KR910003518B1 - 싱크로 전기기계를 이용한 회전검출장치 - Google Patents

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Description

싱크로 전기기계를 이용한 회전검출장치

제 1 도는 위상검출형 콘버터 시스템의 회전검출을 위한 종래의 장치의 기본 구성을 나타내는 개통도.

제 2 도는 본 발명의 제 1 실시예에 의한 회전검출을 위한 장치의 기본구성을 나타내는 개통도.

제 3 도는 제 2 도에 보인 장치에서 예측연산원리를 나타내는 그래프도.

제 4 도는 본 발명의 제2실시예에 의한 회전검출장치의 기본구성을 나타내는 개통도.

제 5 도는 본 발명의 제 3 실시예에 의한 회전검출장치의 일부의 기본구성을 나타내는 개통도.

제 6 도는 본 발명의 제4실시예에 의한 회전검출장치의 기본구성을 나타내는 개통도.

제 7 도는 제 6 도에 보인 장치에서 예측연산의 원리를 나타내는 그래프.

본 발명은 전기 모터의 회전자와 같은 회전체의 회전속도 또는 회전위치를 검출하기 위한 장치에 관한 것이다.

리솔버(resolver) 또는 셀신(selsyn)등으로 호칭되는 싱크로 전기기계(이후 "싱크로(synchros)"로서 약칭함)는 그들이 전기모터들과 동일한 구조이고 또한 고신뢰성을 갖고 있기 때문에 전기모터들의 회전검출을 위해 널리 사용되고 있다. 일반적으로 싱크로를 사용하는 회전 검출장치를 구성하기 위해 콘버터, 예를 들어 싱크로/디지탈 콘버터(S/D콘버터) 또는 리솔버/디지탈 콘버터 (R/D콘버터 )등과 조합해야 된다.

그러한 콘버터들의 대표적인 시스템은 두 종류가 알려져 있다. 한 시스템은 트래킹형(tracking type) 콘버터로 불리우는 시스템이다. 예를 들면 아나로그 디바이스사에 의해 제조된 IS14, IS24, IS44 및 IS64등이있다. 싱크로의 일차권선이 단상 여자될 때 2상 2차권선 상에는 사인파에 의해 결정된 진폭과 회전우치에 대응하는 코사인파 함수들을 갖는 유기전압신호가 발생된다. 콘버터내에 일종의 위상 록크 루프가 구성되므로서 엎/다운 카운터 (up/down counter)의 계수값에 의해 준비되는 사인파와 코사인파 신호들은 회전위치에서의 변화에 의해 정현파식으로 변화하는 유기전압 신호의 진폭을 추종하게 된다. 엎/다운 카운터의 계수 값이 그로부터의 계수값을 판독하도록 회전위치를 추종하는 식으로 동작을 행함으로서, 회전위치는 대응하는 디지탈값으로 변환된 값으로 얻어질 수 있다. 이 시스템은 항상 회전위치를 읽을 수 있다. 그러나, 이 시스템은 구성이 복잡하며 값비쌀뿐만 아니라 많은 아나로그 소자들 또는 수단을 갖고 있으므로 집적회로로서 실현시키기가 어렵다.

다른 한 시스템은 위상검출형 콘버터로 호칭되는 시스템이다. 싱크로의 2상 일차권선이 2상 정현파 신호에 의해 여자될 때 회전위치에 따라 위상이 변화하는 정현파 유기전압신호가 그의 2차 권선상에 발생된다. 여자 정현파 신호에 대한 유기 전압신호내의 위상변화를 검출함으로서 회전위치가 검출된다.

이 위상검출형 콘버터는 회로구성이 간단하고 대부분 디지탈 회로로 구성되므로 적은 비용으로 실현될 수 있다. 그러나 이 시스템으로서 검출된 값은 단지 싱크로의 2차로 유기되는 전압의 0점마다 갱신되므로, 회전위치가 변동할 때, 검출주기가 회전속도에 따라 동요된다. 따라서 디지탈 제어를 위한 샘플링 주기와 동기시키는 것이 불가능하기 때문에, 이 시스템을 전기 모터용 디지탈 제어에 적용하는 것 역시 어렵다. 그밖에, 다중속도 싱크로라 호칭되는 상이한 극들을 갖는 싱크로 또는 감속기어에 의해 감속되는 다수의 싱크로의 조합을 사용하여 더 높은 해상도를 얻거나 또는 다중 회전의 회전위치를 검출하는 경우에 각각의 검출타이밍은 서로 다르기 때문에 회전속도가 높아질 때 검출되는 다수의 값들을 합성하기가 어렵다.

