JP2516250B2 - ９０度移相器 - Google Patents
９０度移相器Info
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- JP2516250B2 JP2516250B2 JP63304559A JP30455988A JP2516250B2 JP 2516250 B2 JP2516250 B2 JP 2516250B2 JP 63304559 A JP63304559 A JP 63304559A JP 30455988 A JP30455988 A JP 30455988A JP 2516250 B2 JP2516250 B2 JP 2516250B2
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- Japan
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- signal
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- harmonic
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、無線機の電圧制御発振器で発生する基本
周波数の２倍の周波数（第２高調波）から正確に90度の
位相差を持った２つの信号を出力する90度移相器に関す
るものである。
周波数の２倍の周波数（第２高調波）から正確に90度の
位相差を持った２つの信号を出力する90度移相器に関す
るものである。
第６図は90度位相が異なる２つの信号を取り出す従来
の90度分配器を示すブロック接続図であり、図におい
て、1,2はＤフリップフロップで、これがデータ端子Ｄ
に“H"または“L"レベルの信号が加わっている状態でト
リガ端子Ｔに“H"レベルの信号が入ると、Ｑ端子にＤ端
子の情報を出力し、一方端子にはＤ端子の信号を反転
した信号を出力する。３はクロック入力端子、5,7は出
力端子である。
の90度分配器を示すブロック接続図であり、図におい
て、1,2はＤフリップフロップで、これがデータ端子Ｄ
に“H"または“L"レベルの信号が加わっている状態でト
リガ端子Ｔに“H"レベルの信号が入ると、Ｑ端子にＤ端
子の情報を出力し、一方端子にはＤ端子の信号を反転
した信号を出力する。３はクロック入力端子、5,7は出
力端子である。
次に動作について、第７図のタイミング図について説
明する。まず、クロック入力端子３に、第７図（ａ）に
示すクロックパルスを入力すると、各Ｄフリップフロッ
プ1,2のＱ端子に、第７図（ｂ），（ｃ）に示す信号が
出力され、上記クロックパルス４個で、各Ｑ端子に１周
期の波形を出力する。
明する。まず、クロック入力端子３に、第７図（ａ）に
示すクロックパルスを入力すると、各Ｄフリップフロッ
プ1,2のＱ端子に、第７図（ｂ），（ｃ）に示す信号が
出力され、上記クロックパルス４個で、各Ｑ端子に１周
期の波形を出力する。
いま、２つのＱ端子の信号波形に注目すると、上記ク
ロックパルスの１周期は各Ｑ端子の出力波形に対して1/
4周期となり、角度で示すと、π/2ラジアン、90度とな
る。また、各Ｑ端子の出力波形の位相差はクロックパル
ス波形の１周期分のずれであるので、90度の位相差を取
り出せることになる。
ロックパルスの１周期は各Ｑ端子の出力波形に対して1/
4周期となり、角度で示すと、π/2ラジアン、90度とな
る。また、各Ｑ端子の出力波形の位相差はクロックパル
ス波形の１周期分のずれであるので、90度の位相差を取
り出せることになる。
従来の90度移相器は以上のように構成されているの
で、基本波である周波数ｆの90度位相差を取り出す場合
には、周波数ｆの４倍周波数のクロックパルスを必要と
するためＤフリップフロップ1,2での消費電力が大きく
なるほか、周波数ｆが高くなると４倍の周波数を取り出
すのが容易でなくなるなどの問題点があった。
で、基本波である周波数ｆの90度位相差を取り出す場合
には、周波数ｆの４倍周波数のクロックパルスを必要と
するためＤフリップフロップ1,2での消費電力が大きく
なるほか、周波数ｆが高くなると４倍の周波数を取り出
すのが容易でなくなるなどの問題点があった。
