JPH0262186B2 - - Google Patents
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- JPH0262186B2 JPH0262186B2 JP4839885A JP4839885A JPH0262186B2 JP H0262186 B2 JPH0262186 B2 JP H0262186B2 JP 4839885 A JP4839885 A JP 4839885A JP 4839885 A JP4839885 A JP 4839885A JP H0262186 B2 JPH0262186 B2 JP H0262186B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
- G06G—ANALOGUE COMPUTERS
- G06G7/00—Devices in which the computing operation is performed by varying electric or magnetic quantities
- G06G7/12—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers
- G06G7/19—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers for forming integrals of products, e.g. Fourier integrals, Laplace integrals, correlation integrals; for analysis or synthesis of functions using orthogonal functions
- G06G7/1928—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers for forming integrals of products, e.g. Fourier integrals, Laplace integrals, correlation integrals; for analysis or synthesis of functions using orthogonal functions for forming correlation integrals; for forming convolution integrals
- G06G7/1935—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers for forming integrals of products, e.g. Fourier integrals, Laplace integrals, correlation integrals; for analysis or synthesis of functions using orthogonal functions for forming correlation integrals; for forming convolution integrals by converting at least one the input signals into a two level signal, e.g. polarity correlators
-
- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
- G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
- G06F17/00—Digital computing or data processing equipment or methods, specially adapted for specific functions
- G06F17/10—Complex mathematical operations
- G06F17/15—Correlation function computation including computation of convolution operations
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は相関式時間差計に関するものであ
り、特に、互に相関を有する２個のアナログ入力
信号間の相対的時間差を計測するための相関式時
間差計に関するものである。
り、特に、互に相関を有する２個のアナログ入力
信号間の相対的時間差を計測するための相関式時
間差計に関するものである。
第２図および第３図には、従来のこの種の相関
式時間差計の構成が例示されている。こゝに示さ
れる従来例は、入力されるアナログ信号を２値化
し、その積算のためにエクスクルーシブノア
（EX−NOR）が用いられた形式のものである。
