JPH0359387B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は相対的に移動する２物体の相対的な変
位量（位置）あるいは相対的な速度をデイジタル
的に得る位置または速度検出装置（以下、検出装
置と称す）に関するものである。

本発明の検出装置は、例えば光学格子、磁気ス
ケールなど細かな周期的パターンを記録したスケ
ール（目盛）を光学センサーあるいは磁気ヘツド
などの検出子を用いて読みとつて、得られた正弦
波状周期的信号を電気的に内挿（Interpolation）
することにより更に細かな分解能の位置情報ある
いは速度情報をデイジタル的に得るような検出装
置に属するものであつて、その中の新しい構成を
提供するものである。

本発明によれば比較的簡単な回路構成で弁解能
が高く、信頼性も高い比較的安価な検出装置を実
現することが出来る。

また本発明によれば分解能の変更が極めて容易
な装置を実現することが出来、単位系の変更など
も比較的自由かつ容易に行えるという特長があ
る。

また本発明によれば非常に速い相対的な移動の
変化に対しても検出誤差のない信頼性の高い装置
を実現することができる。

以下、図面に従つて本発明を詳細に説明する。

第１図は本発明の概念的構成を表わす要部ブロ
ツク図である。同図において、１は光学格子ある
いは磁気スケールなど細かな周期的パターンが記
録されたスケール（目盛）である。２はこの目盛
を読み取り、複数の正弦波状の周期的信号を出力
するような複数の光学的なスケール検出手段ある
いは磁気的なスケール検出手段２ａ，２ｂ，２ｃ
と増幅器２ｄ，２ｅ，２ｆなどの電子回路を含め
てなるスケール（目盛）検出装置である。これは
前記スケール（目盛）１と相対運動する。３は基
準信号（周波数を_pとする）発振器で通常は水晶
発振器の如きものである。

４は第１のプログラマブル分周器で、プログラ
ムされた分周比Ｍに従つて前記基準信号を分周し
て、周波数_c（_c＝_p／Ｍ）の複数相のキヤリア波
を形成する。この相数は通常は前記スケール検出
手段の数（相数）に等しい。また、このキヤリア
波同志は互いに位相のずれた波形である。５は上
記複数相のキヤリア波をスケール検出装置２から
の複数の出力でそれぞれ変調する複数の一種の乗
算器５ａ，５ｂ，５ｃと、それらの出力を加算す
る加算器５ｄなどで構成された変調器である。

６は上記変調器５の出力周波数をＮ倍に逓倍す
るPLL回路（phase locked loop回路）であり、
これは第１の位相比較器（PD）６ａ、ローパス
フイルタ（LPF）６ｂ、電圧制御発振器（以後、
VCOと略称する）６ｃ、第２のプログラマブル
分周器（分周比Ｎ、但し通常は前記第１のプログ
ラマブル分周比Ｍと等しい値）６ｄとで構成され
ている。７は周波数がＮ・_cの基準位相比較信号
９とPLL回路６の出力（VCO６ｃの出力）との
位相を比較して両者の周波数差をとり出す第２、
第３の位相比較器、ローパスフイルタ、波形整形
回路、相対移動の方向を分別する方向弁別回路な
どを含めてなる位置速度復調回路である。

８は上記位置速度復調回路７から得られる出力
を処理してデイジタル的に位置または速度をリア
ルタイムで示すデイジタル位置・速度情報形成回
路である。

次に以上の第１図に示す本発明の実施例をさら
に詳しく説明する。

第２図は第１図のスケール（目盛）１とスケー
ル（目盛）検出装置２の具体例を示す図である。
図中、１１は長手方向に一定のピツチＬで濃淡の
縞目模様を設けた第１図の１に相当するスケール
（目盛）、２１はそのスケール１１と相対移動する
第１図の２に相当する光センサブロツクであり、
その中には発光素子２２ａ，２２ｂ，２２ｃと、
スケール１１をはさんでこれと対向する受光素子
２３ａ，２３ｂ，２３ｃが内蔵されている。上記
２２ａと２３ａ，２２ｂと２３ｂ，２２ｃと２３
ｃは、それぞれ第１図の２ａ，２ｂ，２ｃに相当
する。

