JPS6347389B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はBPSK（２相位相偏移変調）方式に
おける搬送波抽出装置に関する。

従来から例えばパルス通信や、磁気テープへ２
値信号データを記録する場合などにおいてBPSK
方式が多用されている。ところでこのBPSK方式
においては受信側で情報信号を復調する場合や、
テープスピードの制御等のために受信信号等から
送信搬送波と同期した搬送波を抽出することが必
要とされる。

そしてこのような従来の搬送波抽出装置として
例えば第１図に示すようなデジタル方式を採用し
たものがある。この搬送波抽出装置を第２図に示
す各信号のタイムチヤートとともに説明すると、
第１図中符号１は入力端子、２はデータタイプフ
リツプフロツプ、３ａ〜３ｄはそれぞれナンドゲ
ートで、これらのデータタイプフリツプフロツプ
２および４個のナンドゲート３ａ〜３ｄで入力信
号（第２図イ）における信号波形の立上りおよび
立下りにおいて、後述の電圧制御マルチバイブレ
ータの出力信号の周期と等しいパルス幅のパルス
列信号を発生するパルス列発生回路４が構成され
ている。３ｅ，３ｆはそれぞれナンドゲート、５
はカウンタ、６はフリツプフロツプで２個のナン
ドゲート３ｇ，３ｈで構成されている。このフリ
ツプフロツプ６はカウンタ５の出力（第２図
ト）をラツチするためのものでその出力端子６ａ
からの出力信号（第２図ヘ）はナンドゲート３
ａ，３ｂにそれぞれ導びかれる。３ｉ〜３ｋはそ
れぞれナンドゲート、７ａ，７ｂはそれぞれＤ
GATE信号（第２図ハ）およびＤ GATE信号
（同図ニ）の導入端子で、両GATE信号は各ナン
ドゲート等のON／OFF動作用として導入され
る。８はマルチバイブレータでその自走周波数は
入力される位相偏移変調波（BPSK）のクロツク
とほぼ同程度の値に選ばれている。また符号９は
周波数位相比較器、１０はループフイルタ、１１
は電圧制御マルチバイブレータ（電圧制御クロツ
ク信号発振器）、１２はリツプルカウンタで、こ
れらの各機器９〜１２により一種のPLL（Phase
Locked Loop）が構成されている。リツプルカ
ウンタ１２のカウント数N₁は24程度に選ばれて
おり、これに対して前記カウンタ５のカウント数
N₂はN₁／２＜N₂＜N₁の関係となるように選ば
れている。１３は出力端子でこの端子１３から抽
出された搬送波（第２図ヌ）が出力される。

