｓｎθ−ｃｏｓ（２ｎωｔ＋ｎθ）を得るこ
とができる。そして、このミキサに信号ｓｉｎ（ｎωｔ
＋ｎθ）を入力して、搬送波のｎ倍の周波数信号ｃｏｓ
ｎωｔを制御信号としてスイッチ３２およびスイッチ３
３をスイッチングすることにより、ミキサ出力ｓｉｎｎ
θ＋ｓｉｎ（２ｎωｔ＋ｎθ）を得ることができる。
【００３１】なお、前記した本発明の実施例においては
パルス波形に波形整形するようにして高調波を発生する
ようにしたが、波形整形に替えて両波整流するようにし
て偶数次の高調波を発生するようにしてもよい。
パルス波形に波形整形するようにして高調波を発生する
ようにしたが、波形整形に替えて両波整流するようにし
て偶数次の高調波を発生するようにしてもよい。
【００３２】
【発明の効果】本発明は前記説明したように、入力され
るリサージュ波形であるｓｉｎθ信号およびｃｏｓθ信
号の位相をｎ倍にしたｓｉｎｎθ信号およびｃｏｓｎθ
信号に変換した後、電圧比較内挿を行うようにしたの
で、電圧比較内挿数ｍを少なくしても全体の分割数をｍ
・ｎと大きくすることができ、分解能を向上することが
できる。また、内挿回路の出力を速度比例出力とするこ
とができるため、リニアモータスケールとした場合にリ
ニアモータの速度フィードバック信号として使用するこ
とができ、速度フィードバック信号を得るための格別の
構成を省略することができる。
るリサージュ波形であるｓｉｎθ信号およびｃｏｓθ信
号の位相をｎ倍にしたｓｉｎｎθ信号およびｃｏｓｎθ
信号に変換した後、電圧比較内挿を行うようにしたの
で、電圧比較内挿数ｍを少なくしても全体の分割数をｍ
・ｎと大きくすることができ、分解能を向上することが
できる。また、内挿回路の出力を速度比例出力とするこ
とができるため、リニアモータスケールとした場合にリ
ニアモータの速度フィードバック信号として使用するこ
とができ、速度フィードバック信号を得るための格別の
構成を省略することができる。
【図１】本発明の測定装置の内挿回路の一実施例の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】本発明の内挿回路において、分割数をより大き
くするための変形例の構成を示すブロック図である。
くするための変形例の構成を示すブロック図である。
【図３】平衡変調加算回路の構成の一例を示す回路図で
ある。
ある。
【図４】平衡変調加算回路の動作を説明するための波形
図である。
図である。
【図５】ミキサの構成の一例を示す回路図である。
【図６】従来の光学式スケールの概略を示す構成図であ
る。
る。
【図７】従来の光学式スケールの原理を示す図である。
【図８】モアレ縞とＡ相信号およびＢ相信号を取り出す
光電変換素子の配置例を示す図である。
光電変換素子の配置例を示す図である。
【図９】メインスケールとインデックススケールの相対
位置と電流出力との関係を示す図である。
位置と電流出力との関係を示す図である。
【図１０】従来の内挿回路の一例の構成を示すブロック
図である。
図である。
【図１１】従来の内挿回路の一例の動作を説明するため
の波形図である。
の波形図である。
【図１２】従来の内挿回路の他の例の構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図１３】従来の内挿回路の他の例の動作を説明するた
めの波形図である。
めの波形図である。
１ 内挿回路 ４ 平衡変調加算回路 ５，９，１２ ＬＰＦ ６，２０，２２ 波形整形回路 ７，２１，２３ ＢＰＦ ８，１１ ＭＩＸ １０ ディジタル回路 １３ 電圧比較内挿回路
Claims (2)
- 【請求項１】 偏位量に応じて正弦波状に変化するｓ
ｉｎθ信号及び余弦波状に変化するｃｏｓθ信号が、変
調信号として供給される平衡変調回路と、 該平衡変調回路から出力される上記角度θの位相量を有
する被変調波を波形整形する波形整形回路と、 該波形整形回路よりの出力から、上記被変調波のｎ次の
高調波信号成分を取り出す抽出手段と、 該抽出手段により抽出されたｎ次の高調波信号と、上記
被変調波のｎ倍の周波数かつ０°位相の周波数信号とを
混合する第１混合器と、 上記抽出手段により抽出されたｎ次の高調波信号と、上
記被変調波のｎ倍の周波数かつ９０°位相の周波数信号
とを混合する第２混合器と、 上記第１混合器より取り出されたｃｏｓｎθ信号、およ
び上記第２混合器より取り出されたｓｉｎｎθ信号を電
圧比較内挿して、ｍ分割した内挿出力を得ることによ
り、全体の分割数がｍ・ｎとされて内挿されたＡ相信号
およびＢ相信号を出力する電圧比較内挿回路を備えるこ
とを特徴とする測定装置の内挿回路。 - 【請求項２】 上記波形整形回路と上記抽出手段とか
らなる組が２組以上縦続接続されていることを特徴とす
る請求項１記載の測定装置の内挿回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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