なお近似技術として昭和55年度電子通信学会通信部門
全国大会No.473に記載のものがある。
全国大会No.473に記載のものがある。
この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、従来使用されていない無線機の電圧制御発
振器が出力する第２高調波を原信号として、これを1/2
分周することで、消費電流の低減を図りながら安定な90
度位相差の出力信号を取り出すことができる90度移相器
を得ることを目的とする。
れたもので、従来使用されていない無線機の電圧制御発
振器が出力する第２高調波を原信号として、これを1/2
分周することで、消費電流の低減を図りながら安定な90
度位相差の出力信号を取り出すことができる90度移相器
を得ることを目的とする。
この発明に係る90度移相器は、電圧制御発振器からの
第２高調波をバンドパスフィルタを通して基本波とは分
離して取り出し、この取り出した第２高調波から、上記
基本波を基準にして90度の位相差の非反転信号および反
転信号を、増幅回路およびフリップフロップを通して取
り出すようにしたものである。
第２高調波をバンドパスフィルタを通して基本波とは分
離して取り出し、この取り出した第２高調波から、上記
基本波を基準にして90度の位相差の非反転信号および反
転信号を、増幅回路およびフリップフロップを通して取
り出すようにしたものである。
この発明における増幅回路および２つのフリップフロ
ップは、電圧制御発振器が発振する第２高調波の非反転
信号および反転信号を1/2分周して、上記電圧制御発振
器の基本波に等しい90度に位相差をもつ周波数出力とし
て取り出すように作用する。
ップは、電圧制御発振器が発振する第２高調波の非反転
信号および反転信号を1/2分周して、上記電圧制御発振
器の基本波に等しい90度に位相差をもつ周波数出力とし
て取り出すように作用する。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第
１図において、11は90度移相器30を構成する電圧制御発
振器で、外部から入力される制御電圧に応じ、発振周波
数を変化させることができる。
１図において、11は90度移相器30を構成する電圧制御発
振器で、外部から入力される制御電圧に応じ、発振周波
数を変化させることができる。
無線機の電圧制御発振器11は周波数が非常に安定で、
選択度の高い周波数を発振する。この電圧制御発振器11
の発振スペクトルは、第２図に示すように、基本周波数
のＮ倍の周波数（高調波）を発振し、選択度（Δｆに対
する中心周波数Nf1に比例）が高い。この電圧制御発振
器11は通常第２図に示す基本波f1のみ出力するが、この
発明では、基本波f1と基本波f1の２倍の周波数（第２高
調波（２×f1＝f2））である周波数f2を90度移相して取
り出す。14はバンドパスフィルタで、第２図に示すよう
に、90度移相するための第２高調波f2を選択的に取り出
す。なお、周波数スペクトルで、第２図の通り基本波f1
と第３高調波f3との間は第２高調波f2のみであるため、
バンドパスフィルタ14の帯域幅はf1/2と広い。
選択度の高い周波数を発振する。この電圧制御発振器11
の発振スペクトルは、第２図に示すように、基本周波数
のＮ倍の周波数（高調波）を発振し、選択度（Δｆに対
する中心周波数Nf1に比例）が高い。この電圧制御発振
器11は通常第２図に示す基本波f1のみ出力するが、この
発明では、基本波f1と基本波f1の２倍の周波数（第２高
調波（２×f1＝f2））である周波数f2を90度移相して取
り出す。14はバンドパスフィルタで、第２図に示すよう
に、90度移相するための第２高調波f2を選択的に取り出
す。なお、周波数スペクトルで、第２図の通り基本波f1
と第３高調波f3との間は第２高調波f2のみであるため、
バンドパスフィルタ14の帯域幅はf1/2と広い。
15は第２高調波f2を増幅または後段のフリップフロッ
プに信号を伝えるバッファ回路としての増幅回路であ
る。なお、この増幅回路15の特性として、前段のバンド
パスフィルタ14を外し、本回路に基本波の２倍の周波数
f2を取り出す（バンドパスフィルタ）特性を持たせても
良い。ここでは、この増幅回路15は反転、非反転出力波
