JPH04297150A - スペクトル拡散通信におけるディジタル変調方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【技術分野】本発明は、スペクトル拡散通信におけるデ
ィジタル変調方式に関する。例えば、微弱無線通信、移
動体無線通信、構内無線通信に適用されるものである。

【０００２】

【従来技術】ディジタル信号を伝送するためには、通常
電圧制御発振器を変調データで直接変調をかけるＦＳＫ
（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ：周
波数シフトキーイング）変調方式が用いられるが、この
方法ではクロック周波数が安定しないため、受信機側で
擬似雑音（ＰＮ）信号の同期はずれ、復調誤り等を引き
起こす恐れがある。クロック速度変調によるスペクトル
拡散通信方式については、「最新スペクトラム拡散通信
方式」（Ｒ．Ｃ．Ｄｉｘｏｎ著、立野、片岡、飯田訳，
ジャテック出版、ｐｐ．１２５−１２７　昭５３．１１
．３０）に記載されている。これによれば、クロック速
度変調の具体的な実現方法として、ＰＬＬ（位相同期ル
ープ）による安定化を図ったものが紹介されているが、
これはアナログ信号の伝送を目的にしたもので、ディジ
タル信号の伝送には適さない。本発明は、クロック速度
変調を用いたスペクトル拡散通信において、ディジタル
情報を伝送することを目的とし、変調する擬似雑音（Ｐ
Ｎ）クロック周波数の安定化を狙ったものである。

【０００３】

【目的】本発明は、上述のごとき実情に鑑みてなされた
もので、基準周波数にディジタル論理回路によるクロッ
クを供給する位相同期ループ（ＰＬＬ）を用いることに
より、擬似雑音（ＰＮ）クロックの周波数変調出力を十
分安定した周波数とすることができ、受信機側において
遅延ロックループ（ＤＬＬ）の追従範囲を超えて同期が
はずれたりすることがなくなり、ディジタルデータ伝送
を確実に行うようにしたスペクトル拡散通信におけるデ
ィジタル変調方式を提供することを目的としてなされた
ものである。

【０００４】

【構成】本発明は、上記目的を達成するために、（１）
クロック速度変調によるスペクトル拡散通信方式におい
て、ディジタル信号を伝送する際に、変調データに応じ
て、擬似雑音（ＰＮ）信号の基準クロック信号と、該基
準クロック信号から基準クロックの分周比（２以上の整
数）に応じたクロック数を除去した信号を出力し、該信
号を位相同期ループ（ＰＬＬ）の基準信号入力として位
相同期（ＰＬＬ）をかけることにより擬似雑音（ＰＮ）
クロックに周波数変調をかけること、或いは、（２）ク
ロック速度変調によるスペクトル拡散通信方式において
、ディジタル信号を伝送する際に、変調データに応じて
、擬似雑音（ＰＮ）信号の基準クロック信号を整数倍に
した信号と、該信号から分周比（２以上の整数）に応じ
たクロック数を除去した信号とを出力し、該信号を擬似
雑音（ＰＮ）クロックの周波数まで分周することにより
擬似雑音（ＰＮ）クロックに周波数変調をかけること、
或いは、（３）クロック速度変調によるスペクトル拡散
通信において、ディジタル信号を伝送する際に、変調デ
ータに応じて、擬似雑音（ＰＮ）信号の基準クロック信
号と、基準クロックから基準クロックの分周比（２以上
の整数）に応じたクロック数を除去あるいは付加した信
号を出力し、該信号を位相同期ループの基準信号入力と
して位相同期をかけることにより擬似雑音（ＰＮ）クロ
ックに周波数変調をかけること、或いは、（４）クロッ
ク速度変調によるスペクトル拡散通信方式において、デ
ィジタル信号を伝送する際に、変調データに応じて、擬
似雑音（ＰＮ）信号の基準クロック信号と、基準クロッ
クから基準クロックの分周比（２以上の整数）に応じた
クロック数を除去あるいは付加した信号を出力し、該信
号を擬似雑音（ＰＮ）クロックの周波数まで分周するこ
とにより擬似雑音（ＰＮ）クロックに周波数変調をかけ
ること、或いは、（５）クロック速度変調によるスペク
トル拡散通信方式において、ディジタル信号を伝送する
際に、変調データに応じて、擬似雑音（ＰＮ）信号の基
準クロック信号と、該基準クロック信号から基準クロッ
クの分周比（２以上の整数）に応じたクロック数を除去
あるいは付加した信号を出力し、該信号を位相同期ルー
プ（ＰＬＬ）の基準信号入力とし、該位相同期ループ（
ＰＬＬ）出力の分周信号を比較信号入力として位相同期
をかけることにより擬似雑音（ＰＮ）クロックに周波数
変調をかけることを特徴としたものである。以下、本発
明の実施例に基づいて説明する。