そして入力端子１に、デジタル情報信号（第２
図ル）で搬送波パルスを位相偏移変調した入力信
号（第２図イ）が導入されると、この入力信号、
データタイプフリツプフロツプ２のＱ端子出力
信号、およびＤ GATE信号（第２図ハ）等に
よつてパルス発生回路４の出力端子４ａから、上
記入力信号（第２図イ）の信号波形の立上りおよ
び立下りにおいて電圧制御マルチバイブレータ１
１の出力クロツク信号の周期と等しいパルス幅の
パルス列信号（第２図ホ）が出力される。第２図
ロはデータタイプフリツプフロツプ２のＱ端子出
力信号を示しており、入力信号に対して電圧制御
マルチバイブレータ１１の出力クロツク信号の一
周期分だけ遅れている。そしてパルス発生回路４
からパルス列信号（第２図ホ）が出力されると、
このパルス列信号に対応したナンドゲート３ｆか
らの出力パルス（第２図チ）によりカウンタ５が
カウントを開始する。カウンタ５のカウント数
N₂は前記のようにN₁／２＜N₂＜N₁の関係にあ
つて、このカウント数に達したとき第２図トのパ
ルス出力がその端子に現われる。このパルス出
力の出力周期T₂は入力信号の搬送波周期T₁に対
してT₁／２＜T₂＜T₁の関係にある。次いで上記
パルス出力（第２図ト）がフリツプフロツプ６に
ラツチされてその出力端子６ａから第２図ヘの波
形信号が出力される。そしてこの波形信号（第２
図ヘ）が再びパルス発生回路４に帰還されナンド
ゲート３ａ，３ｂをON・OFF制御する。而して
このON・OFF制御によりカウンタ５がカウント
動作をしている間パルス発生回路４からは、その
出力が禁止され第２図ホのパルス列信号中点線で
示すパルス成分は出力端子４ａには現われない。
したがつてこのパルス列信号（第２図ホ）等によ
つてナンドゲート３ｋから出力されるパルス列信
号は第２図リのようになつて、そのパルス周期は
入力信号（第２図イ）の搬送波周期T₁と同一の
ものとなる。そして搬送波周期T₁と同一周期を
有するこのパルス列信号（第２図リ）が周波数位
相比較器９に入力し、この周波数位相比較器９に
おいてリツプルカウンタ１２の出力信号と位相比
較される。この比較の結果位相差があるとこの位
相差に対応した検波出力がループフイルタ１０か
ら電圧制御マルチバイブレータ１１に導びかれて
その出力クロツク信号の繰返し周波数が制御され
る。そしてこの出力クロツク信号を24個カウント
して出力されるリツプルカウンタ１２からの出力
信号の周期が入力信号（第２図イ）の搬送波周期
T₁と同一となるように制御されて出力端子１３
から、入力搬送波パルスと同期した搬送波（第２
図ヌ）が抽出される。

しかしながらこのような従来の搬送波抽出装置
にあつてはカウンタ５が１基だけ装備され、その
カウント数を所要カウント数に選ぶことで、パル
ス列発生回路４からとり出されるパルス列信号
（第２図ホ）中、T₁／２＜T₂＜T₁の関係にある
時間間隔T₂の間におけるパルス成分のみを除去
し、この除去後のパルス列信号（第２図リ）を周
波数位相比較器９に導入し搬送波（第２図ヌ）を
抽出するようにしていたため、第２図ルに示すよ
うに情報信号のパルス幅が入力搬送波周期T₁の
整数倍のような場合は入力搬送波と正常に同期し
た搬送波（第２図ル）が抽出されるが、第３図に
示すように情報信号の変化点が、搬送波の変化点
に一致しており、なおかつ、同図リの出力として
必要なタイミングと一致している場合には、これ
に起因したパルス成分が周波数位相比較器９に導
入されるパルス列信号（第３図リ）中に現われ
て、第３図中符号t₁で示すタイミングでは搬送波
（第３図ヌ）は正常に抽出されるが、t₂で示すタ
イミングでは情報信号の変化が抽出される搬送波
の位相に影響を及ぼして同図に示すようにその位
相を反転させてしまい、入力搬送波パルスと正確
に同期した搬送波が抽出されないという問題点が
あつた。そして情報信号がPWM（パルス幅変調）
されたもので、そのパルス幅が連続的に変化する
ものである場合には、前記のように情報信号の変
化点が搬送波の変化点に一致しており、なおかつ
周波数位相比較器の入力として必要なタイミング
と一致している場合がしばしば生ずるので、正常
な搬送波はなお一層抽出され難くなるという問題
点があつた。

また他の従来の搬送波抽出装置としてアナログ
方式を採用したコスタスループと称される方式の
ものがある。この方式は電圧制御発振器、ループ
フイルタ、ローパスフイルタ、および電圧制御発
振器の出力を90゜移相する移相器等からなる１種
のPLLとして構成され、この構成にさらに電圧
制御発振器の出力と入力信号とを乗算する第１乗
算器、移相器の移相出力と入力信号とを乗算する
第２乗算器、およびこの第１、第２の乗算器の両
出力を乗算する第３乗算器等が備えられている。
そしてこの方式のものは情報信号が入力搬送波と
同期している必要はなくPWMされたものでその
パルス幅が連続的に変化するものであつても正常
な搬送波を抽出することができるという利点を有
している。しかしながらこの他の従来の方式のも
のは第１〜第３の乗算器および電圧制御発振器が
直流結合していることが必要で集積回路化を考慮
したとき各乗算器の直流オフセツトが問題となつ
て無調整化することが極めて難しいという問題点
があつた。

