JPH0230221B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はデイジタル無線復調器で使用される搬
送波引込み補助回路の改良に関するものである。

第５図はデイジタル無線復調器のブロツク図で
ある。

図において、端子INに加えられたデイジタル
変調波は直交検波器１で搬送波発振器（以下
VCOと省略する）６よりの基準搬送波で同期検
波され直交するベースバンド信号が得られる。こ
のベースバンド信号の１部は識別器２，３でデイ
ジタル信号に変換され端子OUT−１及びOUT−
２より外部に送出されると共に、誤差信号が搬送
波再生回路（以下CR回路と省略する）５に加え
られる。

ここで、誤差信号とは送信側の変調器（図示せ
ず）に加えられる搬送波と上記基準搬送波との位
相差の極性に対応する１又は０のデイジタル信号
である。

CR回路５は加えられた誤差信号を用いて制御
信号パルス列を作り、これをループフイルタ（図
示せず）を介してVCO６に加え、上記誤差信号
がマーク率50％を維持する様にVCO６が制御さ
れる。

そこで、送信側の搬送波と同相の基準搬送波が
VCO６より直交検波器１に加えられる（以下こ
の様な状態を同期状態と云う）。

尚、デイジタル復調器の中で直交検波器１、識
別器２，３、CR回路５、VCO６及び直交検波器
１の部分はフエイズロツクループ（以下PLLと
省略する）を構成している。

一般に、PLLは保持範囲の方が引込み範囲よ
りも遥かに広いので、VCO６がPLLに引込まれ
るとVCO６の発振周波数が多少変動しても同期
状態は維持される。しかし、非同期状態になると
引込み範囲が方が挟いので、VCO６の状態によ
つては引込みできない場合が生ずる。

そこで、搬送波引込み補助回路を用いてVCO
６の発振周波数が引込み範囲内に入る様に同期検
索してPLLに引込ませている。

そして、装置の小型化の為、IC化が可能な搬
送波引込み補助回路が要望されている。

〔従来の技術〕

第６図は搬送波引込み補助回路の従来例のブロ
ツク図を示す。

図において、非同期状態になつた時に低周波数
発振器８より送出される、例えば鋸歯状波により
VCO６の発振周波数を掃引してPLLへの引込み
範囲の拡大を図つている。

又、ループフイルタ７の常数を切替えて、ルー
プ帯域幅を広げると云う別の方法もある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

これらの搬送波引込み補助回路は下記の様な問
題点がある。即ち、 前者の場合は、非常に低い周波数の発振器を用
いるが素子の特性の偏差等の為に常に同じ特性を
得る事が難しい。

後者の場合は、回路的に実現が難しい。

〔問題点を解決するための手段〕

上記の問題点は、非同期時にクロツクをＭ分周
及びＮ分周した２つのクロツク分周波を用いて、
マーク率を偏らせた制御信号を位相同期ループの
ループフイルタを介してVCOに加える事により、
該VCOの発振周波数を掃引させて同期検索する
様にした本発明の搬送波引込み補助方式により解
決される。

〔作用〕

本発明は、非同期時、制御信号パルス列にクロ
ツクの分周パルスを挿入する事によりCR回路よ
りマーク率の偏つた制御パルスをループフイルタ
に送出し、ループフイルタの出力電圧を周期的に
掃引してVCOが同期検索を行える様にしたもの
である。

この構成により、搬送波引込み補助回路はデイ
ジタル回路のみで構成する事ができるのでIC化
が可能となる。

〔実施例〕

以下図示実施例により、本発明の要旨を具体的
に説明する。尚、全図を通じて同一符号は同一対
象物を示す。

第４図は本発明を用いた掃引系のブロツク図を
示す。

識別器２，３（第５図に示した）よりのデイジ
タル化された誤差信号が入力されたCR回路５か
ら、制御信号パルス列が搬送波引込み補助回路８
に送出される。

VCO６が同期状態にある時は上記の制御信号
パルス列のマーク率は50％になつているので、ル
ープフイルタ７で積分すると所定の直流電圧Vo
のみがVCO６に加えられる。

一方、VCO６が非同期状態にある時は制御信
号パルス列にクロツクの分周パルスを挿入する事
により、制御パルス列のマーク率を50％よりずら
せてループフイルタの出力電圧を周期的に掃引さ
せて、VCO６が同期可能な周波数範囲に入れる
様にする。

第２図は本発明の１実施例の論理演算タイムチ
ヤートを示す。

図において、 ＡはCR回路５より出力される制御パルス列で
同期状態の時はマーク率が50％で、例えば1010…
又は111000111…等どれでも良い。非同期状態で
はマーク率は50％でなくなる。