上記受光素子２３ａ，２３ｂ，２３ｃはスケー
ル１１と光センサブロツク２１の相対移動により
正弦波状の波形を出力する。２４ａ，２４ｂ，２
４ｃはそれぞれバツフア増幅器であり、前記の受
光素子からの正弦波状の出力を受けて適当な増幅
率を与えるものである。それらのバツフア増幅器
２４ａ，２４ｂ，２４ｃは第１図の２ｄ，２ｅ，
２ｆに相当し、それらの出力２５ａ，２５ｂ，２
５ｃをここで位置信号と称することにする。な
お、上記位置信号はそれぞれ波高値（振幅）のよ
く揃つた歪の少ない正弦波状の波形を持つている
ことが望ましく、しかも、それぞれの位相はこの
実施例の場合には120°ずつずれているような３相
の信号でなければならない。このような条件を満
すとき、上記位置信号〔これをK₁（Ｘ），K₂（Ｘ），
K₃（Ｘ）とする〕は次のように表現される。

K₁（Ｘ）＝k_sio2πX／Ｌ K₂（Ｘ）＝k_sio（2πX／Ｌ−２／３π） K₃（Ｘ）＝k_sio（2πX／Ｌ−４／３π） 但し、Ｘはスケール１１と光センサブロツク
（スケール検出装置）２１の相対変位量、Ｌはス
ケールの目盛の１ピツチの長さ、ｋは振幅の半幅
値である。

さて、上記の如き光学式のスケール及びスケー
ル検出手段は周知の技術であるが、この他にも磁
気スケールと、これを検出するホール素子などの
磁気ヘツドのスケール検出手段などを用いること
が出来る。結果的に位置に関して正弦波状周期信
号の得られる方式が望ましい。また、第２図の実
施例の場合、３相の位置信号が得られるが、相数
はこれに限らない。一般に相数が多い程精度は得
やすいが電子回路は複雑になる。但し最低でも互
いに90°の位相差をもつ２相の位置信号は必要で
ある。（その理由は、１相しかないと相対移動の
方向が識別しにくくなるからである。）本発明の
説明では便宜的にすべて３相とする。

第３図は第１図の４に相当する第１のプログラ
マブル分周器の具体的構成例を示す図である。図
中、４１は基準信号（周波数_p）の入力端子、４
２はプログラマブル分周器、４３は分周比Ｍのプ
ログラム入力端子、４４は分周出力端子で、ここ
にはキヤリア波となるC₁（ｔ）が得られる。４５
はC₁（ｔ）を120°遅延させる移相器、４６はこの
移相器４５の出力端子で、ここにはキヤリア波と
なるC₂（ｔ）が得られる。４７は上記C₁（ｔ）を
240°遅延させる移相器、４８はその移相器４７の
出力端子で、ここにはキヤリア波となるC₃（ｔ）
が得られる。この例では３相のキヤリア波は矩形
波で、その基本周波数は_c（_c＝_p／Ｍ）であり、
その位相は互いに120°ずつずれている。これらキ
ヤリア波はその基本周波数成分のみを考え、また
その振幅を基準化してみると次のような式で表現
できる。

C₁（ｔ）＝sin（2π_cｔ） C₂（ｔ）＝sin（2π_cｔ−２／３π） C₃（ｔ）＝sin（2π_cｔ−４／３π） なお、このような複数相のキヤリア波を形成す
る手法は移相器などによらず論理ゲートなどを組
み合せても充分可能であることは言うまでもな
く、この実施例に限定されることは無い。また、
このキヤリア波の相数は前記位置信号の相数に準
じて定められるべきものであつて、もし位置信号
が２相であれば本キヤリア波も原則的には２相で
良い。従つてキヤリア波の相数は本実施例の３相
に限定されるものではない。