본 발명의 목적은 위상검출형 콘버터의 단점인 검출주기의 불안정을 해결하는 한편 콘버터의 회로구성의 장점을 효율적으로 이용하는 싱크로를 사용함으로서 디지탈 제어에 적합한 회전검출장치를 제공하는데 있다.

이 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 의한 싱크로 전기기계를 사용하는 회전검출장치는 다상의 교류여자 신호를 발생시키기 위한 여자회로와, 회전체에 결합되며, 다상의 일차 권선이 상기 교류여자 신호에 의해 여자되며, 상기 회전체의 회전위치에 비례하는 각도로 위상이 변화하는 유기전압 신호를 이차권선에 발생시키는 싱크로 전기기계와, 상기 교류 여자신호와 상기 유기전압 신호간의 위상차 및 검출시각을 검출하는 위상차 검출회로와, 그리고 상기 위상차 검출회로에 의해 검출된 2회 이상의 위상차 및 그의 검출시각으로부터 일정주기의 시간마다 회전체의 회전위치를 예측하는 예측연산회로와, 상기 예측연산회로에 의해 예측된 회전위치의 변화분이 설정되는 레이트 멀티플라이어(rate multiplier)회로와, 상기 레이트 멀티플라이어 회로의 출력을 계수하는 엎다운 카운터로 구성되며, 상기 엎다운 카운터 회로의 출력이 회전위치와 거의 일치 하도록 상기 예측연산회로에 있어서 회전위치를 예측하는 시각을 상기 엎다운 카운터 회로의 출력이 추종하는 시간을 고려한 시각으로 하는 것을 특징으로 한다.

이하 첨부도면을 참조하여 본 발명의 양호한 실시예를 상세히 설명하면 다음과 같다.

본 발명에 의한 실시예들을 설명하기 전에, 종래의 대표적인 회전검출장치의 기본구성을 참고로 설명한다. 제 1 도에 보인 바와 같이, 이 장치는 클록발생회로 1, 카운터회로 2, 함수회로 3, 싱크로(리솔버) 4, 필터회로 5, 비교회로 6, 플립플롭회로 7 및 랫치회로 8로 구성된다.

클록펄스 발생회로 1로부터 출력된 클록펄스는 카운터회로 2에 의해 계수된다. 계수값 θ₀는 시간에 따라 증가한다. 이 계수값θ₀는 함수회로 3에 입력된다. 따라서, 계수값θ₀에 대응하는 2상 정현파신호 sinθ₀와cosθ₀가 출력된다. 이 함수회로 3은 예를들어 정현파 및 코사인파 함수들이 기입되는 판독전용메모리(ROM)와 디지탈/아나로그 콘버터로 구성될 수 있다. 싱크로 4는 함수회로 3으로부터 출력되는 정현파신호에 의해 여자된다. 따라서, 여자정현파신호에 대한 위상이 회전위치θ_γ에 따라 변화하는 유도전압신호 sin(θ₀-θ_γ)은 이차권선으로부터 출력된다. 싱크로 4로부터의 출력은 필터회로 5를 통과하여 잡음 또는 의율성분이 제거된 다음 비교회로 6에 입력된다. 이에 응답하여 유기전압신호의 정현파의 0점에서 변화하는 구형파가 비교회로 6으로부터 출력된다. 그 파형의 상승하는 시점에 있어서, 다음식(1)의 관계가 성립된다.

θ₀-θ_r=2nπ(n은 정수) …………………………… (1)

따라서, 비교회로 6의 상승시에 카운터회로 2의 계수값 θ₀이 랫치될 때 다음식(2)의 관계가 성립된다.

θ₀=2nπ+θ_r……………………………………… (2)

카운터회로 2의 계수값 θ₀의 2π 이상의 값을 오버후로우(overflow)로하여 무시할 때 다음식(3)의 관계가 성립된다.

θ₀=θ_r……………………………………………… (3)

항상 계수를 계속하는 카운터 회로 2의 계수값 θ₀을 양호한 타이밍에서 랫칭하기 위해 하강 트리거가능 D-형 플립플롭 회로 7이 사용된다. 비교회로 6의 출력은 플립플롭회로 7의 데이터입력 D에 연결되며 또한 클록발생회로 1의 출력은 플립플롭 회로 7의 클록입력 CK에 연결된다. 이 회로구성은 클록펄스의 강하시점에서 데이터 입력 D를 샘플링해준다. 따라서, 플립플롭 회로 7로부터는 변화시점이 클록펄스의 하강시점과 동기된느 구형파가 출력된다. 플립플롭회로 7의 출력이 랫치회로 8의 클록입력으로 볼 때 카운터회로 2의 계수값 θ은 클록펄스의 상승시에 변화하기 때문에 계수값 θ₀은 올바르게 랫치될 수 있다.