Ｂ、Ｃはクロツク再生回路で再生されたクロツ
クをＮ、Ｍ分周したもので、Ｍ＞Ｎである。

Ｄはリセツト信号で、例えば１で同期状態、０
で非同期状態をそれぞれ示す。

搬送波引込み補助回路８の出力は下記の様に論
理演算されたものである。即ち、 (1) Ｄが１ならＡをそのままループフイルタに送
出（同図の部分）。

(2) Ｄが０で、 ●Ｂが１、Ｃが０の時はＡを送出（の部分）。

●Ｂが０、Ｃが０の時は０を送出（の部分）。

●Ｂが１、Ｃが１の時は１を送出（の部分）。

●Ｂが０、Ｃが１の時はＡを送出（の部分）。

尚、Ｄが０の間を同期検索時間と云い、及び
を挿入する事により制御信号パルス列のマーク
率を偏らせ、ループフイルタの出力電圧でVCO
６を掃引して同期検索させる。

第３図は第２図を真理値図に表したもので、記
号は全て同じである。

第１図は第３図を実現する為のブロツク図を示
す。

第３図から第１図に変換する過程は下記の様で
ある。

１の部分が決まれば、０の所も決まつた事にな
るので、１の部分の論理式を求める。

先ず、Ａ・Ｂ（ＡとＢのアンドを示す）が共に
１、１の場合、Ｃ・Ｄの値に拘わらずＡ・Ｂは１
になるので論理式はＡ・Ｂで示される。

次に、Ａ・＊Ｂが１、０の部分はＣ・Ｄが０、
０以外は１となるので、Ａ・＊Ｂ・（Ｃ＋Ｄ）で
示される。

ここで、（Ｃ＋Ｄ）はオアを示し、＊は反転さ
れた信号を示す。

又、Ｃ・＊Ｄが１、０の部分はＡ・Ｂが０、０
以外は１となるので、上記と同じくＣ・＊Ｄ・
（Ａ＋Ｂ）で示される。

これのオアを取ると搬送波引込み補助回路８の
出力Ｚは次の論理式で示される。

Ｚ＝Ａ・Ｂ＋Ａ・＊Ｂ・（Ｃ＋Ｄ） ＋Ｃ・＊Ｄ・（Ａ＋Ｂ） ＝＊（＊Ａ＋＊Ｂ）＋＊（＊Ａ＋Ｂ＋＊Ｃ） ＋＊（＊Ａ＋Ｂ＋＊Ｄ） ＋＊（＊Ａ＋＊Ｃ＋Ｄ） ＋＊（＊Ｂ＋＊Ｃ＋Ｄ） 第１図は上式の論理演算を行う回路例を示す。

図において、第１項の部分はフリツプ・フロツ
プ回路１０及び１１の出力＊Ａと＊Ｂをノア回路
１４に加えればよい。

以下各項目の演算結果がノア回路１５〜１８よ
り出力されるので、これらをオア回路１９を介し
て取出せば掃引回路の出力が得られる。

この出力（第２図に示した“出力”）はフリツ
プ・フロツプ回路２０で波型整形され、端子
OUTより第４図に示すループフイルタ７に加え
られるが、このループフイルタ７は低域通過型ろ
波器になつているので、上記の出力はこのろ波器
の構成要素である抵抗分とコンデンサ分で積分さ
れ、例えば点線の様な鋸歯状波が得られ、固定の
直流電圧Voに重畳されてVCOの発振周波数は掃
引される。

尚、２１はクロツクをＭ、Ｎ分周する分周器で
ある。

〔発明の効果〕

以上説明した様に本発明は、デイジタルICの
みで搬送波引込み補助回路を構成できるのでLSI
化が可能である。

又、掃引速度はクロツクの分周であるから汎用
性があり、掃引幅の温度変化等も安定になり、ア
ナログ回路で構成する場合よりも再現性が高い。

更に、ループフイルタの帯域幅を切替えないで
VCOの発振周波数を掃引するので実現が容易で
ある。

以上、本発明は様々な効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例のブロツク図、第２
図は第１図の論理演算タイムチヤート、第３図は
第２図の真理値図、第４図は本発明の掃引系のブ
ロツク図、第５図はデイジタル復調器のブロツク
図、第６図は従来例の掃引系ブロツク図を示す。 図において、１０〜１３及び２０はフリツプ・
フロツプ回路、１４〜１８はノア回路、１９はオ
ア回路、２１は分周器を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 位相同期ループにより搬送波を再生するデイ
   ジタル無線復調器において、非同期時にクロツク
   をＭ分周及びＮ分周した２つのクロツクを用い
   て、マーク率を偏らせた制御信号を該位相同期ル
   ープのループフイルタを介して搬送波発振器に加
   える事により、該搬送波発振器の発振周波数を掃
   引させて同期検索する様にした事を特徴とする搬
   送波引込み補助方式。