CN107209028B - 分析器装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的分析器装置包括：估计在分析器角度θ中包含的n倍波的误差分量的n倍波误差估计单元；以及将n倍波估计角度误差从θ中减去而输出校正后角度θ’的减法装置。n倍波误差估计单元包括：n倍波误差相位检测单元，求u，使得在将相位差设为u时，用比较了以cos(nθ+u)表示的COS波的矩形波对进行了同步检波的检波的输出的相当电角度的1/n周期的积分值为零，通过求得的u生成以sin(nθ+u)表示的SIN波；同步检波器，用比较了SIN波的矩形波对θ’进行同步检波；积分器，将检波输出积分相当电角度的1/n周期；实际角度积分值计算单元；振幅设定器，从积分器的积分值中减去了实际角度积分值计算单元的积分值所得的值，设定误差振幅；以及乘法器，将SIN波的振幅作为所述误差振幅，生成n倍波估计角度误差。可以不需要大的存储区域，校正角度误差。

Description

分析器装置
技术领域
本发明涉及检测转子的旋转角的分析器(resolver)装置。
背景技术
图1是表示作为分析器装置的现有例被记载于专利文献1中的结构的图，分析器装置包括：检测转子的旋转角的分析器11；对分析器11施加励磁信号的励磁单元12；将分析器11的输出信号转换为数字信号的输出信号转换单元13；以及使用转换后的分析器11的相位信息校正分析器11的旋转角的运算单元14。
假设分析器11为1相励磁、2相输出，输出信号(SIN信号、COS信号)与励磁信号一起被输入到输出信号转换单元13，输出信号转换单元13从励磁信号、SIN信号及COS信号生成数字信号的相位信息及0点信息。相位信息及0点信息被输入到运算单元14。相位信息包含与转子的实际的旋转角比较的误差。
图2是表示运算单元14的控制块的框图，运算单元14具有误差信息表20、初期化处理单元21、转速判定单元22、旋转周期计算单元23、匀速旋转判定单元24、预测旋转角计算单元25、分析器误差量计算单元26及校正旋转角计算单元27。
误差信息表20可以对分析器11的每个旋转角存储分析器11以匀速旋转时的相位信息的旋转角θr和预测旋转角θp之间的差分即分析器误差量θe，初期化处理单元21在误差信息表20中设定分析器误差量θe的初始值。
转速判定单元22通过0点信息的脉冲信号判定分析器11的转速是否在规定转速以上，旋转周期计算单元23计算旋转周期，匀速旋转判定单元24判定分析器11是否在以匀速旋转。预测旋转角计算单元25计算在分析器11以匀速旋转时计算预测旋转角θp。
分析器误差量计算单元26在分析器11以匀速旋转时计算分析器误差量θe，对于算出的分析器误差量θe加以低通滤波器而将误差信息表20更新。对分析器11的每个旋转角计算分析器误差量θe。
校正旋转角计算单元27将在误差信息表20中存储的分析器误差量θe相加或相减相位信息的旋转角θr来计算分析器11的校正旋转角θa。对分析器11的每个旋转角计算校正旋转角θa。算出的校正旋转角θa被输出到电力转换器15。在图2中，16表示由电力转换器15驱动的电机。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2013-238431号公报
发明内容
发明要解决的问题
在上述分析器装置中使用误差信息表20中存储的分析器误差量θe，计算分析器11的校正旋转角θa，分析器11在进行加速或减速时也可以校正在分析器11的旋转角θr中包含的误差。
可是，对分析器11的每个旋转角存储分析器误差量θe，所以存在作为误差信息表20需要极大的存储区域的问题。
本发明的目的在于，提供不需要大的存储区域，校正角度误差，可进行高精度的角度检测的分析器装置。
解决问题的方案