形を遅延時間に差の出にくい出力として同時に取り出す
差動増幅回路としてある。16,17はJK型、Ｄ型などのフ
リップフロップで、増幅回路15の出力を1/2分周する。
フリップフロップ16,17はマスタースレーブ型フリップ
フロップ回路であり、161,171はそれぞれのマスター
段、162,172はスレーブ段を表している。また、マスタ
ー段161,171において、DMはデータ入力端子、QMは出力
信号端子、▲▼は反転出力信号端子、TMはクロック
信号入力端子、▲▼はクロック信号の反転入力端子
であり、また、スレーブ段162,172において、DSはデー
タ入力端子、QSは出力信号端子、▲▼は反転出力信
号端子、TSはクロック信号入力端子、▲▼はクロッ
ク信号の反転入力端子である。
プに信号を伝えるバッファ回路としての増幅回路であ
る。なお、この増幅回路15の特性として、前段のバンド
パスフィルタ14を外し、本回路に基本波の２倍の周波数
f2を取り出す（バンドパスフィルタ）特性を持たせても
良い。ここでは、この増幅回路15は反転、非反転出力波
形を遅延時間に差の出にくい出力として同時に取り出す
差動増幅回路としてある。16,17はJK型、Ｄ型などのフ
リップフロップで、増幅回路15の出力を1/2分周する。
フリップフロップ16,17はマスタースレーブ型フリップ
フロップ回路であり、161,171はそれぞれのマスター
段、162,172はスレーブ段を表している。また、マスタ
ー段161,171において、DMはデータ入力端子、QMは出力
信号端子、▲▼は反転出力信号端子、TMはクロック
信号入力端子、▲▼はクロック信号の反転入力端子
であり、また、スレーブ段162,172において、DSはデー
タ入力端子、QSは出力信号端子、▲▼は反転出力信
号端子、TSはクロック信号入力端子、▲▼はクロッ
ク信号の反転入力端子である。
20はフリップフロップ16,17からの90度位相差信号を
受け、変調を行う変調器であり、周波数はf1である。
受け、変調を行う変調器であり、周波数はf1である。
一方、12は電圧制御発振器11を含むシンセサイザで、
プリスケーラ23、分周器24、位相比較回路26および温度
補償発振器25からなり、チャネル制御周波数に従った周
波数安定化回路として機能する。また、13は受信復調部
であり、受信周波数f11と、電圧制御発振器11の出力周
波数f1をミキシングすることで、f11−f1周波数を取り
出す。
プリスケーラ23、分周器24、位相比較回路26および温度
補償発振器25からなり、チャネル制御周波数に従った周
波数安定化回路として機能する。また、13は受信復調部
であり、受信周波数f11と、電圧制御発振器11の出力周
波数f1をミキシングすることで、f11−f1周波数を取り
出す。
次に動作について説明する。まず、シンセサイザ12で
は、電圧制御発振器11の出力周波数f1を受け、プリスケ
ーラ23で分周し、さらに、チャネル制御信号に応じた分
周比に分周器24を固定して周波数分周を行い、この分周
出力と温度補償発振器25の出力との位相比較（周波数比
較）を位相比較回路26にて行い。位相差に応じた出力に
もとづき、電圧制御発振器11の発振周波数を制御し、シ
ンセサイザ12として安定な発振周波数を出力する。
は、電圧制御発振器11の出力周波数f1を受け、プリスケ
ーラ23で分周し、さらに、チャネル制御信号に応じた分
周比に分周器24を固定して周波数分周を行い、この分周
出力と温度補償発振器25の出力との位相比較（周波数比
較）を位相比較回路26にて行い。位相差に応じた出力に
もとづき、電圧制御発振器11の発振周波数を制御し、シ
ンセサイザ12として安定な発振周波数を出力する。
また、電圧制御発振器11は第２図に示す周波数スペク
トルの通り、基本波f1のＮ倍の周波数の信号を出力し、
f1／Δｆに比例する選択度が非常に高い特徴がある。こ
の発明では、電圧制御発振器11の出力波形図中、基本波
であるf1を上記シンセサイザ12と受信復調部13に取り込
み、受信周波数f11から周波数f1引いたf11−f1の周波数
を、この受信復調部13のミクサ27を通して取り出す。
トルの通り、基本波f1のＮ倍の周波数の信号を出力し、
f1／Δｆに比例する選択度が非常に高い特徴がある。こ