先ず、第２図には、相関式時間差計で用いられる
相関関数演算器１００の構成が例示されている。
この第２図においては、１はクロツク発振器、２
はカウンタ、３および４はコンパレータ、５はシ
フトレジスタ、６はマルチプレクサ、７はラツ
チ、８はエクスクルーシブノアゲート、９はメモ
リである。
式時間差計の構成が例示されている。こゝに示さ
れる従来例は、入力されるアナログ信号を２値化
し、その積算のためにエクスクルーシブノア
（EX−NOR）が用いられた形式のものである。
先ず、第２図には、相関式時間差計で用いられる
相関関数演算器１００の構成が例示されている。
この第２図においては、１はクロツク発振器、２
はカウンタ、３および４はコンパレータ、５はシ
フトレジスタ、６はマルチプレクサ、７はラツ
チ、８はエクスクルーシブノアゲート、９はメモ
リである。
以下、その動作について説明する。カウンタ２
は、クロツク発振器１からの出力信号に基づき、
マルチプレクサ６およびメモリ９に対するアドレ
ス信号、シフトレジスタ５に対するシフト信号、
ラツチ７に対するラツチ信号、および、メモリ９
に対する読出し／書込み（Ｒ／Ｗ）信号を発生す
る。このカウンタ２は、シフトレジスタ５の段数
に相当するビツト数をプリセツト数とするプリセ
ツトカウンタであり、そのフルカウントに達する
毎に発生されるキヤリー信号Coが上記されたシ
フト信号およびラツチ信号として使用される。対
象とされる２個のアナログ信号は夫々コンパレー
タ３および４に入力され、夫々の極性の正負に依
存して、正極性のときは、“１”に、また、負極
性のときは“０”になるように、２値化した信号
が出力される。コンパレータ３および４からの前
記２値化した出力信号は、夫々に、カウンタ２が
フルカウントに達する毎に発生するキヤリー信号
Coによつてシフトレジスタ５およびラツチ７に
取込まれる。このシフトレジスタ５には、そのビ
ツト数とキヤリー信号と等価なシフト信号の周期
の積に相当する時間の過去のデータが蓄積され
る。一方、キヤリー信号の一周期の間に、カウン
タ２は、マルチプレクサ６に対するアドレス信号
をシフトレジスタ５の先頭から末尾まで順次に増
加させ、これにともなつて、シフトレジスタ５中
のデータが順次に読出され、マルチプレクサ６を
介してエクスクルーシブノア８に送られる。エク
スクルーシブノア８はラツチ７からの出力信号を
も受入れており、これとマルチプレクサ６からの
出力信号とを比較して、両者が一致しているとき
には“１”を出力し、不一致であるときには
“０”を出力する。いま、２個のアナログ信号の
中でコンパレータ３に対するアナログ信号が先行
して入力されているものとすると、マルチプレク
サ６がシフトレジスタ５のデータの中でこの先行
時間に対応するアドレスの付近を読出している時
に２個の入力信号が一致する確率が高くなり、こ
のため、エクスクルーシブノア８の出力が“１”
になる確率が高いことになる。これに対し、別異
の時間帯では、相関が低くなるために前記出力が
“１”になる確率は低くなる。すなわち、エクス
クルーシブノア８の出力は、２個のアナログ信号
が入力されるときの相互の時間差に対応する時間
帯で平均値が増加する。この出力の変化は、ある
時間差で入力される２個のアナログ信号の相互相
関関数を近似的に表わしている。この相関関数が
最大となる時間帯、言いかえればシフトレジスタ
上の対応するアドレスを知ることにより、前記２
個のアナログ信号が入力されるときの相互の時間
差を知ることができる。ただし、マルチプレクサ
６の一回のスキヤンだけでは、得られた相関関数
の精度が低いために、前記一回のスキヤン毎の演
算結果をメモリ９により累積的に加算し、これを
平均化することによつてその精度を向上させる。
は、クロツク発振器１からの出力信号に基づき、
マルチプレクサ６およびメモリ９に対するアドレ
ス信号、シフトレジスタ５に対するシフト信号、
ラツチ７に対するラツチ信号、および、メモリ９
に対する読出し／書込み（Ｒ／Ｗ）信号を発生す
る。このカウンタ２は、シフトレジスタ５の段数
に相当するビツト数をプリセツト数とするプリセ
ツトカウンタであり、そのフルカウントに達する
毎に発生されるキヤリー信号Coが上記されたシ
フト信号およびラツチ信号として使用される。対
象とされる２個のアナログ信号は夫々コンパレー
タ３および４に入力され、夫々の極性の正負に依
存して、正極性のときは、“１”に、また、負極
性のときは“０”になるように、２値化した信号
が出力される。コンパレータ３および４からの前
記２値化した出力信号は、夫々に、カウンタ２が
フルカウントに達する毎に発生するキヤリー信号
Coによつてシフトレジスタ５およびラツチ７に
取込まれる。このシフトレジスタ５には、そのビ
ツト数とキヤリー信号と等価なシフト信号の周期
の積に相当する時間の過去のデータが蓄積され
る。一方、キヤリー信号の一周期の間に、カウン