根据本发明的第1着眼点，分析器装置包括：分析器；对分析器施加励磁信号的励磁电路；从分析器的输出信号计算分析器角度θ的角度计算单元；估计在分析器角度θ中包含的n(n＞0)倍波的误差分量的n倍波(n-fold-wave)误差估计单元；以及将由n倍波误差估计单元估计出的n倍波估计角度误差从分析器角度θ中减去并输出校正后角度θ’的减法装置，n倍波误差估计单元包括：求u，使得在将相位差设为u时，用比较了以cos(nθ+u)表示的COS波的矩形波对所述分析器角度误差进行了同步检波的检波输出的相当电角度的1/n周期的积分值为零，通过求得的u生成并输出以sin(nθ+u)表示的SIN波的n倍波误差相位检测单元；比较所述SIN波的比较器；用由比较器输出的矩形波对校正后角度θ’进行同步检波的同步检波器；将同步检波器的检波输出积分相当电角度的1/n周期的积分器；计算将分析器角度θ中没有误差的实际角度，用由所述比较器输出的矩形波进行了同步检波所得的检波输出的相当电角度的1/n周期的积分值的实际角度积分值计算单元；从所述积分器的积分值中减去实际角度积分值计算单元的积分值的减法器；从减法器的输出设定误差振幅的振幅设定器；以及将所述SIN波的振幅作为所述误差振幅而生成并输出n倍波估计角度误差的乘法器，在分析器的旋转为匀速并且在规定的转速以上时进行u及误差振幅的更新。
根据本发明的第2着眼点，分析器装置包括：分析器；对分析器施加励磁信号的励磁电路；从分析器的输出信号计算分析器角度θ的角度计算单元；估计在分析器角度θ中包含的n(n＞0)倍波的误差分量的n倍波误差估计单元；以及将由n倍波误差估计单元估计出的n倍波估计角度误差从分析器角度θ中减去而输出校正后角度θ’的减法装置，n倍波误差估计单元包括：将从角度计算单元得到的角速度进行积分来计算实际角度的第1积分器；从分析器角度θ中减去所述实际角度来计算分析器角度误差的第1减法器；求u，使得在将相位差设为u时，用比较了以cos(nθ+u)表示的COS波的矩形波对所述分析器角度误差进行了同步检波的检波输出的相当电角度的1/n周期的积分值为零的n倍波误差相位检测单元；比较所述SIN波的比较器；从校正后角度θ’中减去所述实际角度来计算校正后角度误差的第2减法器；用由比较器输出的矩形波对校正后角度误差进行同步检波的同步检波器；将同步检波器的检波输出进行相当电角度的1/n周期积分的第2积分器；从第2积分器的积分值设定误差振幅的振幅设定器；以及将所述SIN波的振幅作为所述误差振幅而生成并输出n倍波估计角度误差的乘法器，在分析器的旋转为匀速并且在规定的转速以上时，进行u及误差振幅的更新。
发明的效果
根据本发明，实时地估计角度误差的振幅和相位而建立误差波形，通过从分析器角度θ中减去来校正角度误差。因此，可以进行角度误差的校正而不需要大的存储区域。
此外，对应于角度误差的各频率分量进行校正即可，可进行极高精度的角度检测。
附图说明
图1是表示分析器装置的现有结构例子的框图。
图2是表示图1中的运算单元的细节的框图。
图3是表示基于本发明的分析器装置的一实施例的功能结构的概要的框图。
图4是表示图3中的n倍波误差估计单元的一结构例子的框图。
图5是表示图4中的n倍波误差相位检测单元的细节的框图。
图6A是表示图5所示的n倍波误差相位检测单元中的工作波形例子的曲线图。图6B是表示图5所示的n倍波误差相位检测单元中的工作波形例子的曲线图。图6C是表示图5所示的n倍波误差相位检测单元中的工作波形例子的曲线图。图6D是表示图5所示的n倍波误差相位检测单元中的工作波形例子的曲线图。
图7A是表示图4所示的n倍波误差估计单元中的工作波形例子的曲线图。图7B是表示图4所示的n倍波误差估计单元中的工作波形例子的曲线图。图7C是表示图4所示的n倍波误差估计单元中的工作波形例子的曲线图。
图8是表示图3中的n倍波误差估计单元的另一结构例子的框图。
图9是表示图8中的n倍波误差相位检测单元的细节的框图。