따라서, 회전위치 θ_γ은 랫치회로 8에 의해 랫치된 값에 의해 디지탈값으로서 검출될 수 있다. 이 검출값은 싱크로 전기기계의 이차 유기전압의 0점들에서 갱신된 값이며, 또한 그러한 갱신 주기는 회전속도에 따라 동요 또는 변화됨을 주지해야 한다. 이러한 이유 때문에, 전술한 바와 같이, 디지탈 제어에서 샘플링 주기와의 동기화가 확립되지 않으므로 디지탈 제어에 응용성이 불량한 문제점이 있다. 그러한 문제점은 후술되는 본 발명에 의한 장치에 의해 해결될 수 있다.

[제 1 실시예]

본 발명은 싱크로의 여자신호와 출력유기전압신호간의 위상차를 검출하고 또한 위상차를 검출한 시각을 검출하고 그에따라 검출된 이들 복수 데이터를 사용하여 임의의 시간에 회전위치의 예측연산을 수행하는 방식에 기초하고 있다.

본 발명의 제1실시예의 회로를 제 2 도를 참조하여 설명한다. 이 회로는 클록발생회로 1, 카운터회로 2 및 함수회로 3으로 구성되어 교류 여자 신호를 발생시키는 여자회로와, 다상의 일차권선 및 이차권선을 갖고 있으며, 회전체에 결합되는 싱크로 전기기계(리솔버) 4와, 필터회로 5, 비교회로 6 및 플립플롭 회로 7로 구성되는 종래의 장치에서와 동일한 회로구성을 포함하며 또한 새로운 구성요소로서 위상치와 그의 검출 시간을 검출하도록 랫치회로 9 및 카운터회로 10을 포함하는 위상차 검출회로와, 랫치회로 11,13,14 및 15,플립플롭회로 12 및 마이크로 컴퓨터 16을 포함하는 예측연산회로를 더 포함한다. 이 랫치회로들 13,14 및 15는 한 출력을 제어할 수 있는 3상 출력형이다.

이 회로의 기본 동작원리를 우선 설명한다. 싱크로 4의 다상일차권선이 여자회로로부터 출력되는 교류여자신호에 의해 여자될 때 회전위치에 따라 위상이 변화하는 유기 전압신호가 이차권선에서 발생된다. 필터회로 5, 비교회로 6 및 플립플롭회로 7을 사용하여 유기전압신호의 0점을 검출함으로서 또한 랫치회로 9를 사용하여 그 시각에 교류 여자신호의 위상을 나타내는 카운터회로 2의 계수값을 랫칭함으로서 교류 여자신호와 유기전압신호간의 위상차로서 위상변화가 위상차 검출회로에 의해 검출된다. 이 시각에, 카운터회로 2의 더 높은 순서의 카운터회로 10의 계수값을 랫칭시킴으로써 위상차뿐만 아니라 검출시각이 랫치회로 9에서 검출된다. 이와 동시에 종전의 위상차와 그의 검출시각은 예측연산회로의 랫치회로 11로 전달된다. 예측연산회로에서, 임의의 시간에 예측회전위치는 이들 데이터를 사용하여 연산된다.

