JPS63229320A

JPS63229320A - 回転検出装置

Info

Publication number: JPS63229320A
Application number: JP6121787A
Authority: JP
Inventors: Ryoichi Kurosawa; 黒沢　良一; Kozo Kawada; 耕三河田
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1987-03-18
Filing date: 1987-03-18
Publication date: 1988-09-26
Anticipated expiration: 2010-09-06
Also published as: JPH0781878B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は電動機などの回転体の位置や速度を検出する回
転検出装置に関する。

（従来の技術）レゾルバやセルシンなどと呼ばれているシンクロ電機は
電動機と同様な構造を持ち、信頼性も高いことから、広
く電動機の回転検出に用いられている。一般にシンクロ
電機を用いて回転検出装置を構成するにはシンクロ／デ
ジタルコンバータ（Ｓ／Ｄコンバータ）、レゾルバ／デ
ジタルコンバータ　（Ｒ／Ｄコンバータ）などの変換器
と組み合わせる必要がある。

これらの変換器の代表的な方式には２種類ある。

１つはトラッキング形コンバータと呼ばれる方式で、た
とえばアナログデバイセズ社のｌ５Ｌ４．ｌ５２４．　
Ｉ　Ｓ４４．１８６４等である。シンクロ電機の１次巻
線を単相励磁すると、２相の２次巻線には回転位置に応
じた正弦波および余弦波関数で定まる振幅の誘起電圧信
号が発生する６コンバータでは、回転位置の変化によっ
て正弦波状に変化する誘起電圧信号の振幅に対して、ア
ップダウンカウンタの計数値から作られた正弦波、余弦
波信号が追従するように、一種のフェーズロックドルー
プが構成されている。アップダウンカウンタの計数値が
回転位置に追従するように動作し、この計数値を読み出
すことによって、回転位置をデジタル値に変換した値と
して得ることができる。この方式は回転位置をいつでも
読み出すことが可能であるが、構成が複雑でコストがか
かり、アナログ部分が多く集積回路化が難しい。

他の１つは位相検出形コンバータと呼ばれる方式である
。シンクロ電機の２相の１次巻線を２相の正弦波信号で
励磁すると２次巻線には回転位置に応じて位相が変化す
る正弦波の誘起電圧信号が発生する。この励磁正弦波信
号に対する誘起電圧信号の位相変化を検出して回転位置
を検出する方式である。

基本構成を第５図に示す、１はクロック発生回路、２は
カウンタ回路、３は関数回路、４はシンクロ電機（レゾ
ルバ）、５はフィルタ回路、６はコンパレータ回路、７
はフリップフロップ回路、８はラッチ回路である。

クロック発生回路１の出力のクロックパルスはカウンタ
回路２により計数され、　その計数値θ。

は時間とともに増加する。この計数値θ。は関数回路３
に入力され、計数値０゜に応じた２相正弦波信号ＳＩＮ
θ。、ＣＯＳθ。が出力される。この関数回路３は例え
ば正弦波および余弦波関数が書き込まれたリードオンリ
メモリ　（ＲＯＭ）とデジタル／アナログ変換器で構成
することができる。

シンクロ電機４は関数回路３の出力の正弦波信号により
励磁され、２次巻線からは励磁正弦波信号に対しての位
相が回転位置θ、に応じて変化する誘起電圧信号５ＩＮ
（θ。−〇−が出力される。

このシンクロ電機４からの出力はフィルタ回路５により
ノイズや歪成分が除去され、コンパレータ回路６に入力
される。コンパレータ回路６がらは誘起電圧信号の正弦
波の零点で変化する方形波が出力され、その立ち上がり
時点において０式の関係が成り立つ。

θ。−０１＝２ｎπ　　ただしｎは整数　　　　■した
がって、コンパレータ回路６の立上りにおいて、カウン
タ回路２の計数値θ。をラッチすれば■式の関係が成り
立つ。