の発明では、電圧制御発振器11の出力波形図中、基本波
であるf1を上記シンセサイザ12と受信復調部13に取り込
み、受信周波数f11から周波数f1引いたf11−f1の周波数
を、この受信復調部13のミクサ27を通して取り出す。
また、シンセサイザ12の電圧制御発振器11を含む90度
移相器30は、電圧制御発振器11から発生する第２図に示
す波形から、基本波f1の２倍周波数である第２高調波f2
を、バンドパスフィルタ14を通して取り出す。この第２
高調波f2は基本波f1と同様選択度の高い安定した周波数
で、その第２高調波f2を増幅回路15で増幅し（フリップ
フロップ16,17が駆動できれば１倍以下の増幅度でも良
い）、第３図（ａ），（ｂ）に示すように、第２高調波
f2から非反転、反転信号を非反転出力端子31および反転
出力端子32より出力する。なお、この増幅回路15の特性
として基本波の２倍の周波数を取り出す特性である場合
は、バンドパスフィルタ14を外しても良い。
移相器30は、電圧制御発振器11から発生する第２図に示
す波形から、基本波f1の２倍周波数である第２高調波f2
を、バンドパスフィルタ14を通して取り出す。この第２
高調波f2は基本波f1と同様選択度の高い安定した周波数
で、その第２高調波f2を増幅回路15で増幅し（フリップ
フロップ16,17が駆動できれば１倍以下の増幅度でも良
い）、第３図（ａ），（ｂ）に示すように、第２高調波
f2から非反転、反転信号を非反転出力端子31および反転
出力端子32より出力する。なお、この増幅回路15の特性
として基本波の２倍の周波数を取り出す特性である場合
は、バンドパスフィルタ14を外しても良い。
そして、フリップフロップ16,17はこれらの信号を受
けて出力端子18,19に第３図（ｃ），（ｄ）に示す信号
を出力する。この時フリップフロップ16は第３図（ａ）
の信号の立上がりで1/2分周を行い第３図（ｃ）の信号
を出力し、フリップフロップ17は第３図（ｂ）の信号の
立上がりで1/2分周を行い第３図（ｄ）の信号を出力す
る。よって、第３図（ｃ），（ｄ）に示す信号波形は基
本波f1と同じ周波数で互いに90度の位相差を持つ信号と
なる。
けて出力端子18,19に第３図（ｃ），（ｄ）に示す信号
を出力する。この時フリップフロップ16は第３図（ａ）
の信号の立上がりで1/2分周を行い第３図（ｃ）の信号
を出力し、フリップフロップ17は第３図（ｂ）の信号の
立上がりで1/2分周を行い第３図（ｄ）の信号を出力す
る。よって、第３図（ｃ），（ｄ）に示す信号波形は基
本波f1と同じ周波数で互いに90度の位相差を持つ信号と
なる。
このように、電圧制御発振器11が非常に安定した周波
数で、基本波f1のＮ倍しか出ないことから、バンドパス
フィルタ４のフィルタ特性が少々悪くても、f2の領域さ
え通過する特性であれば、第３図の第２高調波f2の波形
は正弦波に近く、反転、非反転波形に遅延時間の差が生
じない。また、フリップフロップ16,17は同一回路を使
用することから、非常に精度の高い90度移相器を提供で
きる。
数で、基本波f1のＮ倍しか出ないことから、バンドパス
フィルタ４のフィルタ特性が少々悪くても、f2の領域さ
え通過する特性であれば、第３図の第２高調波f2の波形
は正弦波に近く、反転、非反転波形に遅延時間の差が生
じない。また、フリップフロップ16,17は同一回路を使
用することから、非常に精度の高い90度移相器を提供で
きる。
このように、この発明では電圧制御発振器11の基本波
f1をシンセサイザ12および受信復調部13に供給すると同
時に、基本波f1の第２高調波f2を、バンドパスフィルタ
14を通して増幅回路15に供給し、この増幅回路15で得た
反転、非反転出力をフリップフロップ16,17に供給して1
/2分周することにより、90度の位相差を持つ信号を取り
出し、これを変調器20へ出力している。
f1をシンセサイザ12および受信復調部13に供給すると同
時に、基本波f1の第２高調波f2を、バンドパスフィルタ
14を通して増幅回路15に供給し、この増幅回路15で得た
反転、非反転出力をフリップフロップ16,17に供給して1
/2分周することにより、90度の位相差を持つ信号を取り
出し、これを変調器20へ出力している。