タ２は、マルチプレクサ６に対するアドレス信号
をシフトレジスタ５の先頭から末尾まで順次に増
加させ、これにともなつて、シフトレジスタ５中
のデータが順次に読出され、マルチプレクサ６を
介してエクスクルーシブノア８に送られる。エク
スクルーシブノア８はラツチ７からの出力信号を
も受入れており、これとマルチプレクサ６からの
出力信号とを比較して、両者が一致しているとき
には“１”を出力し、不一致であるときには
“０”を出力する。いま、２個のアナログ信号の
中でコンパレータ３に対するアナログ信号が先行
して入力されているものとすると、マルチプレク
サ６がシフトレジスタ５のデータの中でこの先行
時間に対応するアドレスの付近を読出している時
に２個の入力信号が一致する確率が高くなり、こ
のため、エクスクルーシブノア８の出力が“１”
になる確率が高いことになる。これに対し、別異
の時間帯では、相関が低くなるために前記出力が
“１”になる確率は低くなる。すなわち、エクス
クルーシブノア８の出力は、２個のアナログ信号
が入力されるときの相互の時間差に対応する時間
帯で平均値が増加する。この出力の変化は、ある
時間差で入力される２個のアナログ信号の相互相
関関数を近似的に表わしている。この相関関数が
最大となる時間帯、言いかえればシフトレジスタ
上の対応するアドレスを知ることにより、前記２
個のアナログ信号が入力されるときの相互の時間
差を知ることができる。ただし、マルチプレクサ
６の一回のスキヤンだけでは、得られた相関関数
の精度が低いために、前記一回のスキヤン毎の演
算結果をメモリ９により累積的に加算し、これを
平均化することによつてその精度を向上させる。
次に、第３図には、前記第２図に示されている
相関関数演算器を含む相関式時間差計の概略構成
が示されている。この第３図において、１００は
相関関数演算器、２００は所定のマイクロプロセ
ツサのような計算機、３００はデータバスであ
る。こゝで、計算機２００の有する主な機能は、
相関関数演算器１００で得られた相関関数のピー
ク位置を決定することである。この計算機２００
は、相関関数演算器１００をくり返し駆動し、メ
モリ９（第２図）に蓄積された相関関数をさらに
積算して精度を向上させる。これにより十分な精
度が得られてから、相関関数のピーク位置を算出
する。このピーク位置の算出は、放物線関数や正
規分布関数等によるフイツテイングまたは重心計
算等によつて行われる。このようにして得られた
相関関数のピーク位置をシフトレジスタ５（第２
図）上のアドレスで表わした数値とカウンタ２
（第２図）のキヤリー信号周期との積が、対象と
される２個のアナログ信号が入力されるときの相
互の時間差となる。
相関関数演算器を含む相関式時間差計の概略構成
が示されている。この第３図において、１００は
相関関数演算器、２００は所定のマイクロプロセ
ツサのような計算機、３００はデータバスであ
る。こゝで、計算機２００の有する主な機能は、
相関関数演算器１００で得られた相関関数のピー
ク位置を決定することである。この計算機２００
は、相関関数演算器１００をくり返し駆動し、メ
モリ９（第２図）に蓄積された相関関数をさらに
積算して精度を向上させる。これにより十分な精
度が得られてから、相関関数のピーク位置を算出
する。このピーク位置の算出は、放物線関数や正
規分布関数等によるフイツテイングまたは重心計
算等によつて行われる。このようにして得られた
相関関数のピーク位置をシフトレジスタ５（第２
図）上のアドレスで表わした数値とカウンタ２
（第２図）のキヤリー信号周期との積が、対象と
される２個のアナログ信号が入力されるときの相
互の時間差となる。
上記された従来の相関式時間差計は、相関関数
のピーク位置を算出するために、相関関数演算器
の後段にマイクロプロセツサのような計算機を備
えておかなければならないという問題点があつ
た。また、この従来例によれば、対象とする計測
値が間欠的にしか得られないという問題点もあつ
た。
のピーク位置を算出するために、相関関数演算器
の後段にマイクロプロセツサのような計算機を備
えておかなければならないという問題点があつ
た。また、この従来例によれば、対象とする計測
値が間欠的にしか得られないという問題点もあつ
た。
この発明の目的は、上記従来例におけるこのよ
うな問題点を解決するためになされたものであ
り、相関関数のピーク位置の算出を簡単なアナロ
グ回路によつて行うことにより、そのための計算
機を不要にすることができると共に、対象の計測
値が連続的に得られるようにされた相関式時間差
計を提供することをその目的とするものである。
うな問題点を解決するためになされたものであ
り、相関関数のピーク位置の算出を簡単なアナロ
グ回路によつて行うことにより、そのための計算
機を不要にすることができると共に、対象の計測
値が連続的に得られるようにされた相関式時間差
計を提供することをその目的とするものである。
この発明に係る相関式時間差計は、２個のアナ