また本実施例では分周比Ｍを自由に変更できる
ようにプログラマブル分周器を用いたが、変更の
必要のない場合には通常の分周器を使用しても良
い。

第４図は第１図の５に相当する変調器の具体的
構成例を示す図である。図中、５１ａ，５１ｂ，
５１ｃはそれぞれ第２図の２５ａ，２５ｂ，２５
ｃのそれぞれの出力に対応する前記位置信号K₁
（Ｘ），K₂（Ｘ），K₃（Ｘ）の入力端子である。５２
ａ，５２ｂ，５２ｃはそれぞれ増幅率１の反転増
幅器で、それぞれ−K₁（Ｘ），−K₂（Ｘ），−K₃（Ｘ）
を出力する。５３ａ，５３ｂ，５３ｃはそれぞれ
前記キヤリア波C₁（ｔ），C₂（ｔ），C₃（ｔ）の入力
端子であり、５４ａ，５４ｂ，５４ｃはそれぞれ
上記キヤリア波C₁（ｔ），C₂（ｔ），C₃（ｔ）によつ
てスイツチング制御される半導体スイツチであ
る。この半導体スイツチは例えば前記キヤリア波
Ｃ（ｔ）が“Ｈレベル”のときはＫ（Ｘ）を伝送
し、“Ｌレベル”のときは−Ｋ（Ｘ）を伝送するよ
うに構成されている一種の乗算器としての機能を
有するもので、これらは第１図の５ａ，５ｂ，５
ｃに相当する。即ちキヤリア波は位置信号によつ
て変調されることになる。

第５図はキヤリア波Ｃ（ｔ）が位置信号Ｋ（Ｘ）
によつて変調される過程を示す図であり、第５図
ａはキヤリア波Ｃ（ｔ）、第５図ｂは位置信号Ｋ
（Ｘ）、第５図ｃは変調された波形（数学的意味で
はＫ（Ｘ）・Ｃ（ｔ））を示す。

次に再び第４図にもどつて、５５は第１図の５
ｄに相当する加算器であり、前記半導体スイツチ
５４ａ，５４ｂ，５４ｃの変調された出力〔それ
ぞれK₁（Ｘ）・C₁（ｔ）、K₂（Ｘ）・C₂（ｔ）、K₃
（Ｘ）・C₃（ｔ）〕を加算合成する。５６はローパ
スフイルタ（LPF）であり、上記加算器５５の
出力の基本波成分のみ濾波するものである。５７
はそのローパスフイルタ５６の出力端子である。

このようにして第４図に示す変調器によつて得
られる結果をＳ（ｔ、Ｘ）とすると、これは数学
的には次のように表現することができる。

Ｓ（ｔ，Ｘ）＝K₁（Ｘ）・C₁（ｔ）＋K₂（Ｘ）・C₂（ｔ
）K₃（Ｘ）・C₃（ｔ）＝ｋ｛sin（2πX／Ｌ）・sin（2
π_cｔ） ＋sin（2πX／Ｌ−２／３）・sin（2π_cｔ−２／３
π）＋sin（2πX／Ｌ−４／３π）・sin（2π_cｔ−４
／３π）｝ ＝３／２k_cps（2π_cｔ−2π／ＬＸ） これは_cの周波数をもつキヤリアに2πX／Ｌとい う位相項が含まれていることを意味している。言
い換ればＳ（ｔ，Ｘ）では位置の情報Ｘが位相の
情報という形に変換されているのである。また、
速度という観点からとらえてみると、次のように
考えることが出来る。今、相対速度をυとする
と、Ｘ＝vtであるから速度を変数とした関数Ｓ
（ｔ，ｖ）は次のように表わされると考えられる。

Ｓ（ｔ，ｖ）＝３／２k_cps（2π_cｔ−2π／Ｌvt）＝
３／２k_cps｛2π（_c−ｖ／Ｌ）ｔ｝ これは速度の情報ｖがキヤリア周波数_cからの
偏りとして示されることを意味している。今、仮
に_c＝10KHz、Ｌ＝１mmとすれば、相対速度ｖ＝
±１ｍ／ｓの場合、ｖ／Ｌ＝±1KHzとなりＳ
（ｔ，ｖ）の周波数は_c〓1KHz即ち9KHz、11KHz
となる。