この発明は上述のような従来の問題点を解決す
ることを目的としている。

以下この発明を図面に基づいて説明する。第４
図はこの発明の実施例を示す図であり、第５図ａ
〜ｋは各信号のタイムチヤートを示すものであつ
て、第４図中符号〜はそれぞれ第５図のａ〜
ｋの各信号に対応している。

なお第４図における機器等で前記第１図におけ
るものと同一ないし均等のものは前記と同一符号
を以つて示し重複した説明を省略する。

まず構成を説明すると、第１図中符号FF₁は第
１データタイプフリツプフロツプで、このものは
入力信号（第５図ａ以下単にａのようにいう）の
パルス幅を電圧制御マルチバイブレータ１１から
のクロツクｊの周期で量子化するもので、当該装
置HIGHとLOWの中間値付近の不安定な信号レ
ベルで動作するのを防止する。FF₂は第２データ
タイプフリツプフロツプ、G₁はイクスクルーシ
ブオアゲートで、これらの第２データタイプフリ
ツプフロツプFF₂およびオアゲートG₁でパルス列
発生回路１５が構成されている。パルス列発生回
路１５は入力信号ａ（この実施例では正しくは第
１データタイプフリツプフロツプFF₁の出力信号
ｂ）における信号波形の立上りおよび立下りにお
いて、クロツクｊの周期と等しいパルス幅の第１
パルス列信号ｄを発生する。G₂〜G₉はそれぞれ
第２〜第９のナンドゲートで、これらのうちG₂，
G₃の２個のナンドゲートにより上記第１パルス
列信号ｄを導入しゲート制御信号ｅで制御されて
入力搬送波パルスａと同期したパルス成分を有す
る第２パルス列信号ｈを出力するゲート回路が構
成されている。CT₁は第1BCD（２進）カウンタ
で、このBCDカウンタCT₁はクロツク信号ｊを
一例として15回カウントした時にナンドゲート
G₅の出力をLOWとし、また22回カウントした時
他のナンドゲートG₆の出力ｉをLOWとするよう
に作動する。FF₃は第３データタイプフリツプフ
ロツプ、FF₄はフリツプフロツプでこのものは２
個のナンドゲートG₇，G₈で構成されている。
CT₂は第2BCDカウンタでこの第2BCDカウンタ
CT₂はクロツクｊを一例として11回カウントした
時にナンドゲートG₉の出力ｇをLOWとするよう
に作動する。

而して上記の第１、第２のBCDカウンタCT₁，
CT₂、フリツプフロツプFF₃，FF₄、およびナン
ドゲートG₄〜G₉等によりゲート制御信号ｅを発
生するゲート制御信号発生回路が構成されてい
る。