ログ入力信号についての相関関数を計算するため
の相関関数演算器と前記相関関数のピーク位置を
算出するためのピーク位置演算器とからなり、前
記ピーク位置演算器をなすアナログ回路には、少
なくとも、前記相関関数演算器に対する駆動周波
数をその中心周波数とするバンドパスフイルタが
含まれているものである。
ログ入力信号についての相関関数を計算するため
の相関関数演算器と前記相関関数のピーク位置を
算出するためのピーク位置演算器とからなり、前
記ピーク位置演算器をなすアナログ回路には、少
なくとも、前記相関関数演算器に対する駆動周波
数をその中心周波数とするバンドパスフイルタが
含まれているものである。
この発明の相関式時間差計によれば、相関関数
演算器からの計算出力である相関関数がピーク位
置演算器内のバンドパスフイルタにくり返し与え
られて、前記相関関数演算器からの相関関数のピ
ーク位置がこれに対応する位相情報として得られ
る。
演算器からの計算出力である相関関数がピーク位
置演算器内のバンドパスフイルタにくり返し与え
られて、前記相関関数演算器からの相関関数のピ
ーク位置がこれに対応する位相情報として得られ
る。
第１図には、この発明に係る相関式時間差計の
一実施例の概略構成が示されている。この第１図
において、１はクロツク発振器、２はカウンタ、
３および４はコンパレータ、５はシフトレジス
タ、６はマルチプレクサ、７はラツチ、８はエク
スクルーシブノア、１０および１１はラツチであ
り、これらにより相関関数演算器１０１が構成さ
れる。また、１２はバンドパスフイルタ、１３は
微分器、１４はゼロクロス検出器、１５は時間／
電圧変換器、１６はサンプルホールド回路、そし
て、１７はローパスフイルタであり、これらによ
りピーク位置演算器（アナログ回路）１０２が構
成される。
一実施例の概略構成が示されている。この第１図
において、１はクロツク発振器、２はカウンタ、
３および４はコンパレータ、５はシフトレジス
タ、６はマルチプレクサ、７はラツチ、８はエク
スクルーシブノア、１０および１１はラツチであ
り、これらにより相関関数演算器１０１が構成さ
れる。また、１２はバンドパスフイルタ、１３は
微分器、１４はゼロクロス検出器、１５は時間／
電圧変換器、１６はサンプルホールド回路、そし
て、１７はローパスフイルタであり、これらによ
りピーク位置演算器（アナログ回路）１０２が構
成される。
このようなピークをもつこの発明の実施例にお
いて、クロツク発振器１からエクスクルーシブノ
ア８までの動作のし方は、第２図に示されている
従来の場合とほゞ同様である。たゞし、この実施
例においては、エクスクルーシブノア８の前段に
２個のラツチ１０および１１が設けられている
が、これはマルチプレクサ６からの出力とラツチ
７からの出力とのタイミングをそろえるためのも
のであり、クロツク発振器１からマルチプレクサ
６へアドレス信号を発生させるための信号φ1よ
りわずかに遅れた信号φ2を用いてこれらのラツ
チ１０，１１の出力を更新するものである。な
お、これらのラツチ１０および１１は、信号処理
速度が低速であるときには省略しても差支えな
い。第２図に示されている従来例は、エクスクル
ーシブノア８の出力信号について加算平均をとる
ためにメモリで積算されるものであるが、この実
施例においては、エクスクルーシブノア８からの
出力信号はバンドバスフイルタ１２に供給され
る。このエクスクルーシブノア８からの出力信号
は、前述されたように、マルチプレクサ６がシフ
トレジスタ５の特定のアドレス付近の信号を読出
しているときにその平均値が増加するものであ
り、前記特定のアドレスは２個のアナログ信号が
入力されるときの相対的な時間差に対応してい
る。マルチプレクサ６はカウンタ２からのキヤリ
ー信号Coが出力される毎に同様な読出しをくり
返すので、エクスクルーシブノア８からの出力信
号が長期間連続したアナログ信号とみられる場合
には、前記キヤリー信号Coの一周期毎に平均値
の高い部分がくり返して現われることになる。こ
の事実は、エクスクルーシブノア８からの出力信
号にキヤリー信号Coの周期と同一周期の基本波
成分が含まれている事を意味するものである。ま
た、その位相は、前述された相関関数のピーク位
置（アドレス）、すなわち、２個のアナログ信号
が入力されるときの相対的な時間差に対応してい
る。従つて、エクスクルーシブノア８の出力信号
から上記された基本波成分を位相を変化させずに
抽出すれば、その位相からの上記の相対的時間差
が求められる。こゝに、バンドバスフイルタ１２
は、その中心周波数がキヤリー信号Coの周波数
に等しくなるようにしてあるので、キヤリー信号
Coと同じ周波数を有する入力に対しては、入出
力間の位相が変化しない。従つて、抽出された基
本波成分のピーク位置は前述された相関関数のピ
ーク位置と一致することになる。微分器１３はバ
ンドパスフイルタ１２の出力信号を微分し、前記