なお、上記実施例では増幅回路15から反転、非反転信
号の２出力を出す場合について示したが、第４図に示す
ように増幅回路15から非反転信号（または反転信号）の
みを取り出し、フリップフロップ16,17の出力を一方は
立ち下がり、他方は立ち上がるように動作させることに
より、上記実施例と同様の効果を得ることができる。こ
こで、33はフリップフロップ16と逆の立ち下がりまた
は、立ち上がり動作するフリップフロップである。
号の２出力を出す場合について示したが、第４図に示す
ように増幅回路15から非反転信号（または反転信号）の
みを取り出し、フリップフロップ16,17の出力を一方は
立ち下がり、他方は立ち上がるように動作させることに
より、上記実施例と同様の効果を得ることができる。こ
こで、33はフリップフロップ16と逆の立ち下がりまた
は、立ち上がり動作するフリップフロップである。
また、第４図の実施例では２つのフリップフロップ1
6,33を設けたものを示したが、第５図に示すようにマス
タ段34の反転出力信号端子▲▼から第３図（ｄ）の
信号を出力させ、スレーブ段35の反転出力信号端子▲
▼との出力とから90度位相差の信号を取り出すように
してもよく、上記実施例と同様の効果を奏する。
6,33を設けたものを示したが、第５図に示すようにマス
タ段34の反転出力信号端子▲▼から第３図（ｄ）の
信号を出力させ、スレーブ段35の反転出力信号端子▲
▼との出力とから90度位相差の信号を取り出すように
してもよく、上記実施例と同様の効果を奏する。
以上のように、この発明によれば従来使用されていな
かった無線機などの電圧制御発振器内の第２高調波をバ
ンドパスフィルタを通して取り出し、さらに増幅回路お
よびフリップフロップで反転、非反転しかつ1/2分周す
るように構成したので、非常に高精度な90度移相器を簡
単な構成にて、かつ安価に実現できるものが得られる効
果がある。
かった無線機などの電圧制御発振器内の第２高調波をバ
ンドパスフィルタを通して取り出し、さらに増幅回路お
よびフリップフロップで反転、非反転しかつ1/2分周す
るように構成したので、非常に高精度な90度移相器を簡
単な構成にて、かつ安価に実現できるものが得られる効
果がある。
また、かかる90度移相器を用いれば電圧制御発振器の
出力周波数f1の２倍であるf2から、90度位相差を持つf1
周波数を作り出し、他方受信復調部に入って来る周波数
f11と上記f1とをミキシングすることで、周波数を落と
す（f11−f1）ことができ、無線機として回路の簡単化
が容易になるものが得られる効果がある。
出力周波数f1の２倍であるf2から、90度位相差を持つf1
周波数を作り出し、他方受信復調部に入って来る周波数
f11と上記f1とをミキシングすることで、周波数を落と
す（f11−f1）ことができ、無線機として回路の簡単化
が容易になるものが得られる効果がある。
さらに、バンドパスフィルタによって、第２高調波を
基本波から分離して取り出すので、後段への信号に基本
波が混じることなく非常に高精度に90度の位相差を有す
る２つの信号を得ることができると共に、電圧制御発振
器とフリップフロップの間に増幅回路を設けることによ
り、増幅及び緩衝的な役割を持たせることができ、安定
した信頼性のある構成が実現できる効果がある。
基本波から分離して取り出すので、後段への信号に基本
波が混じることなく非常に高精度に90度の位相差を有す
る２つの信号を得ることができると共に、電圧制御発振
器とフリップフロップの間に増幅回路を設けることによ
り、増幅及び緩衝的な役割を持たせることができ、安定
した信頼性のある構成が実現できる効果がある。
第１図はこの本発明の一実施例による90度移相器を示す
ブロック接続図、第２図は電圧制御発振器の発振信号の
周波数スペクトラム図、第３図は第１図の回路各部の信
号波形を示すタイミングチャート、第４図は90度移相器
の他の実施例を示すブロック接続図、第５図は90度移相
器のさらに他の実施例を示すブロック接続図、第６図は
従来の90度分配器を示すブロック接続図、第７図は第６
図の各部の信号波形図を示すタイミングチャートであ
る。 11は電圧制御発振器、14はバンドパスフィルタ、15は増
