JPH02298872A - 位相計測回路 - Google Patents
位相計測回路Info
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- JPH02298872A JPH02298872A JP1118647A JP11864789A JPH02298872A JP H02298872 A JPH02298872 A JP H02298872A JP 1118647 A JP1118647 A JP 1118647A JP 11864789 A JP11864789 A JP 11864789A JP H02298872 A JPH02298872 A JP H02298872A
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 12
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 17
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 claims 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
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- Measuring Phase Differences (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は正弦波信号を用いて遅延時間を入出力間の位相
差から求める装置に関し、特に、使用される正弦波信号
の周波数に依存することなく、任意のサンプリング時刻
において位相角を計測することができるようにした位相
計測回路に関する。
差から求める装置に関し、特に、使用される正弦波信号
の周波数に依存することなく、任意のサンプリング時刻
において位相角を計測することができるようにした位相
計測回路に関する。
［従来の技術］
従来のこの種の位相計測回路を第２図に示す。
第２図に示す位相計測回路は、入力される被測定信号を
Ａ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１８を有する。Ａ／Ｄ変換
器１８で変換された入力信号は。
Ａ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１８を有する。Ａ／Ｄ変換
器１８で変換された入力信号は。
■相とＱ相に分波するために、基準信号発生器２５から
の信号を正弦発生器２１．余弦発生器２２を通して発生
されるローカル信号を基に乗算器１９．２０で乗算され
る。これらの乗算信号は加算器２３．．２４で平均化さ
れ、演算器２６によってｔａｎ −’ （ΣＱ／ΣＩ）
の演算を行うことによってサンプリング時刻における計
測位相角を求める。
の信号を正弦発生器２１．余弦発生器２２を通して発生
されるローカル信号を基に乗算器１９．２０で乗算され
る。これらの乗算信号は加算器２３．．２４で平均化さ
れ、演算器２６によってｔａｎ −’ （ΣＱ／ΣＩ）
の演算を行うことによってサンプリング時刻における計
測位相角を求める。
［発明が解決しようとする課題］
上述した従来の位相計測回路では、被測定信号の位相を
基準信号発生器２５より発生されるローカル信号との間
の位相差として計測するため、被測定信号の位相角を知
るには、基準信号発生器２５から発生されるローカル信
号の一部を測定用信号として出力する必要があった。
基準信号発生器２５より発生されるローカル信号との間
の位相差として計測するため、被測定信号の位相角を知
るには、基準信号発生器２５から発生されるローカル信
号の一部を測定用信号として出力する必要があった。
また、被測定信号の周波数がローカル信号の周波数と異
なる場合、計測位相角はその差の周波数に応じて変化す
るが、加算器の出力が減少するため、計測位相角の誤差
が増大するという欠点があった。
なる場合、計測位相角はその差の周波数に応じて変化す
るが、加算器の出力が減少するため、計測位相角の誤差
が増大するという欠点があった。
そこで１本発明の目的とするところは、容易な回路構成
で、入力される被測定信号のサンプル時刻における位相
を精度よく計測する位相計測回路を提供することにある
。
で、入力される被測定信号のサンプル時刻における位相
を精度よく計測する位相計測回路を提供することにある
。
［課題を解決するための手段］
本発明による位相計測回路は、被測定信号を特定のサン
プリング周波数にてＡ／Ｄ変換する手段と、Ａ／Ｄ変換
された信号を計測時刻の前後で記録するシフトレ・ジス
タと、該シフトレジスタの内容を読み出して入力データ
のゼロクロスを計数するカウンタと、カウンタのカウン
ト値から既約の周波数を演算する手段と、この演算され
た周波数にて計測時刻において位相角がＯとなる正弦、
余弦のローカル信号を発生する手段と、前記シフトレジ
スタの内容を再び読み出して入力データに対し前記正弦
、余弦のローカルデータで位相検波を行なうための乗算
手段及び加算手段と、該加算手段の加算結果より位相角
を算出する演算器とを有することを特徴とする。
プリング周波数にてＡ／Ｄ変換する手段と、Ａ／Ｄ変換
された信号を計測時刻の前後で記録するシフトレ・ジス
タと、該シフトレジスタの内容を読み出して入力データ
のゼロクロスを計数するカウンタと、カウンタのカウン