フイルタ出力信号のピーク時点においてゼロを通
過する信号を発生する。ゼロクロス検出器１４は
微分器１３の出力信号がゼロを通過する時刻に所
定のパルス信号を発生する。時間／電圧変換器１
５は、その上昇の開始および停止が制御可能なラ
ンプ信号発生器であり、前記キヤリー信号Coの
印加によつて上昇を開始し、ゼロクロス検出器１
４の出力信号の受入れによつて上昇を停止するも
のである。サンプルホールド回路１６は、時間／
電圧変換器１５の上昇停止時の出力電圧につい
て、ゼロクロス検出器１４の出力信号をサンプリ
ング指令信号としてサンプリング操作をする。こ
のようにしてえられたサンプリング電圧値は、次
に続くサンプリング指令信号がゼロクロス検出器
１４から送られてくるまで、前記サンプルホール
ド回路１６によつて保持される。この電圧はキヤ
リー信号Coの生起位置を起点として測つたとき
の相関関数の位置に比例するものであり、従つ
て、２個のアナログ信号が入力されるときの相対
的時間差に比例している。そして、前記サンプル
ホールド回路１６の出力電圧はローパスフイルタ
１７によつて平滑化される。こゝで行なわれる平
滑化は、前記第２図の従来例におけるメモリ９に
よる加算平均や第３図のものにおける計算機２０
０による加算平均をすることと同等の機能であ
る。この発明の実施例によれば、対象とされる２
個のアナログ信号に関する相対的時間差について
だけ、所定の平均操作を行うようにされているの
で、ローパスフイルタ１７のみでその実行ができ
ることになる。ここで、バンドパスフイルタ１２
の作用についてさらに説明を加えると、このバン
ドパスフイルタ１２は前記された基本波成分を抽
出するものであるが、その際、同時に位相の平均
化の作用をもするようにされている。このバンド
パスフイルタ１２として、特に共振特性（Ｑ）の
大きいものを選択することで、入力信号の位相変
動を効果的に平滑化することができる。
いて、クロツク発振器１からエクスクルーシブノ
ア８までの動作のし方は、第２図に示されている
従来の場合とほゞ同様である。たゞし、この実施
例においては、エクスクルーシブノア８の前段に
２個のラツチ１０および１１が設けられている
が、これはマルチプレクサ６からの出力とラツチ
７からの出力とのタイミングをそろえるためのも
のであり、クロツク発振器１からマルチプレクサ
６へアドレス信号を発生させるための信号φ1よ
りわずかに遅れた信号φ2を用いてこれらのラツ
チ１０，１１の出力を更新するものである。な
お、これらのラツチ１０および１１は、信号処理
速度が低速であるときには省略しても差支えな
い。第２図に示されている従来例は、エクスクル
ーシブノア８の出力信号について加算平均をとる
ためにメモリで積算されるものであるが、この実
施例においては、エクスクルーシブノア８からの
出力信号はバンドバスフイルタ１２に供給され
る。このエクスクルーシブノア８からの出力信号
は、前述されたように、マルチプレクサ６がシフ
トレジスタ５の特定のアドレス付近の信号を読出
しているときにその平均値が増加するものであ
り、前記特定のアドレスは２個のアナログ信号が
入力されるときの相対的な時間差に対応してい
る。マルチプレクサ６はカウンタ２からのキヤリ
ー信号Coが出力される毎に同様な読出しをくり
返すので、エクスクルーシブノア８からの出力信
号が長期間連続したアナログ信号とみられる場合
には、前記キヤリー信号Coの一周期毎に平均値
の高い部分がくり返して現われることになる。こ
の事実は、エクスクルーシブノア８からの出力信
号にキヤリー信号Coの周期と同一周期の基本波
成分が含まれている事を意味するものである。ま
た、その位相は、前述された相関関数のピーク位
置（アドレス）、すなわち、２個のアナログ信号
が入力されるときの相対的な時間差に対応してい
る。従つて、エクスクルーシブノア８の出力信号
から上記された基本波成分を位相を変化させずに
抽出すれば、その位相からの上記の相対的時間差
が求められる。こゝに、バンドバスフイルタ１２
は、その中心周波数がキヤリー信号Coの周波数
に等しくなるようにしてあるので、キヤリー信号
Coと同じ周波数を有する入力に対しては、入出
力間の位相が変化しない。従つて、抽出された基
本波成分のピーク位置は前述された相関関数のピ
ーク位置と一致することになる。微分器１３はバ
ンドパスフイルタ１２の出力信号を微分し、前記
フイルタ出力信号のピーク時点においてゼロを通
過する信号を発生する。ゼロクロス検出器１４は
微分器１３の出力信号がゼロを通過する時刻に所
定のパルス信号を発生する。時間／電圧変換器１
５は、その上昇の開始および停止が制御可能なラ
ンプ信号発生器であり、前記キヤリー信号Coの
印加によつて上昇を開始し、ゼロクロス検出器１
４の出力信号の受入れによつて上昇を停止するも
のである。サンプルホールド回路１６は、時間／
電圧変換器１５の上昇停止時の出力電圧につい