图10A是表示图9所示的n倍波误差相位检测单元中的工作波形例子的曲线图。图10B是表示图9所示的n倍波误差相位检测单元中的工作波形例子的曲线图。图10C是表示图9所示的n倍波误差相位检测单元中的工作波形例子的曲线图。
图11A是表示图8所示的n倍波误差估计单元中的工作波形例子的曲线图。图11B是表示图8所示的n倍波误差估计单元中的工作波形例子的曲线图。图11C是表示图8所示的n倍波误差估计单元中的工作波形例子的曲线图。图11D是表示图8所示的n倍波误差估计单元中的工作波形例子的曲线图。
具体实施方式
以下，说明本发明的实施例。
实施例1
图3是表示基于本发明的分析器装置的实施例1的结构概要的图，分析器装置包括：分析器30；对分析器30施加励磁信号的励磁电路40；从分析器30的输出信号计算分析器角度θ的角度计算单元50，还包括多个n倍波误差估计单元60和减法装置70。各n倍波误差估计单元60是估计在分析器角度θ中包含的n(n＞0)倍波的误差分量的单元，n的值各自不同，为了区别，在图3中对n和标号60附加下标1、2、x。
假设分析器30例如为1相励磁、2相输出，SIN信号及COS信号作为输出信号被输入到角度计算单元50。励磁信号从励磁电路40也被输入到角度计算单元50。假设角度计算单元50是执行例如以往公知的跟踪环方式的角度计算方法的单元。
分析器角度θ及由各n(n1，n2，...，nx)倍波误差估计单元601，602，...，60x各自估计出的n倍波估计角度误差被输入到减法装置70，减法装置70从分析器角度θ中减去这些各n倍波估计角度误差并输出校正后角度θ’。从角度计算单元50对各n(n1，n2，...，nx)倍波误差估计单元601，602，...，60x输入分析器角度θ及角速度，而且输入来自减法装置70的输出即校正后角度θ’。
图4是表示n倍波误差估计单元60的结构的图，n倍波误差估计单元60由周期检测单元61、角速度判定单元62、n倍波误差相位检测单元80、比较器91、同步检波器92、积分器93、保持电路94、实际角度积分值计算单元95、减法器96、振幅设定器97和乘法器98构成。
分析器角度θ被输入到周期检测单元61，周期检测单元61在分析器角度θ为0°时输出周期检测信号。周期检测信号被输入到n倍波误差相位检测单元80、积分器93、保持电路94及实际角度积分值计算单元95。
角速度被输入到角速度判定单元62，角速度判定单元62从输入的角速度判定分析器30的旋转是否为匀速，还判定是否为规定的转速以上的高速旋转，在匀速并且规定的转速以上时输出判定信号“1”，在除此以外时输出判定信号“0”。判定信号被输入到n倍波误差相位检测单元80及振幅设定器97。
假设n倍波误差相位检测单元80具有图5所示的结构，包括COS波生成单元81、比较器82、同步检波器83、积分器84、保持电路85、相位差设定器86和SIN波生成单元87。
分析器角度θ和相位差设定器86的输出即相位差μ被输入到COS波生成单元81，COS波生成单元81生成以cos(nθ+u)表示的COS波并输出到比较器82。比较器82将输入的COS波进行比较并生成矩形波，将生成的矩形波输出到同步检波器83。分析器角度θ被输入到同步检波器83，同步检波器83将分析器角度θ用从比较器82输入的矩形波进行同步检波。
同步检波器83的检波输出被输入到积分器84，积分器84将检波输出积分相当电角度的1/n周期。积分器84的积分值被输入到保持电路85，在周期检测信号的定时被保持。保持电路85的保持输出在周期检测信号的定时被更新，输入到相位差设定器86。
将分析器角度θ中设为没有误差的实际角度用从比较器82输出的矩形波进行了同步检波的检波输出的相当电角度的1/n周期的积分值必定为零，所以相位差设定器86估计并输出相位差u，使得从保持电路85输入的保持输出(积分值)为零。在从角速度判定单元62输入的判定信号为“1”时执行相位差u的估计、更新。相位差u是角度误差的相位(相位偏移)，相位差设定器86通过PI控制和PID控制来执行相位差u的估计。