θ。＝２ｎπ＋θＦ　　　　　　　　　　　■カウンタ
回路２の計数値θ。の２π以上の値をオーバフローとし
て無視すれば、結局、０式の関係が成り立つ。

θ。＝０２　　　　　　　　　　　　　　　■常に計数
を続けているカウンタ回路２の計数値θ。をタイミング
良くラッチするために立ち下がりトリガのＤ形フリップ
フロップ回路７を用いる。

フリップフロップ回路７のデータ人力りにはコンパレー
タ回路６の出力が接続され、クロック入力ＧＫにはクロ
ック発生回路１の出力が接続される。

データ人力りがクロックパルスの立ち下がり時点でサン
プリングされることになり、ブリップフロップ回路７か
らは変化時点がクロックパルスの立ち下がり時点に同期
化した方形波が出力される。

このフリップフロップ回路７の出方をラッチ回路７のク
ロック入力とすれば、カウンタ回路２の計数値θ。はク
ロックパルスの立ち上がり時点で変化するので、計数値
θ。を正しくラッチできる。

このようにして回転位置θ、は、　ラッチ回路８により
ラッチされた値によってデジタル値として検出すること
ができる。

（発明が解決しようとする問題点）位相検出形コンバータは回路構成が簡単で、大部分がデ
ジタル回路であり、安価にできる。しかし、検出値がシ
ンクロ電機の２次誘起電圧の零点ごとにしか更新されず
、回転位置が変化している場合、回転速度によって検出
周期が変動することになる。したがって、デジタル制御
のサンプリング周期との同期がとれないため、この方式
を電動機のデジタル制御に適用することも難しい、また
複速シンクロと呼ばれる極数が異なったシンクロ電機の
組合せや歯車で減速された複数のシンクロ電機を用いて
、より高い分解能を得たり、多回転の回転位置検出を行
う場合、それぞれの検出タイミングが異なるため、特に
、回転速度が高くなると複数の検出値を合成することが
難しくなる。

本発明は上記事情に鑑みてなされ、位相検出形コンバー
タの回路構成上の利点を生かしつつ、その欠点である検
出周期の変動を解決し、デジタル制御に適したシンクロ
電機を用いた回転検出装置を得ることを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段）シンクロ電機の励磁信号と出力誘起電圧信号との間の位
相差を検出するとともにそれが検出された時刻も検出し
、さらに複数のこれらの検出データを使うことによって
、任意の時刻における回転位置を予測演算することを基
本としている。

本発明の概要を第１図により説明する。クロック発生回
路１、カウンタ回路２、関数回路３からなる交流励磁信
号を発生する励磁回路と、多相の１次巻線と２次巻線を
有し回転体に結合されたシンクロ電機４と、フィルタ回
路５、コンパレータ回路６、フリップフロップ回路７、
ラッチ回路９、カウンタ回路１０からなる位相差および
その検出時刻を検出する位相差検出回路と、ラッチ回路
１１゜１３、１４．１５、フリップフロップ回路１２お
よび演算器１６からなる予測演算回路で構成される。

（作用）シンクロ電機の多相１次巻線を励磁回路の出力の交流励
磁信号により励磁すると、２次巻線には回転位置に応じ
て位相が変化する誘起電圧信号が発生する。誘起電圧信
号の零点をフィルタ回路５、コンパレータ回路６、フリ
ップフロップ回路７によって検出し、その時点で交流励
磁信号の位相を示すカウンタ回路２の計数値をラッチ回
路９によってラッチすることによって、位相変化を交流
励磁信号と誘起電圧信号との位相差として位相差検出回
路によって検出する。この時、カウンタ、回路２の上位
のカウンタ回路１０の計数値もラッチすることにより、
ラッチ回路９で位相差だけでなく、その時刻も検出する
。これと同時に予測演算回路のラッチ回路１１にそれ以
前の位相差およびその検出時刻が転送される。予測演算
回路では、これらのデータを用いて任意の時刻における
予測回転位置を演算する。