次に作用を説明する。

入力端子１に、デジタル情報信号で搬送波パル
スを位相偏移変調した入力信号ａが導入される
と、第１、第２の各データタイプフリツプフロツ
プFF₁，FF₂のＱ端子から、入力信号ａに対して
それぞれクロツクｊの１周期分および２周期分遅
れたパルス信号ｂ，ｃが出力される。そしてこの
両パルス信号ｂ，ｃがイクスクルーシブオアゲー
トG₁に入力してパルス列発生回路１５から入力
信号（正しくはパルス信号ｂ）における信号波形
の立上りおよび立下りにおいて、クロツクｊの周
期と等しいパルス幅の第１パルス列信号ｄが発生
する。そしてこの第１パルス列信号ｄが２個のナ
ンドゲートG₂，G₃からなるゲート回路に導びか
れ、第２ナンドゲートG₂へのゲート制御信号ｅ
で制御されて、このゲート回路から入力搬送波パ
ルスａと同期したパルス成分を有する第２パルス
列信号ｈが出力される。次いでこの第２パルス列
信号ｈが周波数位相比較器９に導かれて、フエー
ズロツクドループから入力搬送波パルスａと同期
した搬送波ｋが抽出されるが、情報信号の変化点
に対する第２パルス列信号ｈ中のパルス成分の出
力タイミングによつては抽出される搬送波ｋに反
転を生ぜしめてしまうという不具合が生ずる。こ
れを第５図のタイムチヤートで説明すると、同図
中情報信号の変化点はt₁およびt₂で、時間t₁の点
が入力搬送波パルスａと正確に同期した搬送波を
抽出し得る点で、パルス成分h′の望ましい発生タ
イミングであるが、パルス成分h′はこの時間点か
らクロツクｊのほぼ１周期分だけ時間ずれを生じ
ている。しかしこの程度の時間ずれは搬送波抽出
に及ぼす影響はごく小さく、抽出搬送波の位相を
反転させてしまうというような不具合は生じな
い。そして時間t₂で第２パルス列信号ｋ中にパル
ス成分が発生すると抽出される搬送波に位相反転
を生ぜしめて不具合が生ずる。これをこの発明で
はゲート制御信号発生回路およびゲート回路G₁，
G₂等が次のように作用して解決している。

即ち、ナンドゲートG₃の出力端子に時間点
（入力搬送波周期のほぼ中間点）taでパルス成分
h′が現われると、このパルス成分は第1BCDカウ
ンタCT₁およびフリツプフロツプFF₄にリセツト
信号として導入され、フリツプフロツプFF₄のラ
ツチが反転してその端子出力（ゲート制御信
号）ｅがLOW即ちゲート禁止レベルとなりゲー
ト回路G₂，G₃の出力ｈはこの間禁止される。一
方第1BCDカウンタCT₁は上記リセツト時点から
カウントを開始し22カウントして第１時間間隔
T₂経過後の時間点t_bに第６ナンドゲートG₆の出
力ｉをLOWとするように作動する。次いでこの
LOWレベル信号がフリツプフロツプFF₄にセツ
ト信号として入力し、そのラツチが再び反転して
Ｑ端子出力ｅがHIGH即ちゲート解除レベルとな
りゲート回路G₂，G₃は出力可能状態となる。上
記の第１時間間隔T₂は図示のように入力搬送波
周期T₁より小で且つこの搬送波周期T₁の1/2より
大なる時間間隔に設定されている。

一方フリツプフロツプFF₄のラツチ反転と同時
にそのＱ端子の反転出力が第2BCDカウンタCT₂
にリセツト信号として入力し、この第2BCDカウ
ンタCT₂がカウントを開始する。そして11カウン
トし、この間パルス列発生回路１５からパルスが
現われなければこの11カウントした第２時間間隔
T₃経過後の時間点tcに第９ナンドゲートG₉の出
力ｇをLOWとするように作用する。このLOW出
力パルスg′が第３、第４のナンドゲートG₃，G₄
を経て、パルス成分h″となつてフリツプフロツプ
FF₄にリセツト信号として入力し、その端子出
力ｅを再びゲート禁止レベルとする。上記の第２
時間間隔T₃は、前記第１時間間隔T₂の終期点t_b
から搬送波周期T₁の3/2より小なる時間点までの
時間間隔に設定されている。また上記時間点t_cに
おけるパルス成分h″は第1BCDカウンタCT₁へも
リセツト信号として入力し、この第1BCDカウン
タCT₁をリセツトするが、この時間点t_cでは第３
データタイプフリツプフロツプFF₃はクリアされ
ないので時間点t_cからt_dまでは６カウントした第
３時間間隔T₄経過後の時間点t_dで第６ナンドゲー
トG₆の出力がLOWとなり、フリツプフロツプ
FF₄のラツチが反転してその端子出力ｅが再び
HIGH即ちゲート解除レベルとなる。上記の第３
時間間隔T₄は前記第２時間間隔T₃の終期点t_cか
ら搬送波周期T₁の２倍よりも小なる時間点まで
の時間間隔に設定されている。