なお、このような位置信号Ｋ（Ｘ）とキヤリア
波Ｃ（ｔ）の乗算は本実施例の如き半導体スイツ
チを用いて行なうものに限定されるものではな
く、周知の乗算器、変調器が利用できることは言
うまでもない。また本実施例では位置信号及びキ
ヤリア波の３相乗算であるが前述の如く相数はこ
の限りでない。

第６図は第１図に示す変調器５の出力の周波数
を逓倍するPLL回路６の具体的構成例を示す図
である。図中、６１は前記変調器５の出力信号Ｓ
（ｔ，Ｘ）又はＳ（ｔ，ｖ）の入力端子、６２は矩
形波に波形整形する波形整形回路である。６３，
６４，６５，６６はそれぞれ第１図の６ａ，６
ｂ，６ｃ，６ｄに相当する第１の位相比較器
（PD）、ローパスフイルタ（LPF）、電圧制御発振
器（VCO）、第２のプログラマブル分周器であ
り、これらでPLL周波数逓倍器を構成している。
なお、６７は第２のプログラマブル分周器６６の
分周比Ｎのプログラム入力端子を示している。上
記分周比Ｎは第１のプログラマブル分周器比Ｍと
通常は等しくする。このPLL回路及びその動作
そのものについては周知であるので、ここでの説
明は省略する。この結果、逓倍されて出力端子６
８に得られる信号（VCO６５の出力）をここで
Ｐ（ｔ，Ｘ）又はＰ（ｔ，ｖ）とし、この基本周波
数成分のみを考えればこれは次のように表わされ
る。

Ｐ（ｔ，Ｘ）＝k′_cpsＮ（2π_cｔ−2π／ＬＸ） ＝k′_cps（2πN_cｔ−2πNX／Ｌ） 又は Ｐ（ｔ，ｖ）＝k′_cpsＮ（2π_cｔ−2π／Ｌvt） ＝k′_cps｛2π（N_c−Nv／Ｌ）ｔ｝ （但しk′は定数） さて、ここでＰ（ｔ，Ｘ）をみるとＮ・_cとい
う周波数のキヤリア信号の中に位置情報NX／Ｌ
が位相情報として入つていることがわかる。ま
た、Ｐ（ｔ，ｖ）をみると速度情報Nv／Ｌは上記
キヤリア信号の周波数Ｎ・_cからの偏りとして示
されていることがわかる。従つて、これらの情報
はキヤリア信号を除去、復調することによつて取
り出すことが可能となる。

なお、上記PLL回路の中の第２のプログラマ
ブル分周器６６は、分周比Ｎを変更する必要が全
く無ければ通常の固定分周比の分周器を使用して
も良いことは言うまでも無い。

第７図は第１図の位置速度復調回路７の具体的
構成例を示す図である。図中、７１は前記PLL
回路のVCO出力信号（基本周波数成分はＰ（ｔ，
Ｘ）又はＰ（ｔ，ｖ）で表現される）の入力であ
る。これは第２及び第３の位相比較器（PD）７
２，７３の一方の入力端子に入力される。一方、
この第２及び第３の位相比較器７２，７３のそれ
ぞれの他方の入力はＮ・_cの周波数を有する基準
位相比較信号である。もし、ここでＮ＝Ｍなら
ば、これは前記基準発振器（第１図の３）で形成
される基準信号（周波数_p＝Ｍ・_c）をそのまま
利用できる。７４はその入力端子である。但し、
この基準位相比較信号は上記２つの位相比較器に
対して、それぞれ位相が異るようにして入力され
るべきである。その位相の差は通常は90°前後に
設定する。位相のずれた基準位相比較信号の作り
方は色々考えられるが、本実施例では一方に移相
器７５を設けて位相をずらしている。

次に７６，７７は共にローパスフイルタ
（LPF）であり、それぞれ上記第２、第３の位相
比較器７２，７３の出力の基本周波数成分のみを
濾波するものである。ここで、ローパスフイルタ
７６の出力は数学的には前記PLL回路のVCO出
力と基準位相比較信号とを乗算した結果の基本周
波数成分に等しい。