相位差u被输入到COS波生成单元81和SIN波生成单元87。分析器角度θ被输入到SIN波生成单元87，SIN波生成单元87生成并输出以sin(nθ+u)表示的SIN波。该SIN波为考虑了角度误差的相位偏移的SIN波。
从SIN波生成单元87输出的SIN波，如图4所示被输入到比较器91和乘法器98。比较器91将输入的SIN波进行比较而生成矩形波，将生成的矩形波输出到同步检波器92。校正后角度θ’被输入到同步检波器92，同步检波器92将校正后角度θ’用从比较器91输入的矩形波进行同步检波。
同步检波器92的检波输出被输入到积分器93，积分器93将检波输出积分相当电角度的1/n周期。积分值被输入到保持电路94，在周期检测信号的定时被保持。保持电路94的保持输出在周期检测信号的定时被更新，输入到减法器96。
将在分析器角度θ中设为没有误差的实际角度用从比较器91输出的矩形波进行了同步检波所得的检波输出的相当电角度的1/n周期的积分值，如后述那样，是由电角度的1/n周期的时间唯一地确定的值，实际角度积分值计算单元95根据周期检测信号计算该积分值。算出的积分值被输入到减法器96。
减法器96从由保持电路94输入的保持输出(积分值)中减去由实际角度积分值计算单元95算出的积分值来求积分值之差，并输出到振幅设定器97。该积分值之差为角度误差的振幅。振幅设定器97从输入的积分值之差估计并输出误差振幅。在从角速度判定单元62输入的判定信号为“1”时执行误差振幅的估计、更新。
由振幅设定器97设定的误差振幅被输入到乘法器98，乘法器98将从n倍波误差相位检测单元80输入的SIN波乘以误差振幅，即将SIN波的振幅作为误差振幅而生成n倍波估计角度误差。然后，该n倍波估计角度误差被输入到减法装置70，从分析器角度θ中被减去。
图6A-6D及图7A-7C是表示在上述n倍波误差估计单元60的动作中的波形例子的图，图6A-6D是特别地表示n倍波误差相位检测单元80的波形例子的图。
图6A是表示分析器30在高速且匀速旋转时的分析器角度θ的图，分析器角度θ相对于用虚线表示的实际角度，如图6A所示，是有角度误差的角度。再者，分析器角度θ的0°和实际角度的0°因误差而一般不一致，存在相位差(相位偏移)，n倍波误差相位检测单元80是估计该相位差的单元，但在图6A中为了简化说明，表示没有相位差的分析器角度θ。此外，分析器角度θ在本例中表示有1倍波(基波)的误差分量的角度。
图6B是表示由COS波生成单元81生成的COS波及由比较器82生成的矩形波的图。图6C是表示分析器角度θ用矩形波进行了同步检波的分析器角度θ的检波输出(同步检波器83的检波输出)的图，实际角度的检波输出也一起用虚线表示。图6D是表示分析器角度θ的检波输出的积分值的图，箭头表示积分值的零检测定时(周期检测信号被输出的定时)。在分析器角度θ中包含的角度误差中有相位差(相位偏移)的情况，在零检测定时中积分值不为零，所以可以从积分值的值估计相位差u。
图7A是表示校正后角度θ’为有初始阶段的角度误差的状态、即作为图6A所示的分析器角度θ的状态表示校正后角度θ’的图，实际角度也一起用虚线表示。图7B是表示由n倍波误差相位检测单元80中的SIN波生成单元87生成的SIN波及由比较器91生成的矩形波的图。
图7C是表示校正后角度θ’用矩形波进行了同步检波的校正后角度θ’的检波输出(同步检波器92的检波输出)的图，实际角度的检波输出也一起用虚线表示。如果知道电角度的1/n周期的时间，则可以计算实际角度的检波输出的相当电角度的1/n周期的积分值，图7C表示检波输出，使得该计算容易明白。实际角度的检波输出，如图7C所示，可以作为将180°的角度设为顶点的三角波来表示，从电角度的1/n周期的时间唯一地确定实际角度的检波输出的相当电角度的1/n周期的积分值。
如上述，在本例中对每个频率分量实时地估计角度误差的振幅和相位而建立误差波形，通过从分析器角度θ中减去来校正角度误差。因此，与以往那样的参照在误差信息表中存储的每个旋转角的误差量进行校正的方式不同，不需要大的存储区域。