（実施例）（実施例の構成）第１図の本発明の詳細な説明する。１はクロック発生回
路、２はカウンタ回路、３は関数回路、４はシンクロ電
機（レゾルバ）、５はフィルタ回路、６はコンパレータ
回路、７はフリップフロップ回路であり、従来例と同一
である。９　、１１．１３゜１４、１５はラッチ回路で
、１３．１４．１５のラッチ回路は出力の制御ができる
３ステート出力形である。

１０はカウンタ回路、１２はフリップフロップ回路、１
６は演算器としてのマイクロコンピュータである。

（実施例の作用）クロック発生回路１の出力のクロックパルスはカウンタ
回路２により計数され、その計数値θ。

は時間とともに増加する。　この計数値θ。は関数回路
３に入力され、計数値θ。に応じた２相正弦波信号ＳＩ
Ｎθ。、ＣＯ３θ。が出力される。シンクロ電機（レゾ
ルバ）４は関数回路３の出力の２相正弦波信号によって
励磁され、２次巻線からは励磁正弦波信号に対しての位
相が回転位置　θ７に応じて変化する誘起電圧信号５Ｕ
Ｎ（θ。−０１）が出力される。このシンクロ電機４か
らの出力は、従来例と同様にフィルタ回路６によりノイ
ズや歪成分が除去され、コンパレータ回路６、フリップ
フロップ回路７を介して誘起電圧信号の零点で変化する
方形波に変換される。この方形波の立ち上がり時点でカ
ウンタ回路２の計数値θ。をラッチ回路９でラッチし、
励磁信号と誘起電圧信号との位相差として回転位置θ１
を検出する。　この時、カウンタ回路２の上位カウンタ
１０の計数値θｈも同じラッチ回路９にｔｈとしてラッ
チする。　ラッチ回路９でラッチされた上位のデータｔ
ｈと下位のデータθやの結合したデータｔ　（＝ｔｈ・
θ７）は回転位置θやが検出された時刻を示すことにな
る。

これと同時にラッチ回路９にラッチされていたそれ以前
の回転位置およびその検出時刻データが転送される。し
たがって常にラッチ回路９には最新の回転位置およびそ
の検出時刻データｔＮ！！ｗ（＝ｔ　ｈＮｆ！−・θＰ
Ｎａｗ　）がラッチされ、ラッチ回路１１には１回前の
回転位置およびその検出時刻データｔｏＬｏ　（＝ｔｈ
ｏｔｏ°θＰＯＬＤ）がラッチされて（Ｘる・マイクロ
コンピュータ１６は、これらのデータを読み込むための
指令として、任意の時刻に、フリップフロップ回路１２
のデータ入力りを論理０から１にする。フリップフロッ
プ回路１２のクロック入力ＧＫにはクロック発生回路１
の出力が接続されている。フリッププロップ回路７と同
様な働きで、データ人力りがクロックパルスの立ち下が
りに同期化されてフリップフロップ回路１２から出力さ
れる。このブリップフロップ回路１２の出力の立ち上が
りで、その時の最新の回転位置およびその検出時刻デー
タｔ　Ｎ１ｎ１　（＝　ｔ　ｈＮｇｖ・θ？ＮＩ！Ｖ）
がラッチ回路９からラッチ回路１４に転送され、１回前
の回転位置およびその検出時刻データｔ　ＯＬＤ　（＝
　ｔ　ｈｏＬｏ・θＦＯＬＤ）がラッチ回路１１からラ
ッチ回路１５に転送される。またその時のカウンタ回路
１０とカウンタ回路２の計数値θｈ、θ。が、時刻デー
タｔｓｙＮ（＝ｔ　ｈｓｙｓ−ｔ　ｘｓｙＮ）としてラ
ッチ回路１３に同時にラッチされる。これらのラッチ回
路はマイクロコンピュータ１６が同時にデータを読み込
むことができないために設けている。マイクロコンピュ
ータ１６はこれらのデータを順次読み込んで予測演算を
行う。