今、第２の位相比較器７２に入力される基準位
相比較信号の基本周波数成分をR₁（ｔ）＝
cos2πN_cｔとすれば、 Ｐ（ｔ，Ｘ）・R₁（ｔ）＝k′_cps（2πN_c
ｔ−2πNX／Ｌ）×cos2πN_cｔ ＝k′／２cos2πNX／Ｌ＋k′／２cos（2
π・2N_cｔ−2πNX／Ｌ） となる。ローパスフイルタ７６によつて上式の第
２項は消去されるので、結局、ローパスフイルタ
７６の出力は k′／２cos2πNX／Ｌ となる。一方ローパスフイルタ７７の出力は、前
記第３の位相比較器７３へ入力される基準位相比
較信号の基本周波数成分をR₂（ｔ）＝sin2πN_cｔ
とすれば、同様に考えて k′／２sin2πNX／Ｌ となる。これらローパスフイルタの出力は位相の
異るＸの周期的関数である。従つて、2πNX／Ｌ＝ 2nπ（但し、ｎは整数）と表わすことができる。
故にＸはｎ・（Ｌ／Ｎ）と表わされ、スケールの
ピツチＬのＮ分の１の整数倍として表現されるこ
とを意味している。換言すればローパスフイルタ
７６又は７７の出力の信号は１波あたり位置換算
でＬ／Ｎとなる。これはピツチＬが等間隔にＮ分
の１に内挿（Interpolation）されたことを意味
する。７８，７９はそれぞれローパスフイルタ７
６，７７の出力を矩形波パルスにする波形整形回
路である。この波形整形は後段のデイジタル処理
のため必要なものであつて、この１パルスがスケ
ールとスケール検出手段との相対位置の最小きざ
み（分解能）Ｌ／Ｎに相当することになる。８０
は方向弁別回路である。これは上記２つの波形整
形回路７８，７９の２相の矩形波パルスを利用し
て相対移動の方向を認識しようとするものであ
る。８１，８２は弁別された矩形波パルス出力で
あつて、それぞれ右方向移動パルス、左方向移動
パルスと名付ける。

次にローパスフイルタ７６，７７の出力に関し
て速度について考えてみる。Ｘ＝vtとおくと、上
記出力はそれぞれ k′／２cos2π（Nv／Ｌ）ｔ k′／２sin2π（Nv／Ｌ）ｔ と表現できる。即ち、この周波数を_vとすれば、
速度ｖは次のように表わされる。

ｖ＝Ｌ／Ｎ_v つまり速度は周波数_vに比例しており、この周
波数を調べれば速度を認識することが出来る。

なお、本実施例では２相の位相の異る信号を形
成するように第２、第３の２つの位相比較器、２
つのローパスフイルタ、２つの波形整形回路など
を含めて構成されているが、２相というのは方向
弁別のために必要最小限の相数であつて、その点
では更に多相化してもさしつかえない。その場
合、これらの要素回路はその相数分だけ必要とな
ることはいうまでもない。

第８図は前記方向弁別回路８０の具体的構成例
を示す図である。この回路の目的は前記波形整形
回路７８，７９からの２相の矩形波パルスを利用
してスケールとスケール検出手段の相対移動方向
を識別することにある。ここで上記矩形波パルス
は１パルスが距離Ｌ／Ｎという極めて微小な量に
相当するので、スケールが静止しているような時
でも外部からのわずかな振動で前記矩形波パルス
が発生し、しかも、これは比較的速い往復的な運
動であるために方向弁別での誤動作をひき起しや
すい。