이 예측연산회로의 동작을 상세히 설명하겠다. 클록 발생회로 1로부터 출력된 클록펄스들은 카운터 회로2에 의해 계수된다. 계수값 θ₀는 시간에 따라 증가한다. 이 계수값 θ₀는 함수회로 3에 입력된다. 따라서, 계수값 θ₀에 대응하여 2상 정현파 신호 sinθ₀와cosθ₀가 출력된다. 싱크로(리솔버) 4는 함수회로 3으로부터 출력된 2상 정현파 신호에 의해 여자된다. 결과적으로, 회전위치θ_γ에 따라 여자 정현파 신호에 대한 위상이 변화하는 유기정압신호 sin(θ₀-θ_γ)은 이차권선으로부터 출력된다. 싱크로 4로부터의 출력은 상술한것과 동일한 방식으로 필터회로 5를 통과하므로 잡음 또는 의율성분이 제거된다. 따라서 그러한 출력은 비교회로 6과 플립플롭회로 7을 통해 유기전압신호의 0점에서 변화하는 구형파로 변동된다. 구형파의 상승시각에서 카운터회로 2의 계수값θ₀는 여자신호와 유기전압 신호간의 위상차로서 회전위치 θ_γ을 검출하도록 랫치회로 9에 의해 랫치된다. 이 시각에, 카운터회로 2의 2순위 카운터 10의 계수값 θ_h는 또한 동일한 랫치회로 9에 의해 데이터 t_h로서 랫치된다. 랫치회로 9에 의해 랫치된 고위 데이터 t2_m하위 데이터 θ_γ의 조합으로서 얻은 데이터 t(=t_h·θ_γ: 중앙의 점은 명세서에서 상위 데이터와 하위데이타간의 분할기로서 사용된다)는 회전위치 θ_γ이 검출된 시간을 나타낸다. 이와 동시에, 랫치회로 9에 의해 랫치된 종전의 회전위치를 나타내는 데이터와 그의 검출시간을 나타내는 데이터가 전달된다.

따라서, 항상 최신의 회전위치를 나타내는 θ_γNEW와 그의 검출시각을 나타내는 데이터 t_NEW(=t_{h NEW}·θ_γNEW)가 랫치회로 9내에 랫치되어 1회 이전의 회전위치를 나타내는 θ_{γ OLD}와 그의 검출시각을 나타내는 데이터 t_OLD(=t_{h OLD}·θ_γOLD)는 랫치회로 11내에 랫치된다. 마이크로 컴퓨터 16은 그내에서 이들 데이터를 판독하기 위한 지령으로서 임의의 시간에 플립플롭회로 12의 데이터입력 D를 논리 "0"으로부터 "1" 변화시킨다. 클록발생회로 1의 출력은 플립플롭 7의 클록입력 CL에 연결된다. 따라서, 플립플롭 7과 동일한 기능에 의해 데이터입력 D는 클록펄스의 강하와 동기화되어 플립플롭회로 12로부터 출력된다. 이 플립플롭회로12의 출력의 상승에 반응하여 최신의 회전위치를 나타내는 데이터 θ_{r NEW}와 그의 검출시각을 나타내는 데이터 t_NEW(=t_{h NEW}·θ_{γ NEW})는 랫치회로 9로부터 랫치회로 14로 전달되며 또한 일회이전의 회전위치를 나타내는 θ_{γ OLD}와 그의 검출시각을 나타내는 데이터 t_OLD(=t_{h OLD}·θ_{γ OLD})는 랫치회로 11로부터 랫치회로 15로 전달된다. 이 시각에 카운터회로 2와 10의 계수값 θ₀와 θ_h는 시간데이타 t_SYN(=t_{n SYN}·t_{1 SYN})으로서 랫치회로 13에 의해 동시에 랫치된다. 이 랫치회로들은 동시에 마이크로 컴퓨터 16이 동시에 데이터를 그대로 읽어들인다.

회전위치를 예측하기 위한 연산의 원리는 제 3 도에 도시되어 있는데, 여기서 횡축과 종축은 시간 t와 회전위치 θ_γ을 각각 나타낸다. 이 도면에서, 랫치회로 14에 의해 랫치된 최신의 회전위치 데이터를 θ_{r NEW}그의 검출 시각을 나타내는 데이터를 t_NEW랫치회로 15에 의해 랫치되는 일회이전의 회전위치를 나타내는 데이터를 θ_{r OLD}그리고 검출시각을 나타내는 데이터를 t_OLD그리고 랫치회로 13에 의해 랫치된 데이터를 마이크로 컴퓨터 16이 그대로 읽어들이기 위한 지령을 송출했을 때 그 시각을 나타내는 데이터 t_SYN을 나타낸다.

시각 t_OUT에서 예측회전위치 θ_{r OUT}을 예측 연산하는 경우, 도시된 바와 같이, 1회 이전의 회전위치 θ_{r OLD}및 그의 검출시각 t_OLD와, 최신의 회전위치 θ_{r NEW}및 그의 검출시각 t_NEW까지 직선근사에 의해 구한다.

그러한 예측연산은 다음 식(4)으로 성립된다.