第２回に回転位置の予測演算の原理を示す、横軸は時刻
ｔ、縦軸は回転位置θ、である。ラッチ回路１４にラッ
チされた最新の回転位置データをθＰＮＢＷ　ｅその検
出時刻データをｊＮｌ！ｌ１ｌｓラッチ回路１５にラッ
チされた１回前の回転位置デτりをθＦＯＬＤ　ｅその
検出時刻データをｔｏＬＤ、ラッチ回路１３にラッチさ
れたマイクロコンピュータ１６がデータを読み込むため
の指令を出した時刻データをｔ　Ｓ’ｔＮで示した。

時刻ｔｏυτにおける予測回転位置θｒＯＵＴを予測演
算する場合１図示のように、１回前の回転位置θｒＯＬ
Ｄおよびその検出時刻ｔ　ＯＬＤと、最新の回転位置θ
？■νおよびその検出時刻ｔ　ＮＥＷから、直線近似に
よって求葡る。この予測演算を式で示すとに）式となる
。

θ凧ソ（（θガθ？０ＬＤ）　Ｘ　（ｔ　Ｏ＋ＪＴ−ｔ
　醜）／（ｔ　Ｎ１！ｖ−ｔ　０ＬＩ）））十〇−に）
時刻ｔ　ＯＵＴはマイクロコンピュータ１６の予測演算
に必要な時間τｃｐｕを考慮して（ハ）式とする。

ｔｏυ丁＝ｔＳＹＮ＋τｃｐｕ　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　■マイクロコンピュータ１６は
■式、に）式の予測演算を実行して、時刻ｔ　ＯＵＴに
おいて予測回転位置θ？ＯＵＴを出力する。

以上述べた本発明の実施例によれば、任意の時刻におけ
る回転位置を予測して、その時刻に出力することができ
る。したがって、従来例のように励磁周波数や回転速度
によって検出周期が決ってしまうことがない。

（他の実施例）第３図に本発明の他の実施例を示す。一般にデジタル制
御は一定のサンプリング周期であるので。

回転検出装置としても一定の検出周期が望ましい。

この実施例では検出周期を励磁周期と等しく一定として
いる。第１の実施例に比べて、フリッププロップ回路１
２がなく、ラッチ回路１３はカウンタ回路ｌＯの計数値
θｈのみラッチし、ラッチ回路１３．１４゜１５はカウ
ンタ回路２の桁上げ出力Ｃによってラッチ動作を行う点
が異なっている。

ラッチ回路１３．１４．１５は、第１の実施例ではマイ
クロコンピュータ１６からの指令によって任意の時刻に
ラッチ動作をしていたが、励磁周期と同じ周期のカウン
タ回路２の桁上げ出力Ｃをラッチ指令としている。マイ
クロコンピュータ１６はラッチ回路１３のデータの変化
を調べ、変化があれば、ラッチ回路１３．１４．１５の
データを順次読み込む。ラッチ回路１３はカウンタ回路
１０の計数値θｈのみしかラッチしていないが、ラッチ
動作時においてカウンタ回路１２の計数値は０であるの
で、ラッチ回路１３にラッチされた時刻データｔ　ｈｓ
’／Ｎの下位データｔ　ｘｓｖＮｔｔ　Ｏとした時刻を
ラッチ指令の時刻ｔｓｙＮ（＝　ｔｈｓｖｓ・ｏ）とし
て用いる。マイクロコンピュータ１６は、第１の実施例
と同一の０式、（イ）式の予測演算を実行して１時刻ｔ
ｏυτにおいて予測回転位置θ？０Ｌ１７を出力する。

マイクロコンピュータ１６が予測回転位置θｒｏＩＪＴ
を出力する周期は、励磁周期に等しい一定周期となる。

以上述べた２つの実施例は２回の位相差およびその検出
時刻を用いて予測演算しているが、さらに多数回の位相
差およびその検出時刻を用いれば、より正確な予測演算
が可能である。第４図は３回の位相差およびその検出時
刻を用いて予測演算を行うために追加する回路を示した
。ラッチ回路１１の出力にラッチ回路１７が追加接続さ
れ、さらにその出力にラッチ回路１８が追加接続されて
いる。