ト値から既約の周波数を演算する手段と、この演算され
た周波数にて計測時刻において位相角がＯとなる正弦、
余弦のローカル信号を発生する手段と、前記シフトレジ
スタの内容を再び読み出して入力データに対し前記正弦
、余弦のローカルデータで位相検波を行なうための乗算
手段及び加算手段と、該加算手段の加算結果より位相角
を算出する演算器とを有することを特徴とする。
［作用］
本発明の位相計測回路は、入力された被測定信号をＡ／
Ｄ変換して得られた信号をサンプリングパルスに同期し
て切り出し、これをシフトレジスタにてサンプリング時
刻及びその前後のＮ個のデータを記憶する。そして、第
１段階としてシフトレジスタから（２Ｎ＋１）個のデー
タ系列を読み出し、カウンタによりデータ系列のゼロク
ロスをカウントする。演算手段はこのカウント値によっ
て既約の周波数を得る。正弦発生器、余弦発生器は、既
約の周波数でサンプリング時刻に記録されたデータに対
し、ローカル信号の発生位相が０″となるように制御さ
れる。
Ｄ変換して得られた信号をサンプリングパルスに同期し
て切り出し、これをシフトレジスタにてサンプリング時
刻及びその前後のＮ個のデータを記憶する。そして、第
１段階としてシフトレジスタから（２Ｎ＋１）個のデー
タ系列を読み出し、カウンタによりデータ系列のゼロク
ロスをカウントする。演算手段はこのカウント値によっ
て既約の周波数を得る。正弦発生器、余弦発生器は、既
約の周波数でサンプリング時刻に記録されたデータに対
し、ローカル信号の発生位相が０″となるように制御さ
れる。
位相角の算出は、第２段階として、シフトレジスタに記
録された入力データを再び読み出し、これに乗算手段に
より前記ローカル信号を乗算し。
録された入力データを再び読み出し、これに乗算手段に
より前記ローカル信号を乗算し。
更に加算手段で累積する。
演算器はｊａｎ −’ （ΣＱ／ΣＩ）の演算を行う。
［実施例コ
次に１本発明の実施例につき図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例である。
入力される被測定信号は１周波数が既知の基準信号発生
器２からのクロック信号でＡ／Ｄ変換器１によりＡ／Ｄ
変換される。スイッチ６は通常開じており、Ａ／Ｄ変換
された入力データは（２Ｎ＋１）段のシフトレジスタ７
にとり込まれ、最新のサンプルデータがシフトレジスタ
７の第１段目に記録されている。位相計測時刻を示すた
めのサンプリングパルスが入力されると、Ｄフリップフ
ロップ３及び４で基準クロックに同期化がなされ。
器２からのクロック信号でＡ／Ｄ変換器１によりＡ／Ｄ
変換される。スイッチ６は通常開じており、Ａ／Ｄ変換
された入力データは（２Ｎ＋１）段のシフトレジスタ７
にとり込まれ、最新のサンプルデータがシフトレジスタ
７の第１段目に記録されている。位相計測時刻を示すた
めのサンプリングパルスが入力されると、Ｄフリップフ
ロップ３及び４で基準クロックに同期化がなされ。
Ｎクロックディレーゲート５を有効にする。Ｎクロック
ディレーゲート５は、有効になった時点からＮクロ７２
分のディレーをもって、スイッチ６を開く。このことに
よって（２Ｎ＋１）段のシフトレジスタ７には６サンプ
ル時刻及びその前後のＮ個のデータ系列が記憶される。
ディレーゲート５は、有効になった時点からＮクロ７２
分のディレーをもって、スイッチ６を開く。このことに
よって（２Ｎ＋１）段のシフトレジスタ７には６サンプ
ル時刻及びその前後のＮ個のデータ系列が記憶される。
第１段階として、波数カウンタ８はシフトレジスタ７の
データ系列を読み出し、そのゼロクロスを計数する。こ
の計数値を基に、演算器９によって入力信号の既約の周
波数が求められる。
データ系列を読み出し、そのゼロクロスを計数する。こ
の計数値を基に、演算器９によって入力信号の既約の周
波数が求められる。
第２段階においては、求められた周波数を基に数値制御
発振器１０において。（Ｎ＋１）番目の位相が００とな
る（２Ｎ＋１）個のローカル位相を発生し、正弦発生器
１３．余弦発生器１４でローカル信号が発生される。正
弦、余弦のローカル信号はシフトレジスタ７から再読み
出しされた（２Ｎ＋１）個の入力データとそれぞれ乗算
器１１及び１２で乗算されつつ、加算器１５及び１６で
累積される。累積されたＩ相、Ｑ相のデータから演算器
１７はｊａｎ −’ （ΣＱ／ΣＩ）の演算を行ない。
発振器１０において。（Ｎ＋１）番目の位相が００とな
る（２Ｎ＋１）個のローカル位相を発生し、正弦発生器
１３．余弦発生器１４でローカル信号が発生される。正
弦、余弦のローカル信号はシフトレジスタ７から再読み
出しされた（２Ｎ＋１）個の入力データとそれぞれ乗算
器１１及び１２で乗算されつつ、加算器１５及び１６で
累積される。累積されたＩ相、Ｑ相のデータから演算器
１７はｊａｎ −’ （ΣＱ／ΣＩ）の演算を行ない。
計測位相角を得る。
し発明の効果］
以上説明したように本発明は、被測定正弦波信号のサン
プル時刻における位相角を計測することが可能となり、
入力される被測定正弦波信号の既約の周波数をローカル
で推定しているために、入力被測定正弦波信号が変動し
ても１位相を演算するための相関値ΣＩ、ΣＱが減少す
ることがないため、高精度に位相計測を行なうことがで
きるという効果がある。
プル時刻における位相角を計測することが可能となり、
入力される被測定正弦波信号の既約の周波数をローカル
で推定しているために、入力被測定正弦波信号が変動し
ても１位相を演算するための相関値ΣＩ、ΣＱが減少す