て、ゼロクロス検出器１４の出力信号をサンプリ
ング指令信号としてサンプリング操作をする。こ
のようにしてえられたサンプリング電圧値は、次
に続くサンプリング指令信号がゼロクロス検出器
１４から送られてくるまで、前記サンプルホール
ド回路１６によつて保持される。この電圧はキヤ
リー信号Coの生起位置を起点として測つたとき
の相関関数の位置に比例するものであり、従つ
て、２個のアナログ信号が入力されるときの相対
的時間差に比例している。そして、前記サンプル
ホールド回路１６の出力電圧はローパスフイルタ
１７によつて平滑化される。こゝで行なわれる平
滑化は、前記第２図の従来例におけるメモリ９に
よる加算平均や第３図のものにおける計算機２０
０による加算平均をすることと同等の機能であ
る。この発明の実施例によれば、対象とされる２
個のアナログ信号に関する相対的時間差について
だけ、所定の平均操作を行うようにされているの
で、ローパスフイルタ１７のみでその実行ができ
ることになる。ここで、バンドパスフイルタ１２
の作用についてさらに説明を加えると、このバン
ドパスフイルタ１２は前記された基本波成分を抽
出するものであるが、その際、同時に位相の平均
化の作用をもするようにされている。このバンド
パスフイルタ１２として、特に共振特性（Ｑ）の
大きいものを選択することで、入力信号の位相変
動を効果的に平滑化することができる。
なお、前記第１図の実施例では微分器１３が用
いられているけれども、その作用は抽出した基本
波成分の位相を90゜変化させることであり、微分
器に代えて積分器を用いることもできる。また、
バンドパスフイルタ１２および微分器１３の組合
せに代えて積分器だけを用いるようにしても、位
相抽出のために必要な基本的な機能は達成でき
る。このような変形例は、入力信号の平均周波数
が低い場合に適している。さらに、時間／電圧変
換器１５およびサンプルホールド回路１６につい
ては、適当な発振器およびカウンタを組合わせて
構成されるタイマで代替させることができる。
いられているけれども、その作用は抽出した基本
波成分の位相を90゜変化させることであり、微分
器に代えて積分器を用いることもできる。また、
バンドパスフイルタ１２および微分器１３の組合
せに代えて積分器だけを用いるようにしても、位
相抽出のために必要な基本的な機能は達成でき
る。このような変形例は、入力信号の平均周波数
が低い場合に適している。さらに、時間／電圧変
換器１５およびサンプルホールド回路１６につい
ては、適当な発振器およびカウンタを組合わせて
構成されるタイマで代替させることができる。
以上説明されたように、この発明によれば、相
関関数演算器と所定のアナログ回路とによつて相
関式時間差計が構成されており、２個のアナログ
入力信号についての相関関数のピーク位置を定め
ることを前記相関関数の基本波成分の位置を抽出
することで行なうようにされているため、そのた
めの特別な計算機が不要となり、また、所要の計
測値が連続的に得られるという効果が奏せられ
る。
関関数演算器と所定のアナログ回路とによつて相
関式時間差計が構成されており、２個のアナログ
入力信号についての相関関数のピーク位置を定め
ることを前記相関関数の基本波成分の位置を抽出
することで行なうようにされているため、そのた
めの特別な計算機が不要となり、また、所要の計
測値が連続的に得られるという効果が奏せられ
る。
第１図は、この発明の一実施例である相関式時
間差計の概略構成図、第２図は、従来の相関式時
間差計で用いられる相関関数演算器の概略構成
図、第３図は、従来の相関式時間差計の概略構成
図である。 １……クロツク発振器、２……カウンタ、３，
４……コンパレータ、５……シフトレジスタ、６
……マルチプレクサ、７，１０，１１……ラツ
チ、８……エクスクルーシブノア、９……メモ
リ、１２……バンドパスフイルタ、１３……微分
器、１４……ゼロクロス検出器、１５……時間／
電圧変換器、１６……サンプルホールド回路、１
７……ローパスフイルタ、１００，１０１……相
関関数演算器、１０２……ピーク位置演算器（ア
ナログ回路）、２００……計算機、３００……デ
ータバス。なお、各図中、同一符号は同一又は相
当部分を示す。
間差計の概略構成図、第２図は、従来の相関式時
間差計で用いられる相関関数演算器の概略構成
図、第３図は、従来の相関式時間差計の概略構成
図である。 １……クロツク発振器、２……カウンタ、３，
４……コンパレータ、５……シフトレジスタ、６
……マルチプレクサ、７，１０，１１……ラツ
チ、８……エクスクルーシブノア、９……メモ
リ、１２……バンドパスフイルタ、１３……微分
器、１４……ゼロクロス検出器、１５……時間／
電圧変換器、１６……サンプルホールド回路、１
７……ローパスフイルタ、１００，１０１……相
関関数演算器、１０２……ピーク位置演算器（ア
ナログ回路）、２００……計算機、３００……デ
ータバス。なお、各図中、同一符号は同一又は相