θ_{r OUT}=(θ_{r NEW}-θ_{r OLD}×(t_OUT-t_NEW)/

(t_NEW-t_OLD)+θ_{r NEW}…………………………… (4)

마이크로 컴퓨터 16에 의해 예측연산에 필요한 시각 τ_CPU를 고려하면, 시각 t_OUT는 다음식(5)로 나타낸 바와 같이 정의된다.

t_OUT=t_SYN+

_CPU………………………………………… (5)

마이크로 컴퓨터 16은 식(4) 및 (5)에 보인 예측연산을 수행하여 시각 t_OUT에서 예측회전 위치 θ_rOUT를 출력시킨다.

설명된 제1실시예에 의하면, 임의의 시간에 회전위치를 예측하여 그 시간에 그것을 출력시키는 것이 가능하다. 따라서, 종래에 당면했던 바와 같은 회전속도 또는 여자주파수에 의해 검출주기가 결정되는 등의 불편함을 피할 수 있다.

[제 2 실시예]

본 발명의 제2실시예는 제 4 도에 나타낸다. 디지탈 제어는 일반적으로 고정 샘플링 주기를 갖고 있기 때문에 회전검출장치에 적용할 때 또한 검출주기를 고정화하는 것이 바람직하다. 본 실시예에서, 검출주기는 여자주기와 동일한 고정값에 세트된다. 본 실시예는 플립플롭 회로 12가 없는 점, 랫치회로 13이 카운토회로 10의 계수값 θ_n만을 랫치하는 점, 그리고 랫치회로 13 및 14가 카운터회로 2의 캐리아울 C의 랫치동작을 수행하는 점에 있어 제1실시예와 다르다.

랫치회로 13,14 및 15는 제1실시예에서 마이크로 컴퓨터 16으로부터의 지령에 의해 임의의 시간에 랫치 동작을 수행하지만 본 실시예에서는 랫치지령으로서 여자주기와 주기가 동일한 카운터회로 2의 캐리아울 C가 사용된다. 마이크로 컴퓨터 16은 랫치회로 13의 데이터내의 변화들을 심사하여 또한 어떤 변화가 발생할 때 랫치회로 13,14 및 15의 데이터를 그대로 순서적으로 읽어들인다. 랫치회로 13은 카운터회로 10은 계수값 θ_n만 랫치한다. 카운터회로 2의 계수값은 랫치동작의 시각에서 0과 동일하기 때문에 시각 t_SYN(=t_{n SYN}0)을 랫치지령용으로 사용한다. 마이크로 컴퓨터 16은 제1실시예와 동일한 방식으로 식(4)와 (5)로 나타낸 예측연산을 수행하여 시각 t_OUT에서 예측회전위치 θ_rOUT를 출력시킨다.

마이크로 컴퓨터 16이 예측회전위치 θ_rOUT를 출력시키는 주기는 여자주기와 동일한 고정주기가 된다.

[제 3 실시예]

상술한 두 실시예들에서, 예측연산은 2회의 위상차와 그의 검출시각들을 사용하여 수행된다. 만일 대량의 위상차와 그들의 검출시간들을 사용할 경우, 더욱 정밀한 예측연산을 기대할 수 있다. 제5도는 3회의 위상차와 그들의 검출시각들을 사용하여 예측연산을 수행하기 위해 추가로 제공되는 회로를 나타낸다. 본 회로 구성에서 랫치회로 17은 랫치회로 11의 출력에 추가로 연결되며, 또한 랫치회로 18은 랫치회로 17의 출력에 추가로 더 연결된다.

2차회전의 회전위치를 나타내는 데이터 θ_rOLD2와 그의 검출시각을 나타내는 데이터 t_OLD2(=t_{n OLD2}·θ_rOLD2)는 랫치회로 17내에 랫치된다. 마이크로 컴퓨터 16은 2회이전의 회전위치를 나타내는 데이터 θ_rOLD2와 다른 데이터와 함께 데이타 t_OLD2(=t_{n OLD2}·θ_rOLD2)를 랫치회로 18을 통해 읽어들여 예측연산을 수행한다. 시각 t_OLD에서의 회전속도를 ω_OLD로, 시각 t_NEW에서의 회전속도를 ω_NEW로 그리고 시각 t_OUT에서의 예측회전 속도를 ω_OUT로 나타날 때 이들 값들은 다음식(6)-(8)에 의해 조사될 수 있다.

ω_OLD=(θ_{r OLD2}-θ_{r OBD})/(t_OLD2-t_OLD) …………… (6)

ω_NEW=(θ_rNEW-θ_rOLD)/(t_NEW-t_OLD) ……………… (7)

그리고

ω_OUT=(ω_NEW-ω_OLD)/(t_OUT-t_NEW) ………………… (8)

따라서, 시각, 에서의 예측회전위치 는 시각 로부터 까지의 속도를 로 나타낼 때 다음식(9)에 의해 조사될 수 있다.