本方向弁別回路８０は、そのような誤動作を完
全に排し得るものであり、第８図に示すような回
路で実現される。図中、９１，９２は前記波形整
形回路７８，７９の２相の矩形波パルスの入力端
子である。ここで、それらのパルスをそれぞれ矩
形波パルスＡ，Ｂと呼ぶことにする。９３，９４
はそれぞれ矩形パルスＡ，Ｂの立ち下りでトリガ
されて細い幅のパルスを作る位置パルス形成回路
である。上記細い幅のパルスは前記矩形波パルス
Ａ及びＢのそれぞれ１波に対し、ひとつずつ形成
される位置パルスであつて、これをそれぞれ位置
パルスAR及びBRと称する。９５，９６はそれ
ぞれ前記矩形波パルスＡ，Ｂの立ち上りでトリガ
されて細い幅のパルスを作る移動方向識別パルス
形成回路で、それらの出力である細い幅のパルス
はスケールとスケール検出手段の相対移動方向を
識別するためのものであつて、これをそれぞれ移
動方向識別パルスAF，BFと称する。９７，９８
はそれぞれAFとＢ及びBFとＡの論理積を作る
ANDゲート、９９はそれらのANDゲート９７，
９８の出力AF・Ｂ，BF・Ａによつてセツトリセ
ツトされるフリツプフロツプ回路からなる移動方
向記憶回路である。DR及びはそれぞれ上記
移動方向記憶回路９９の出力である移動方向識別
信号、１００，１０１はそれぞれAR，Ｂ，DR
及びBR，Ａ，の論理積を作るANDゲートで、
その出力端子８１，８２にはそれぞれ方向弁別さ
れた位置パルスが得られる。ここで、それらの位
置パルスを右方向移動パルスRP、左方向移動パ
ルスLPと便宜的に称する。

次に本方向弁別回路８０の動作を第９図に示す
信号波形図を用いて説明する。まず、ａ，ｂに示
す入力の矩形波パルスＡ，Ｂは最初はＡの位相が
進む方向（仮に右方向とする）に移動する状態を
示し、次いで反転しＢの位相が進む方向（仮に左
方向とする）に移動し、更に何度か細かい反転を
繰り返し最初の位置にもどるような状態を示して
いる。ｃ，ｄ及びｅ，ｆに示す位置パルスAR，
BR及び移動方向識別パルスAF，BFは図示のよ
うに矩形波パルスＡ，Ｂのエツジでトリガされて
形成される。従つて、ANDゲート９７，９８の
出力AF・Ｂ及びBF・Ａはｇ，ｈに示すように形
成され、これによつて移動方向記憶回路９９はセ
ツト・リセツトされ、ｉに示す移動方向識別信号
DRを出力する。通常のパルスの方向弁別は
AR・ＢとBR・Ａで行うことが多いが、前述の
ように分解能の高い本発明の場合はこれだけでは
誤差動を起しやすい。即ち、例えば位置パルス
BRがトリガされる位置の近傍で微振動があれば
位置があまり変つていないのに位置パルスBRは
次から次に発生させられることになり、誤つて位
置を認識してしまうことになる。そこで本実施例
のように移動方向識別信号DRを用いて、パルス
の方向弁別をAR・Ｂ・DR及びBR・Ａ・と
するようにゲートを設けてｉ，ｋに示すごとき右
方向、左方向移動パルスRP，LPに弁別すれば全
く誤動作はなくなる。

第９図に示すように位置パルスBRがトリガさ
れる位置の近傍で細かな振動があつて、BRが必
要以上に多く発生しても移動方向識別信号DRに
よつて排除され、左方向移動パルスLPには現わ
れない。従つて、誤つて位置認識されることは無
い。

次に、第１０図は第１図の位置速度復調回路７
の別の実施例である。この実施例では第７図の実
施例の移相器７５を除去し、第２、第３の位相比
較器７２，７３の入力端子の両方に同じ基準位相
比較信号〔例えばＲ(t)＝_COS2πN_Cｔ〕を与え、そ
の代りに前記PLL回路のVCOの出力信号Ｐ（ｔ，
ｘ）又はＰ（ｔ，ｖ）を入力端子７１から遅延回
路８３を介して第３の位相比較器７３に入力し、
もう一方の第２の位相比較器７２にはそのまま入
力している。他の構成は第７図の実施例と同様で
ある。ここで遅延回路８３による時間遅延量をＴ
とすると、ローパスフイルタ７６の出力は、 Ｐ（ｔ，Ｘ）・Ｒ(t)＝k′_COS ｛2πN_Cｔ−2πNX／Ｌ｝×_COS2πN_Cｔ ＝k′／２_COS2πNX／Ｌ＋k′／２_COS （2π・2N_Cｔ−2πNX／Ｌ） となるが、第２項目はローパスフイルタ７６で消
去されるため、結局次のようになる。