【０００５】図１は、本発明によるスペクトル拡散通信
におけるディジタル変調方式の一実施例を説明するため
の送信機の回路構成図で、図中、１は水晶発振器、２は
分周器、３はＤフリップフロップ、４，７，８はＡＮＤ
ゲート回路、５，６はインバータ、９はＯＲゲート回路
、１０は位相比較器、１１はループフィルタ、１２は電
圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏ
ｌｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ）、１３は位相　同期ル
ープ（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）
、１４は擬似雑音（ＰＮ：Ｐｓｅｕｄｏ　Ｎｏｉｓｅ）
信号発生器、１５は周波数変換回路、１６は電力増幅回
路である。また、図２（ａ）〜（ｈ）は、変調時の信号
波形と復調信号の様子を示す図で、ここで基準クロック
の分周比Ｎ＝８、変調データレートと基準クロックの比
ｋ＝１６としている。

【０００６】水晶発振器１の出力周波数は、擬似雑音（
ＰＮ）信号の基準クロック周波数ｆｃとし、該基準クロ
ック周波数ｆｃを分周器２によって１／Ｎに分周する（
図２（ｂ））。次に変調データ図２（ａ）をＤフリップ
フロップ３により分周したクロック周波数ｆｃ／Ｎに同
期させる。分周したクロックを変調データでゲートをか
けることにより変調データが“１”のときだけ分周した
クロックがＡＮＤゲート回路から出力される（図２（ｅ
））。一方、インバータ５により基準クロック図２（ｃ
）の反転クロックｆｃｉ（図２（ｄ））を用意し、次の
インバータ６、ＡＮＤゲート回路７、ＯＲゲート回路９
のロジックによって分周クロックがＨのとき反転クロッ
クｆｃｉを出力し、Ｌのとき基準クロックｆｃを出力す
る。したがって、変調データが“１”のあいだ、分周ク
ロックの半分の周期毎、基準クロックｆｃと反転クロッ
クｆｃｉが交互に出力される（図２（ｆ））ことになる
。これらの操作により、分周クロックの１周期毎、１ク
ロックだけクロック数が減るのでそのぶん周波数が小さ
くなる。

【０００７】この信号を位相比較器１０、ループフィル
タ１１、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２からなる位相同
期ループ（ＰＬＬ）１３の基準信号入力に入力する。こ
れにより、変調データが“０”のときは基準クロックｆ
ｃに同期して安定な擬似雑音（ＰＮ）クロックを発生す
る。また、変調データが“１”のときは図２（ｆ）に示
す信号に同期させるため、位相の急激な変化をなまらせ
、なめらかに位相が変化するようにする。この様子を図
２（ｇ）に示す。こうすることにより受信機側での急激
な位相変化による同期はずれを防ぐことができる。変調
データが“１”のあいだの平均周波数をｆＬ（＜ｆｃ）
とする。