当部分を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ２個のアナログ入力信号についての相関関数
を計算するための相関関数演算器と前記相関関数
のピーク位置を算出するためのピーク位置演算器
とからなる相関式時間差計であつて、前記ピーク
位置演算器は所定のアナログ回路からなり、この
アナログ回路には、少なくとも前記相関関数演算
器に対する駆動周波数をその中心周波数とするバ
ンドパスフイルタが含まれており、前記相関関数
演算器からの出力より前記駆動周波数に等しい周
波数成分の部分出力を抽出し、前記部分出力の位
相を計測することに基づいて前記ピーク位置を算
出するようにされた相関式時間差計。 ２ 前記アナログ回路には、さらに、微分器、ゼ
ロクロス検出器、時間／電圧変換器、サンプルホ
ールド回路およびローパスフイルタが含まれてい
る特許請求の範囲第１項記載の相関式時間差計。 ３ 前記微分器に代えて積分器が含まれている特
許請求の範囲第２項記載の相関式時間差計。 ４ 前記バンドパスフイルタおよび微分器に代え
て積分器が含まれている特許請求の範囲第２項記
載の相関式時間差計。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60048398A JPS61207973A (ja) | 1985-03-13 | 1985-03-13 | 相関式時間差計 |
| EP86103230A EP0194643B1 (en) | 1985-03-13 | 1986-03-11 | Correlation time-difference detector |
| DE8686103230T DE3688515T2 (de) | 1985-03-13 | 1986-03-11 | Korrelations-zeitdifferenz-detektor. |
| US06/838,719 US4823293A (en) | 1985-03-13 | 1986-03-12 | Correlation time-difference detector |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60048398A JPS61207973A (ja) | 1985-03-13 | 1985-03-13 | 相関式時間差計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61207973A JPS61207973A (ja) | 1986-09-16 |
| JPH0262186B2 true JPH0262186B2 (ja) | 1990-12-25 |
Family
ID=12802193
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60048398A Granted JPS61207973A (ja) | 1985-03-13 | 1985-03-13 | 相関式時間差計 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4823293A (ja) |
| EP (1) | EP0194643B1 (ja) |
| JP (1) | JPS61207973A (ja) |
| DE (1) | DE3688515T2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5027298A (en) * | 1989-06-29 | 1991-06-25 | Genrad, Inc. | Low-dead-time interval timer |
| FR2655439B1 (fr) * | 1989-12-01 | 1992-05-15 | Bertin & Cie | Procede et dispositif de comparaison de deux signaux analogiques variables. |
| GB9203911D0 (en) * | 1992-02-24 | 1992-04-08 | Emi Plc Thorn | Alignment corresponding segments of a digital signal and a digital reference signal |
| JP3824407B2 (ja) * | 1997-09-29 | 2006-09-20 | 東京エレクトロン株式会社 | プロセスの終点検出方法，終点検出装置及び記録媒体、並びに化学的機械研磨装置 |
| ES2143413B1 (es) * | 1998-04-28 | 2000-12-16 | Univ Catalunya Politecnica | Un circuito correlador de 1 bit/2 niveles de alta velocidad con capacidad de autocalibracion de la funcion fringe-wash. |