k′／２_COS2πNX／Ｌ 一方、ローパスフイルタ７７の出力の方は、 Ｐ（（ｔ−Ｔ），Ｘ）・Ｒ(t)＝k′_COS ｛2πN_C（ｔ−Ｔ）−2πNX／Ｌ｝×_COS2πN_Cｔ ＝k′／２_COS（2πNX／Ｌ＋2πN_CＴ） ＋k′／２_COS｛2πN_C（2t−Ｔ）−2πNX／Ｌ｝ となるが、第２項目はローパスフイルタ７７で消
去されるため、結局次のようになる。

k′／２_COS（2πNX／Ｌ＋2πN_CＴ） ここでＴ＝１／（4N_C）となるように（即ち、
Ｒ(t)の周期の４分の１）選べば上式は k′／２_COS（2πNX／Ｌ＋π／２）＝k′／２sin2
πNX／Ｌ となり、第７図の実施例と全く同じ結果になる。

第１１図は第１図のデイジタル位置・速度情報
形成回路８の構成例を示す図である。図中、１１
３は位置カウンタで、これは、前記方向弁別回路
８０の出力の右方向移動パルスRP、左方向移動
パルスLPを累積的に可逆計数するアツプダウン
カウンタよりなる。１１４はそのデイジタル位置
情報の出力端子である。この位置カウンタ１１３
の１ステツプはＬ／Ｎに相当する。１１５は位置
カウンタ１１３の原点リセツト信号入力端子であ
る。なお、１１１，１１２はそれぞれ上記右、左
方向移動パルスRP，LPの入力端子である。

１１６は速度カウンタで、これは前記右、左方
向移動パルスRP，LPの周波数を計数する周波数
カウンタである。１１７は周期的に速度カウンタ
１１６をリセツトするリセツト信号入力端子、１
１８はリセツト信号が入る直前に速度カウンタ１
１６の内容をラツチ回路１１９に転送するための
ラツチパルス信号が与えられる入力端子である。
このようにしてデイジタル速度情報はラツチ回路
１１９の出力端子１２０から得られる。

以上の説明から明らかなように本発明の検出装
置は次のような数々のすぐれた効果、特長を有す
るものである。

(1) 高分解能を得るための内挿手段として位相比
較器、電圧制御発振器、分周器などで構成され
るPLL回路による周波数逓倍器を用いており、
このPLL回路はIC（集積回路）化された安価な
ものを利用でき、信頼性が高く、また回路が簡
単に構成できるのにもかかわらず容易に高分解
能を得ることができる。

(2) 第１，第２の分周器をプログラマブル分周器
で構成すれば分解能の変更が容易で、例えば単
位系の変更などが比較的容易に行える。

(3) 内挿のためにPLL回路による周波数逓倍器
を用いているので、その逓倍応答性を制御でき
る。充分オーバーダンプ状態にすれば非常に速
い入力変化に対して（スケールとスケール検出
手段の相対的な移動の非常に速い変化に対し
て）遅れてゆつくりと追従してゆくので、過渡
的には誤差がでるが、定常的には完全に追従す
るため累積的な誤差は発生しにくく信頼性の高
い検出装置が実現できる。