【０００８】以上の操作により、擬似雑音（ＰＮ）信号
のクロック周波数は、変調データが“１”の時ｆＬ，“
０”の時ｆｈ（＝ｆｃ）となり、擬似雑音（ＰＮ）信号
のクロックに周波数シフト変調（ＦＳＫ）がかかる。 このとき、位相同期ループ（ＰＬＬ）の基準信号入力は
ディジタル論理回路によるものであるから非常に安定で
あり、しかも位相同期（ＰＬＬ）がかかっているので、
ｆｈ（＝ｆｃ）およびｆＬは非常に安定した周波数とな
る。したがって、受信機側において擬似雑音（ＰＮ）ク
ロック周波数が遅延ロックループ（ＤＬＬ）の追従範囲
をこえてしまう恐れがなくなる。また、この方法によれ
ば分周比Ｎを変えることで平均周波数ｆＬを変えること
ができ、したがってＦＳＫ（周波数シフトキーイング）
の変調指数を変えることができる。

【０００９】次に位相同期ループ（ＰＬＬ）からの出力
クロック（図２（ｇ））を擬似雑音（ＰＮ）信号発生器
１４のクロックとして入力し擬似雑音（ＰＮ）信号を発
生させる。この信号に搬送波周波数をかけて周波数変換
回路１５により周波数変換を行い、電力増幅回路１６で
信号を増幅したのちアンテナから電波を出力する。

【００１０】図３は、本発明によるスペクトル拡散通信
におけるディジタル変調方式の一実施例を説明するため
の受信機の回路構成図で、図中、２１は無線周波数（Ｒ
Ｆ）増幅回路、２２は周波数変換回路、２３は相関ネッ
トワーク、２４はループフィルタ、２５は電圧制御発振
器（ＶＣＯ）、２６は擬似雑音（ＰＮ）信号発生器、２
７は遅延ロックループ（ＤＬＬ）、２８は識別回路、２
９はタイミング生成回路である。

【００１１】アンテナから入力された信号は周波数変換
回路２２により中間周波数に落とされ、相関ネットワー
ク２３、ループフィルタ２４、電圧制御発振器（ＶＣＯ
）２５、擬似雑音（ＰＮ）信号発生器２６からなる遅延
ロックループ（ＤＬＬ）２７に入力される。この遅延ロ
ックループ（ＤＬＬ）２７によって、擬似雑音（ＰＮ）
信号の同期をとるとともに、電圧制御発振器（ＶＣＯ）
２５の制御電圧、すなわちループフィルタ２４の出力に
は、ＦＳＫ変調された擬似雑音（ＰＮ）クロックの復調
信号が出力される（図２（ｈ））。この信号から位相同
期ループ（ＰＬＬ）等のタイミング生成回路２９により
データのクロックタイミングを再生し、識別回路２８で
データの“１”，“０”を判断することにより復調デー
タを得ることができる。

【００１２】次に、擬似雑音（ＰＮ）クロックに本発明
によってＦＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ＳｈｉｆｔＫｅ
ｙｉｎｇ：周波数シフトキーイング）変調をかけたとき
の変調指数を示す。変調データのデータレート：ｆｄ（
周期Ｔｄ＝１／ｆｄ）、基準クロック：ｆｃとし、ｆｃ
＝ｋ・ｆｄ（ｋは正の整数）の関係があるとする。基準
クロックの分周比をＮとすると分周クロックの周波数は
ｆｂ＝ｆｃ／Ｎ＝ｋ・ｆｄ／ＮここでＮはＮ≧２の整数
、ｆｂ≧ｆｄであるのでｋはｋ≧２の整数となる。変調
データが“１”の時の変調された擬似雑音（ＰＮ）クロ
ックの周波数ｆＬは、図２（ｆ）から分周クロックの１
周期（１／ｆｂ）毎に基準クロックが１クロック減るこ
とになるから、ｆＬ＝（Ｎ−１）／（１／ｆｂ）＝［（
Ｎ−１）／Ｎ］・ｆｃとなる。したがって、変調指数ｍ
は、それぞれの周波数の差にデータの周期をかけること
で求められるからｍ＝（ｆｈ−ｆＬ）・Ｔｄ ＝｛ｆｃ−（Ｎ−１）・ｆｃ／Ｎ｝・Ｔｄ＝ｆｃ／（Ｎ
・ｆｄ） ｆｃ＝ｋ・ｆｄであるから ｍ＝ｋ／Ｎ となる。したがって、変調データと基準クロックの比ｋ
はあらかじめ与えられている値であるから、擬似雑音（
ＰＮ）信号の基準クロックの分周比Ｎによって変調指数
を上式のように変えることができることが分かる。ただ
し、与えられた条件により １≦ｍ≦ｋ／２である。