幅回路、16,17,33,36はフリップフロップ。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。
ブロック接続図、第２図は電圧制御発振器の発振信号の
周波数スペクトラム図、第３図は第１図の回路各部の信
号波形を示すタイミングチャート、第４図は90度移相器
の他の実施例を示すブロック接続図、第５図は90度移相
器のさらに他の実施例を示すブロック接続図、第６図は
従来の90度分配器を示すブロック接続図、第７図は第６
図の各部の信号波形図を示すタイミングチャートであ
る。 11は電圧制御発振器、14はバンドパスフィルタ、15は増
幅回路、16,17,33,36はフリップフロップ。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。
フロントページの続き (72)発明者 石田 博一 兵庫県尼崎市塚口本町８丁目１番１号 三菱電機株式会社通信機製作所内 (72)発明者 沖 和也 兵庫県尼崎市塚口本町８丁目１番１号 三菱電機株式会社通信機製作所内 (56)参考文献 特開 昭59−201518（ＪＰ，Ａ) 特開 昭48−3415（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−281627（ＪＰ，Ａ) 実開 昭57−34729（ＪＰ，Ｕ)
Claims (1)
- 【請求項１】基本波とこの基本波の第２高調波を発生す
る無線機の電圧制御発振器と、上記第２高調波を上記基
本波とは分離して取り出すバンドパスフィルタと、この
バンドパスフィルタから得られた第２高調波を増幅する
増幅回路と、この増幅回路によって増幅された第２高調
波の非反転信号および反転信号に基づいて、上記基本波
と同じ周波数で互いに90度の位相差を有する２つの信号
を得るフリップフロップとを備えた90度移相器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63304559A JP2516250B2 (ja) | 1988-12-01 | 1988-12-01 | ９０度移相器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63304559A JP2516250B2 (ja) | 1988-12-01 | 1988-12-01 | ９０度移相器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02150112A JPH02150112A (ja) | 1990-06-08 |
| JP2516250B2 true JP2516250B2 (ja) | 1996-07-24 |
Family
ID=17934452
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63304559A Expired - Lifetime JP2516250B2 (ja) | 1988-12-01 | 1988-12-01 | ９０度移相器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2516250B2 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5734729U (ja) * | 1980-07-31 | 1982-02-24 | ||
| JPS59201518A (ja) * | 1983-04-28 | 1984-11-15 | Shinko Electric Co Ltd | ２相発振回路 |
| JPS61281627A (ja) * | 1985-06-06 | 1986-12-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 受信機 |
-
1988
- 1988-12-01 JP JP63304559A patent/JP2516250B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| JPH02150112A (ja) | 1990-06-08 |
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