多个n倍波误差估计单元60并行处理不同的频率分量的角度误差，所以n倍波误差估计单元60的数被适当确定。一般地，如果可以除去所谓1倍波(基波)、2倍波、3倍波、4倍波的4倍波程度为止的频率分量的角度误差，则可进行高精度的角度检测，因而n倍波误差估计单元60的数例如被设为4个。再者，将n倍波误差估计单元60的数设为1个，通常，仅除去角度误差最大的1倍波的角度误差就可以。
实施例2
n倍波误差估计单元60不限于图4、5所示的实施例1的结构，也可以采用其他结构。图8及图9是表示实施例2中的n倍波误差估计单元60’的结构的图。
在本例中，计算角度误差后进行角度误差的相位、振幅的估计，如图8所示，n倍波误差估计单元60’由周期检测单元61、角速度判定单元62、保持电路101、积分器102、减法器103、104、n倍波误差相位检测单元80’、比较器91、同步检波器92、积分器93、保持电路94、振幅设定器97和乘法器98构成。再者，对与图4对应的部分附加相同标号，省略详细的说明。
从周期检测单元61输出的周期检测信号被输入到保持电路101、94、积分器102、93及n倍波误差相位检测单元80’。
角速度被输入到角速度判定单元62和保持电路101。保持电路101在周期检测信号的定时保持角速度，将保持的角速度输出到积分器102。积分器102将角速度积分，计算实际角度。由积分器102算出的实际角度被分别输入到减法器103、104。减法器103从分析器角度θ中减去实际角度来计算分析器角度误差。分析器角度误差与分析器角度θ一起被输入到n倍波误差相位检测单元80’。
如图9所示，假设n倍波误差相位检测单元80’与图5所示的n倍波误差相位检测单元80具有同样的结构。与图5的不同在于，不是同步检波分析器角度θ，而是同步检波分析器角度误差，估计分析器角度误差的相位差u而生成以sin(nθ+u)表示的SIN波。
另一方面，校正后角度θ’和实际角度被输入到减法器104，减法器104从校正后角度θ’中减去实际角度来计算校正后角度误差。校正后角度误差被输入到同步检波器92。同步检波器92在本例中将校正后角度误差用从比较器91输入的矩形波进行同步检波。
同步检波器92的检波输出被输入到积分器93，积分器93将检波输出相当积分电角度的1/n周期。积分值被输入到保持电路94，在周期检测信号的定时被保持。保持电路94的保持输出在周期检测信号的定时被更新，输入到振幅设定器97。振幅设定器97从由保持电路94输入的保持输出(积分值)来估计并输出误差振幅。误差振幅被输入到乘法器98，乘法器98将SIN波的振幅作为误差振幅而生成n倍波估计角度误差。
如以上说明的，在实施例2中从计算角度误差来估计角度误差的振幅和相位，建立误差波形，与实施例1比较，积分器93的积分量大幅度地减少。即，相对实施例1中积分器93需要进行包含误差的分析器角度θ的从0°至360°的积分，在实施例2中进行角度误差的范围(几度)的积分即可，可以将积分器93相应该部分大幅度地小型化。
图10A-10C及图11A-11D是表示上述n倍波误差估计单元60’中的波形例子的图，图10A-10C是特别地表示n倍波误差相位检测单元80’的波形例子的图。
图10A是表示由减法器103算出的分析器角度误差的图。分析器角度误差在本例中表示具有一倍波(基波)的误差分量的误差。图10B是表示由COS波生成单元81生成的COS波及由比较器82生成的矩形波的图。图10C是表示分析器角度误差用矩形波进行了同步检波的分析器角度误差的检波输出(同步检波器83的检波输出)的图。图10C中所示的箭头是表示零检测定时(周期检测信号被输出的定时)的箭头。在分析器角度θ中包含的角度误差中有相位差(相位偏移)的情况，在零检测定时中积分值不为零，所以可以从积分值的值来估计相位差u。