而して上述のようなゲート制御信号発生回路か
らのゲート制御信号ｅにより、ゲート回路G₂，
G₃から時間t₂のタイミングに第２パルス列信号ｋ
中にパルス成分の発生することが禁止されて、こ
れが周波数位相比較器９に導びかれ正常な搬送波
ｋが抽出される。

以上詳述したようにこの発明によれば入力搬送
波周期のほぼ中間点を始点としてこの搬送波周期
T₁より小で且つ当該搬送波周期T₁の1/2より大な
る第１時間間隔T₂だけゲート禁止レベルとなり、
該第１時間間隔T₂の終期点から搬送波周期T₁の
３／２より小なる第２時間間隔T₃だけゲート解除レ
ベルとなり、さらに該第２時間間隔T₃の終期点
から搬送波周期T₁の２倍よりも小の第３時間間
隔T₄だけゲート禁止レベルとなるゲート制御信
号を発生するゲート制御信号発生回路を設け、こ
のゲート制御信号でゲート回路を制御して入力搬
送波パルスと同期したパルス成分を有する第２パ
ルス列を発生し、これを周波数位相比較器に導び
くようにしたから、抽出される搬送波に反転を生
ぜしめることがなく、入力情報信号がPWMでパ
ルス幅が連続的に変化するものであつても正常な
搬送波を安定して抽出することができるという効
果が得られる。またデジタル回路で構成できるの
で集積回路化が容易で無調整化回路とすることが
できるという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の搬送波抽出装置を示すブロツク
回路図、第２図イ〜ルおよび第３図イ〜ルは同上
装置の作用を説明するためのタイムチヤート、第
４図はこの発明に係る搬送波抽出装置の実施例を
示すブロツク回路図、第５図ａ〜ｋは同上実施例
の作用を説明するためのタイムチヤートである。 １：入力端子、９：周波数位相比較器、１０：
ループフイルタ、１１：電圧制御マルチバイブレ
ータ（電圧制御クロツク信号発振器）、１２：リ
ツプルカウンタ、１３：出力端子、１５：パルス
列発生回路、CT₁，CT₂：第１、第２のBCDカウ
ンタ、FF₁〜FF₃：データタイプフリツプフロツ
プ、FF₄：フリツプフロツプ、G₁：イクスクルー
シブオアゲート、G₂〜G₉：ナンドゲート、T₁：
入力搬送波周期、T₂：第１時間間隔、T₃：第２
時間間隔、T₄：第３時間間隔。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ デジタル情報信号で搬送波パルスを位相偏移
   変調した入力信号から、当該入力搬送波パルスと
   同期した搬送波を抽出する搬送波抽出装置であつ
   て、 前記入力信号における信号波形の立上りおよび
   立下りと同期した第１パルス列を発生するパルス
   列発生回路と、 入力搬送波周期のほぼ中間点を始点として当該
   搬送波周期T₁より小で且つ該搬送波周期T₁の1/2
   より大なる第１時間間隔T₂だけゲート禁止レベ
   ルとなり、該第１時間間隔T₂の終期点から搬送
   波周期T₁の3/2より小なる第２時間間隔T₃だけゲ
   ート解除レベルとなり、さらに該第２時間間隔
   T₃の終期点から搬送波周期T₁の２倍よりも小の
   第３時間間隔T₄だけ禁止レベルとなるゲート制
   御信号を発生するゲート制御信号発生回路と、 前記第１パルス列を導入し前記ゲート制御信号
   で制御されて前記入力搬送波パルスと同期したパ
   ルス成分を有する第２パルス列を出力するゲート
   回路と、 周波数位相比較器、ループフイルタ、電圧制御
   クロツク信号発振器、および該電圧制御クロツク
   信号発振器からのクロツク信号を所要数カウント
   するカウンタを備え前記周波数位相比較器に前記
   第２パルス列を導入して前記カウンタの出力と位
   相比較することにより前記入力搬送波パルスと同
   期した搬送波を出力するフエーズロツクドループ
   とを具備してなることを特徴とする搬送波抽出装
   置。