θ_{r OUT}=ω_OUT×(t_OUT-t_NEW)+θ_{r NEW}……………… (9)

마이크로 컴퓨터 16은 식(6) 내지 (9)에 의해 표현되는 연산을 수행하여 시각 에서 예측회전위치 θ_rOUT를 출력시킨다. 비록 연산이 복잡해지긴하지만 보다작은 오차를 갖는 회전위치가 얻어질 수 있다. 그밖에, 본 발명을 선형 싱크로에 적용할 때 상기와 동일한 장점이 성형위치 검출장치로서 얻어질 수 있음은 말할 필요도 없다.

[제 4 실시예]

본 발명 제4실시예는 제 6 도에 나타낸다. 본 실시예에 의한 회로는 제 4 도에 보인 제2실시예의 회로에 랫치회로 19, 레이트 멀티플라이어회로 20 및 엎/다운 카운터회로 21이 추가되는 것이 특징이다. 제2실시예의 회로와 마찬가지로, 예측연산 회로는 랫치회로들 11,13,14 및 15 그리고 마이크로 컴퓨터 16으로 구성되어 결국 매고정주기때마다 예측 회전위치를 연산한다. 본 실시예에서는 예측회전위치에 있어서의 변화에 해당하는 값이 더 연산된다. 결국 연산된 변화분에 해당하는 값은 레이트 멀티플라이어회로 20의 레이트 입력으로서 입력된다. 따라서, 레이트 입력에 해당하는 주파수를 갖는 펄스신호는 레이트 멀티플라이어 회로 20으로부터 출력된다. 이 펄스 신호는 엎/다운 카운터회로 21에 의해 계수된다. 엎/다운 카운터회로 21의 계수값은 예측 회전위치를 추종한다. 결과적으로, 추종지연시간과 예측연산을 기준한 전진시간은 상호 상쇄된다. 따라서 회전위치는 지연없이 엎/다운 카운터회로 21의 계수값에 의해 디지탈값으로서 검출될 수 있다.

이 회로내의 예측연산은 다음과 같이 수행된다. 처음에, 마이크로 컴퓨터 16은 랫치회로 13의 데이터내의 변화를 심사한다. 만일 어떠한 변화가 있을 경우, 마이크로 컴퓨터 16은 예측연산을 수행하도록 이들 데이터를 읽어들인다. 회전연산을 예측하기 위한 연산원리는 제 7 도에 도시되어 있는데, 여기서 횡축과 종축은 시간 t와 회전위치 θ_r을 각각 나타낸다. 이 도면에서, 랫치회로 14에 의해 랫치된 최신의 회전위치 데이터는 θ_rNEW, 그의 검출시각 데이터는 t_NEW, 1회이전의 회전위치를 나타내는 데이터는 θ_rOLD, 그의 검출시각 데이터는 t_OLD, 그리고 0으로 간주되는 하위데이타 t_1SYN과 화합되는 시간데이타는 t_SYN(=t_{n SYN}0)으로 나타낸다. 도시된 바와같이 시간 t_D에서 예측회전위치 θ_rD의 예측연산을 수행하기 위해 예측회전위치 θ_rD는 1회이전의 회전위치 θ_rOLD와 그의 검출시각 t_OLD로부터 선형근사에 의해 얻어진다. 이 예측연산은 다음 식(10)으로 나타낸다.

θ_rD={(θ_{r NEW}-θ_{r OLD})×(t_P-t_NEW)/(t_NEW-t_OLD)+θ_rNEW……… (10)

시간 t_OLT는 마이크로 컴퓨터 16에 의해 예측연산에 필요한 시간 τ_CPU과 추종지연시간 τ_DLY를 고려함으로서 식(11)에 의해 나타낸 바와같이 정의된다.

t_OUT=t_SYN+τ_CPU+τ_DLY…………………………………………… (11)

그러한 예측연산은 랫치회로 13의 데이터가 변화될 때마다 즉, 여자주기와 동기하여 반복적으로 수행된다. 이전의 예측연산에서, 시간 tc(t_D2)에서 예측회전위치 θ_rD2도 마찬가지로 1회 더 이전의 회전위치 θ_rOLD2및 그의 검출시각 θ_{r D2}, 그리고 1회이전의 회전위치 θ_{r OLD}및 그의 검출시각 t_OLD로부터 결정된다. 따라서, 시간 t_c로부터 t_o까지의 시간 τ_DLY는 여자주기와 동일하다. 따라서, 이 시간동안 예측회전 위치에서의 변화분

θ_rD는 다음 식(12)로 나타낸다.