ることがないため、高精度に位相計測を行なうことがで
きるという効果がある。
また、遅延時間を入出力間の位相差として求める場合に
は、供試回路に供給する正弦波信号のゼロクロスポイン
トがサンプル時刻に同期している限り１周波数の変動が
あっても位相差が計測でき。
は、供試回路に供給する正弦波信号のゼロクロスポイン
トがサンプル時刻に同期している限り１周波数の変動が
あっても位相差が計測でき。
遅延時間を得ることができる。
以下余白
第１図は本発明の位相計測回路の一実施例を示すブロッ
ク図、第２図は従来例のブロック図である。 １ ： Ａ／Ｄ変換器、２：基準信号発生器、３゜４：
Ｄフリップフロップ、５：Ｎクロックディレーゲート、
６：スイッチ、７： （２Ｎ＋１）段シフトレジスタ
、８：波数カウンタ、９：演算器。 １０：数値制御発振器、１３：正弦発生器、１４：余弦
発生器 １７：演算器。 ＝＾色ＨＡｔ Ｐ； 第２図
ク図、第２図は従来例のブロック図である。 １ ： Ａ／Ｄ変換器、２：基準信号発生器、３゜４：
Ｄフリップフロップ、５：Ｎクロックディレーゲート、
６：スイッチ、７： （２Ｎ＋１）段シフトレジスタ
、８：波数カウンタ、９：演算器。 １０：数値制御発振器、１３：正弦発生器、１４：余弦
発生器 １７：演算器。 ＝＾色ＨＡｔ Ｐ； 第２図
Claims (1)
- １）被測定信号の計測時刻における位相角を計測する方
式において、被測定信号を特定のサンプリング周波数に
てＡ／Ｄ変換する手段と、Ａ／Ｄ変換された信号を計測
時刻の前後で記録するシフトレジスタと、該シフトレジ
スタの内容を読み出して入力データのゼロクロスを計数
するカウンタと、該カウンタのカウント値から既約の周
波数を演算する手段と、この演算された周波数にて計測
時刻において位相角が０となる正弦、余弦のローカル信
号を発生する手段と、前記シフトレジスタの内容を再び
読み出して入力データに対し前記正弦、余弦のローカル
データで位相検波を行なうための乗算手段及び加算手段
と、該加算手段の加算結果より位相角を算出する演算器
とを有することを特徴とする位相計測回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01118647A JP3099327B2 (ja) | 1989-05-15 | 1989-05-15 | 位相計測回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01118647A JP3099327B2 (ja) | 1989-05-15 | 1989-05-15 | 位相計測回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02298872A true JPH02298872A (ja) | 1990-12-11 |
| JP3099327B2 JP3099327B2 (ja) | 2000-10-16 |
Family
ID=14741735
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01118647A Expired - Fee Related JP3099327B2 (ja) | 1989-05-15 | 1989-05-15 | 位相計測回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3099327B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003057275A (ja) * | 2001-08-10 | 2003-02-26 | Hioki Ee Corp | 位相差算出方法 |
| JP2005099043A (ja) * | 2004-11-30 | 2005-04-14 | Hioki Ee Corp | 位相差算出方法 |
| JP2009186345A (ja) * | 2008-02-07 | 2009-08-20 | Hioki Ee Corp | 位相検出方法、位相検出装置および波形測定装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05180701A (ja) * | 1991-12-26 | 1993-07-23 | Kurosaki Refract Co Ltd | 溶融金属等の連続測温装置 |
| CN101271134B (zh) * | 2008-04-02 | 2010-09-15 | 深圳职业技术学院 | 一种电力线路电压相角的测试方法 |
-
1989
- 1989-05-15 JP JP01118647A patent/JP3099327B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP2009186345A (ja) * | 2008-02-07 | 2009-08-20 | Hioki Ee Corp | 位相検出方法、位相検出装置および波形測定装置 |
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| JP3099327B2 (ja) | 2000-10-16 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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