【図面の簡単な説明】

図面は本発明の実施例を示し、第１図は本発明
の概念的構成を表す要部ブロツク構成図、第２図
はスケールとスケール検出装置の構成例を示す
図、第３図は第１のプログラマブル分周器の構成
例を示す図、第４図は変調器の構成例を示す図、
第５図ａ，ｂ，ｃはキヤリア波が位置信号によつ
て変調される過程を示す波形図、第６図は変調器
の出力の周波数を逓倍するPLL回路の構成例を
示す図、第７図は位置速度復調回路の構成例を示
す図、第８図は方向弁別回路の構成例を示す図、
第９図ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ，ｇ，ｈ，ｉ，
ｊ，ｋはその方向弁別回路の動作を説明するため
の信号波形図、第１０図は位置速度復調回路の別
の構成例を示す図、第１１図はデイジタル位置・
速度情報形成回路の構成例を示す図である。 １……スケール（目盛）、２……スケール（目
盛）検出装置、３……基準信号発振器、４……第
１のプログラマブル分周器、５……変調器、６…
…PLL回路による周波数逓倍器、７……位置速
度復調回路、８……デイジタル位置・速度情報形
成回路、４２……プログラマブル分周器、４５，
４７……移相器、５４ａ，５４ｂ，５４ｃ……半
導体スイツチ、６２……波形整形回路、６３……
第１の位相比較器、６４……ローパスフイルタ、
６５……電圧制御発振器（VCO）、６６……第２
のプログラマブル分周器、７２，７３……第２，
第３の位相比較器、７５……移相器、７６，７７
……ローパスフイルタ、７８，７９……波形形成
回路、８０……方向弁別回路、８３……遅延回
路、９３，９４……位置パルス整形回路、９９…
…移動方向記憶回路、１１３……位置カウンタ、
１１６……速度カウンタ、１１９……ラツチ回
路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 長手方向に目盛を形成する周期的パターンが
   記録されたスケールと、このスケールの目盛を読
   みとつてそれぞれ位相の異る正弦波状の複数の位
   置信号を出力する複数のスケール検出手段と、基
   準信号を発生する発振器と、前記基準信号を分周
   して周波数が_cの複数相のキヤリア波を形成する
   分周比がＭ（Ｍは整数）の第１の分周器と、前記
   複数相のキヤリア波を前記複数の位置信号でそれ
   ぞれ変調する複数個の変調回路と、前記複数個の
   変調回路の出力を合成する加算器と、この加算器
   の出力の基本周波数成分を逓倍するための第１の
   位相比較器、電圧制御発振器および分周比がＮ
   （Ｎは整数）の第２の分周器を含めて構成された
   フエーズ・ロツクド・ループ回路と、前記電圧制
   御発振器からの逓倍出力と周波数がＮ・_cであつ
   て互いにその位相がずれているような少くとも２
   相の基準位相比較信号とをそれぞれ位相比較する
   か、もしくは前記逓倍出力を遅延回路によつて少
   くとも２相化してこれと唯１相の周波数がＮ・_c
   であるような基準位相比較信号とをそれぞれ位相
   比較する少くとも２つの位相比較器と、前記少く
   とも２つの位相比較器の出力の低周波成分をそれ
   ぞれ濾波する少くとも２つのローパスフイルタ
   と、前記少くとも２つのローパスフイルタの出力
   を整形して矩形波パルスを形成する少くとも２つ
   の波形整形回路と、前記少くとも２つの波形整形
   回路から出力される少くとも２つの矩形波パルス
   の位相関係に従つて前記スケールと前記スケール
   検出手段の相対移動方向を識別し記憶する回路を
   用いて前記矩形波パルスを右方向移動パルスと左
   方向移動パルスとして分離変換する方向弁別回路
   と、前記右又は左方向移動パルスを累積的に計数
   する位置カウンタと前記右又は左方向移動パルス
   の周波数を計数する速度カウンタの少なくとも一
   方を具備してなることを特徴とする検出装置。 ２ 第１の分周器及び第２の分周器としてプログ
   ラマブル分周器を使用し、外部から分周比をプロ
   グラムすることによつて内挿分解能を変更可能に
   したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   の検出装置。 ３ 第１の分周器の分周比Ｍと第２の分周器の分
   周比Ｎは互いに等しい整数であつて、かつ基準位
   相比較信号と基準信号とは同一の信号か、もしく
   は少くとも同一の発振器から形成された信号であ
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   検出装置。 ４ 方向弁別回路は、矩形波パルスの前縁と後縁
   のいずれか一方でトリガされる細い巾の位置パル
   スを作る回路と、前記矩形波パルスの前縁と後縁
   のいずれか他方でトリガされる移動方向識別パル
   スを作る回路と、前記移動方向識別パルスによつ
   てセツト、リセツトされる移動方向を記憶する記
   憶回路と、この記憶回路の出力を使用して前記位
   置パルスを右又は左方向移動パルスの２つに分離
   弁別するゲート回路とを含めて構成されてること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の検出装
   置。