θ_rD=θ_rD-θ_rD2………………………………………………… (12)

마이크로 컴퓨터 16은 식(11)과(12)에 의해 나타낸 예측연산과 식(12)로 나타낸 예측회전위치 변동연산을 수행하여 시간 t_c에서 레이트 멀티플라이어 20의 레이트 입력에 예측회전위치 변동 θ_rD의 절대값 ｜θ_rD｜를 출력시키며 또한 그의 사인 SIGN을 엎/다운 카운터회로 21의 엎/다운 입력 U/D에 출력시킨다. 레이트 멀티플라이어회로 20으로부터 레이트 입력으로서 주어진 절대값 ｜θ_rD｜과 일치하는 수의 펄스들이 시간 τ_DLY동안 등간격으로 출력된다. 그러한 펄스들은 엎/다운 카운터회로 21의 클록에 입력된다. 계수값 θ_rc는 엎/다운 입력 U/D에 주어지는 사인 SIGN에 따라 증가 또는 감소한다. 만일 계수값 θ_rc가 시간 에서 1회이전의 예측회전위치 θ_rD2와 동일할 경우, 계수값 θ_rC는 시간 t_D에서 예측회전위치 θ_rD와 동일하게 된다.

그의 뒤따르는 횟수들에서 상술한 것과 동일한 동작에 의해 엎/다운 카운터회로 21의 예측회전위치와 계수값 θ_rc는 여자주지와 동일한 주기마다 일치한다. 계수값 θ_rc는 제 7 도에 보인 바와같이 각 주기동안 거의 선형으로 변동한다. 랫치회로 19는 엎/다운 카운터 회로 21의 계수값의 초기값을 조정하기 위해 제공된다.

초기 조건에서, 마이크로 컴퓨터 16은 랫치회로 19를 통해 엎/다운 카운터회로 21의 계수값 θ_rc를 읽어들여 회전위치의 검출값과 동일하게 되도록 레이트 멀티플라이어 회로 20의 레이트 입력을 동작시킨다.

지금까지 설명한 본 발명의 제 4 실시예에 의하면, 엎/다운 카운터회로의 계수값은 사실상 지연없이 회전 위치를 추종한다. 따라서, 연속회전 위치들을 디지탈값으로 얻을 수 있다.

예측연산이 본 실시예에서 2회의 회전위치와 그의 검출시각들로부터 선형 근사에 의해 수행되지만 그러한 연산은 3회이상의 회전위치들과 그의 검출시각들로부터 곡선 근사에 의해 수행될 수도 있다. 그밖에, 마이크로 컴퓨터 16은 연산주기가 여자주기와 일치하도록 할 필요는 없으나, 연산주기를 임의로 하는 구성을 적용할 수도 있다.

본 발명을 선형 싱크로 전기기계에 적응할 때 상술한 바와 동일한 장점들이 얻어질 수 있음은 말할 필요도 없다.

[산업상 이점]

본 발명에 의하면, 싱크로 전기기계와 위상검출형 콘버터의 조합으로 구성되는 종래의 회전검출장치의 결점이었던 검출주기의 제한 및/또는 회전속도 등에 따른 검출주기에서의 변동 또는 동요가 제거되므로 그에 의해 임의의 시간에서의 검출과 고정된 주기마다의 검출이 행해질 수 있다. 따라서, 본 발명에 의한 회전검출장치가 전기 모터의 디지탈 제어용으로 사용될 때조차 디지탈 제어용 샘플링 주기와 검출주기간의 동기가 쉽게 설정될 수 있다. 또한 다중속도 싱크로에 적용될 때 복수 싱크로의 회전위치들이 동시에 검출될 수 있으며, 또한 회전속도가 고속일대조차 검출값의 합성이 용이하다. 그밖에, 본 장치를 구성하는 대부분의 회로들은 디지탈 회로구성으로 되기 때문에 집적회로로서 실시하는 것이 가능하므로 소형화 제조 및 값싼 장치의 제조를 실현시킬 수 있다.