图11A与图7A同样，是表示初始阶段的校正后角度θ’和实际角度的图。图11B是表示校正后角度误差有初始阶段的误差的状态，即作为图10A所示的分析器角度误差的状态，是表示校正后角度误差的图。
图11C是表示由SIN波生成单元87生成的SIN波及由比较器91生成的矩形波的图。
图11D是表示校正后角度误差用矩形波同步检波后的校正后角度误差的检波输出(同步检波器92的检波输出)的图。通过积分该检波输出，可以对误差振幅进行估计。
本发明不限于分析器，也可用于其它的角度传感器。通过将从角度传感器的信号求得的角度根据本发明进行校正，能够提高角度精度。例如，还可用于利用了霍尔元件的角度传感器、光学式的旋转编码器等。此外，在本发明中，使用从角度计算单元输出的角速度，但也可以从角度求角速度。

Claims (3)

1.一种分析器装置，包括：
分析器；
励磁电路，对所述分析器施加励磁信号；
角度计算单元，从所述分析器的输出信号计算分析器角度θ；
n倍波误差估计单元，估计在所述分析器角度θ中包含的n倍波的误差分量，其中n＞0；以及
减法装置，从所述分析器角度θ中减去由所述n倍波误差估计单元估计出的n倍波估计角度误差并输出校正后角度θ’，
所述n倍波误差估计单元包括：
n倍波误差相位检测单元，求u，使得在将相位差设为u时，检波输出的相当电角度的1/n周期的积分值为零，通过求得的u生成并输出以sin(nθ+u)表示的SIN波，其中所述检波输出是用比较了以cos(nθ+u)表示的COS波的矩形波对所述分析器角度θ进行了同步检波的检波输出；
比较器，比较所述SIN波；
同步检波器，用由所述比较器输出的矩形波，对所述校正后角度θ’进行同步检波；
积分器，将所述同步检波器的检波输出积分相当电角度的1/n周期；
实际角度积分值计算单元，计算将所述分析器角度θ中没有误差的实际角度，用所述比较器输出的矩形波进行了同步检波所得的检波输出的相当电角度的1/n周期的积分值；
减法器，从所述积分器的积分值中减去所述实际角度积分值计算单元的积分值；
振幅设定器，从所述减法器的输出，设定误差振幅；以及
乘法器，对所述SIN波乘以所述误差振幅，生成并输出所述n倍波估计角度误差，
在所述分析器的旋转为匀速并且为规定的转速以上时，进行所述u及所述误差振幅的更新。
2.一种分析器装置，包括：
分析器；
励磁电路，对所述分析器施加励磁信号；
角度计算单元，从所述分析器的输出信号计算分析器角度θ；
n倍波误差估计单元，估计在所述分析器角度θ中包含的n倍波的误差分量，其中n＞0；以及
减法装置，从所述分析器角度θ中减去由所述n倍波误差估计单元估计出的n倍波估计角度误差并输出校正后角度θ’，
所述n倍波误差估计单元包括：
第1积分器，将从所述角度计算单元得到的角速度进行积分，计算实际角度；
第1减法器，从所述分析器角度θ中减去所述实际角度，计算分析器角度误差；
n倍波误差相位检测单元，求u，使得在将相位差设为u时，检波输出的相当电角度的1/n周期的积分值为零，通过求得的u生成并输出以sin(nθ+u)表示的SIN波，其中所述检波输出是用比较了以cos(nθ+u)表示的COS波的矩形波对所述分析器角度误差进行了同步检波的检波输出；
比较器，比较所述SIN波；
第2减法器，从所述校正后角度θ’中减去所述实际角度，计算校正后角度误差；
同步检波器，用由所述比较器输出的矩形波，对所述校正后角度误差进行同步检波；
第2积分器，将所述同步检波器的检波输出积分相当电角度的1/n周期；
振幅设定器，从所述第2积分器的积分值设定误差振幅；以及
乘法器，对所述SIN波乘以所述误差振幅，生成并输出所述n倍波估计角度误差，
在所述分析器的旋转为匀速并且为规定的转速以上时，进行所述u及所述误差振幅的更新。
3.如权利要求1或2所述的分析器装置，
具有n的值不同的多个所述n倍波误差估计单元。
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