ラッチ回路１７には常に２回前の回転位置およびその検
出時刻データｔ　０ＬＤｉ　（＝　ｔ　ｈｏＬｏａ・ｏ
ｒＯＬＤｚ　）がラッチされることになる。マイクロコ
ンピュータ１６は他のデータとともに、この２回前の回
転位置およびその検出時刻データｔ　０ＬＤｚ　（＝　
ｔ　ｈＯＬＤｚ・θＦＯＬＤ２　）をラッチ回路１８を
介して読み込み、予測演算を実行する。時刻ｔ　ＯＬＤ
における回転速度をωＯＬＤ　＋時刻ｔ　ＮＲｗにおけ
る回転速度をωＮＦＩｖｔ時刻ｔ　０ＬＩ７における予
測回転速度をω０ｔｌＴとすれば。

それぞれは０〜（ハ）式で近似できる。

ω０ＬＤ＝（θｒＯＬＤｚ−θｒｏＬｏ）／（ｔｏｔ、
ｏｚ−ｔｏＬｏ）　　（６ＤωＮ四＝（θｐＮＢＷ−θ
Ｉ−ＱＬＤ）／　（ｔ　Ｎｇｗ−ｔ　０ＬＤ）　　　■
ωＯＵＴ　＝　（（１１ＮＥＩＩ＋−ωｏＬｏ）／　（
ｔ　０ＵＴ−ｔ　Ｎｐｖ）　　　　（８；）したがって
、時刻ｔ　ＯＵＴにおける予測回転位置ｏｒＯＵＴは、
時刻ｔ　ＮＥｗからｔ　ＯＵＴまでの間の速度を０００
丁であるとして、０式で近似できる。

θ？ＯＵＴ：ωＯＵＴ　Ｘ　（ｔ　ｏｕＴ−ｔ　Ｎ［！
＋１）十〇ｒＮ四Ｃ９）マイクロコンピュータ１６は０
〜■）式の演算を実行し、時刻ｔ　０ｔ１７において予
測回転位置θｐＱυ丁を出力する。演算は複雑になるが
、より誤差少ない回転位置が求められる。

なお、リニア形シンクロ電機に本発明を適用して、直線
検出装置として同様な効果を得ることができることは言
うまでもない。

〔発明の効果〕

本発明によれば、従来のシンクロ電機と位相検出形コン
バータを組み合わせた回転検出装置の欠点であった検出
周期の制約や、回転速度による検出周期の変動が無くな
り、任意の時刻における検出や、一定周期の検出が可能
となる。したがって、電動機のデジタル制御に本発明の
回転検出装置を用いる場合でも、容易に制御のサンプリ
ング周期と検出周期との同期をとることができる。また
複速シンクロに適用すれば、複数のシンクロ電機の同時
刻における回転位置を求めることができ、回転速度が高
くても検出値を合成することが容易になる。また回路構
成の大部分はデジタル回路であり、集積回路化すること
が可能で、小形で安価に作ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のブロック図、第２図は本発明を説明す
るための図、第３図、第４図は本発明の他の実施例を示
すブロック図、第５図は従来装置を示すブロック図であ
る。１・・・クロック発生回路２．１０・・・カウンタ回路　　３・・・関数発生回路
４・・シンクロ電機（レゾルバ）５・・・フィルタ回路　　６・・・コンパレータ回路７
．１２・・・フリップフロップ回路８　、９．１１，１３，１４，１５，１７．１８・・・
ラッチ回路１６・・・演算器（マイクロコンピュータ）
第２図第４図第５図

Claims

【特許請求の範囲】

多相の交流励磁信号を発生する励磁回路と、回転体に結
合され、多相の１次巻線が前記交流励磁信号により励磁
され、前記回転体の回転位置に比例した角度だけ位相が
変化する誘起電圧信号を２次巻線に発生するシンクロ電
機と、前記交流励磁信号と前記誘起電圧信号との位相差
およびその検出時刻を検出する位相差検出回路と、前記
位相差検出回路によって検出された２回以上の位相差お
よびその検出時刻から任意の時刻における回転体の回転
位置を予測する予測演算回路とからなるシンクロ電機を
用いた回転検出装置。