Claims (6)

1. 다상 교류 여자신호를 발생시키기 위한 여자회로(1,2,3)와, 회전체에 결합되는 싱크로 전기기계(4)를 포함하며, 다상 일차권선이 상기 교류여자신호에 의해 여자되므로서 상기 회전체의 회전위치(θ_r)에 비례하는 각도만큼 위상이 변화하는 유기전압 신호를 이 이차권선에 발생시켜 결국 상기 교류 여자신호와 상기 유기전압 신호간에서 발생되는 위상차를 기준으로 회전에 상관하는 물리적 양을 검출하는 회전검출장치에 있어서, 상기 교류여자신호와 상기 유기전압신호간의 위상차와 그의 검출시각을 검출하기 위한 위상차 검출회로(5,6,7,9,10)와, 상기 위상차 검출회로에 의해 검출된 2회 이상의 위상차 및 그의 검출시각으로부터 임의의 시각에서 회전체의 회전위치를 예측하기 위한 예측연산회로(11,12,13,14,15,16)을 더 포함하는 것이 특징인 회전검출장치.
2. 제 1 항에서, 상기 여자회로는 클록발생수단(1)과, 상기 클록발생수단으로부터 클록을 계수하기 위한 제1카운터(2)와, 그리고 상기 제1카운터의 출력을 기준으로 다상 교류 여자신호를 발생시키기 위한 함수 발생수단(3)을 포함하며, 상기 위상차 검출회로는 상기 제1카운터(2)로부터 오버후로우된 고순위 디지트 또는 숫자들을 계수하기 위한 제2카운터를 포함하며, 상기 제2카운터의 계수값을 사용하여 시각을 검출하는 것이 특징인 회전 검출장치.
3. 제 1 항에서, 상기 예측연산 회로는 위상차와 검출시각을 랫치시키기 위한 랫치회로(11,12,13,14,15)와, 상기 랫치회로내의 데이터를 근거로 예측연산을 수행하기 위한 마이크로 컴퓨터(16)를 포함하는 것이 특징인 회전 검출장치.
4. 다상 교류 여자신호를 발생시키기 위한 여자회로(1,2,3)와, 회전체에 결합되는 싱크로 전기기계(4)를 포함하며, 다상 일차권선이 상기 교류여자신호에 의해 여자되므로서 상기 회전체의 회전위치(θ_r)에 비례하는 각도만큼 위상이 변화하는 유기전압신호를 이 이차권선에 발생되어, 결국 상기 교류 여자신호와 상기 유기전압 신호간에서 발생되는 위상차를 기준으로 회전에 상관하는 물리적 양을 검출하는 회전검출 장치에 있어서, 상기 교류 여자신호와 상기 유기전압 신호간의 위상차와 그의 검출시각을 검출하기 위한 위상차 검출회로(5,6,7,9,10)와, 상기 위상차 검출회로에 의해 검출된 2회 이상의 위상차와 그의 검출시각으로부터 일정 주기의 시각에서 회전체의 회전위치를 예측하는 예측연산 회로(11,12,13,14,15,16)와, 상기 예측연산회로에 의해 예측된 회전위치의 변화분이 설정되는 레이트 멀티플라이어회로(20)와, 그리고 상기 레이트 멀티플라이어회로의 출력을 계수하는 엎다운 카운터(21)로 구성되어, 상기 엎다운 회로의 출력이 회전위치에 21의 동일하도록 상기 예측연산회로내의 회전위치를 예측하기 위한 시각을 상기 엎다운 카운터회로의 출력이 추종하는 시간을 고려한 시각으로 하는 것을 특징으로 하는 회전 검출장치.
5. 제 4 항에서, 상기 여자회로는 클록발생수단(1)과, 상기 클록발생수단으로부터 클록을 계수하기 위한 제1카운터(2)와, 그리고 상기 제1카운터의 출력을 기준으로 다상 교류 여자신호를 발생시키기 위한 함수 발생수단(3)을 포함하며, 상기 위상차 검출회로는 상기 제1카운터(2)로부터 오버후로우된 고순위 디지트 또는 숫자들을 계수하기 위한 제2카운터를 포함하며, 상기 제2카운터의 계수값을 사용하여 시각을 검출하는 것이 특징인 회전 검출장치.
6. 제 4 항에서, 상기 예측연산회로는 위상차와 검출시각을 랫치시키기 위한 랫치회로(11,12,13,14,15)와, 상기 랫치회로내의 데이터를 근거로 예측연산을 수행하기 위한 마이크로 컴퓨터(16)를 포함하는 것이 특징인 회전 검출장치.

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