| US6925399B2 (en) * | 2001-03-30 | 2005-08-02 | Verizon Laboratories Inc. | Methods and systems for the estimation of the injection point of foreign signals in a network |
| JP4102375B2 (ja) * | 2004-03-25 | 2008-06-18 | 松下電器産業株式会社 | 無線送信装置および無線受信装置 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3818231A (en) * | 1971-07-20 | 1974-06-18 | Westinghouse Electric Corp | N-16 nuclear reactor coolant flow rate measuring system |
| US3912915A (en) * | 1973-05-01 | 1975-10-14 | Us Air Force | Doppler data processor with digital computing pulse rate filter |
| FR2314538A1 (fr) * | 1975-06-10 | 1977-01-07 | Thomson Csf | Dispositif correlateur et systeme de mesure du retard entre deux signaux comportant un tel dispositif |
| JPS55500512A (ja) * | 1978-05-25 | 1980-08-14 | ||
| EP0026877B1 (de) * | 1979-10-03 | 1983-10-05 | Endress u. Hauser GmbH u.Co. | Verfahren und Anordnung zur Korrelation von zwei Signalen |
| US4270180A (en) * | 1979-11-09 | 1981-05-26 | The Bendix Corporation (Electrodynamics Div) | Delay line time compression correlation circuit |
| US4644523A (en) * | 1984-03-23 | 1987-02-17 | Sangamo Weston, Inc. | System for improving signal-to-noise ratio in a direct sequence spread spectrum signal receiver |
| FR2562259B1 (fr) * | 1984-03-28 | 1987-04-10 | Centre Nat Rech Scient | Procede et dispositif de mesure par correlation, en temps reel, de retards entre des signaux electriques se correspondant |
-
1985
- 1985-03-13 JP JP60048398A patent/JPS61207973A/ja active Granted
-
1986
- 1986-03-11 DE DE8686103230T patent/DE3688515T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-03-11 EP EP86103230A patent/EP0194643B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-03-12 US US06/838,719 patent/US4823293A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4823293A (en) | 1989-04-18 |
| EP0194643A2 (en) | 1986-09-17 |
| EP0194643B1 (en) | 1993-06-02 |
| DE3688515D1 (de) | 1993-07-08 |
| JPS61207973A (ja) | 1986-09-16 |
| EP0194643A3 (en) | 1990-03-21 |
| DE3688515T2 (de) | 1993-09-23 |
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