【００１３】上述したものにおいては、位相同期ループ
（ＰＬＬ）を使用していたが、位相同期ループ（ＰＬＬ
）は回路が複雑かつ高価であり、回路定数の計算も面倒
であるという点がある。その点を解決するためには、以
下に説明する本発明による他の実施例によればよい。 図４は、本発明によるスペクトル拡散通信におけるディ
ジタル変調方式の他の実施例を説明するための送信機の
回路構成図で、図中、３０は分周器で、その他図１と同
じ作用をする部分は同一の参照番号を付してある。また
、図５（ａ）〜（ｈ）は、変調時の信号波形と復調信号
の様子を示す図である。

【００１４】水晶発振器１の出力周波数ｆｃは、擬似雑
音（ＰＮ）信号の基準クロック周波数のＭ倍とし、該基
準クロック周波数ｆｃを分周器２によって１／Ｎに分周
する（図５（ｂ））。次に変調データ図５（ａ）をＤフ
リップフロップ３により分周したクロック周波数ｆｃ／
Ｎに同期させる。分周したクロックを変調データでゲー
トをかけることにより変調データが“１”のときだけ分
周したクロックがＡＮＤゲート回路から出力される（図
５（ｅ））。一方、インバータ５により基準クロック図
５（ｃ）の反転クロックｆｃｉ（図５（ｄ））を用意し
、次のインバータ６、ＡＮＤゲート回路７、ＯＲゲート
回路９のロジックによって分周クロックがＨのとき反転
クロックｆｃｉを出力し、Ｌのとき基準クロックｆｃを
出力する。したがって、変調データが“１”のあいだ、
分周クロックの半分の周期毎、基準クロックｆｃと反転
クロックｆｃｉが交互に出力される（図５（ｆ））こと
になる。これらの操作により、分周クロックの１周期毎
、１クロックだけクロック数が減るのでそのぶん周波数
が小さくなる。

【００１５】この信号を分周器３０によるＭ分周するこ
とで擬似雑音（ＰＮ）クロックを得る。これにより、変
調データが“０”のときは基準クロックｆｃにＭ分周し
た安定な擬似雑音（ＰＮ）クロックを発生する。また、
変調データが“１”のときは図５（ｆ）に示す信号をＭ
分周するため、位相の急激な変化をなまらせ、なめらか
に位相が変化するようにする。この様子を図５（ｇ）に
示す。こうすることにより受信機側での急激な位相変化
による同期はずれを防ぐことができる。変調データが“
１”のあいだの平均周波数をｆＬ（＜ｆｃ）とする。

【００１６】以上の操作により、擬似雑音（ＰＮ）信号
のクロック周波数は、変調データが“１”の時ｆＬ，“
０”の時ｆｈ（＝ｆｃ／Ｍ）となり、擬似雑音（ＰＮ）
信号のクロックに周波数シフト変調（ＦＳＫ）がかかる
。以上の擬似雑音（ＰＮ）クロックの生成は、ディジタ
ル論理回路によるものであるから、ｆｈおよびｆＬは非
常に安定した周波数となる。したがって、受信機側にお
いて擬似雑音（ＰＮ）クロック周波数が遅延ロックルー
プ（ＤＬＬ）の追従範囲をこえてしまう恐れがなくなる
。また、この方法によれば分周比ＮおよびＭを変えるこ
とで平均周波数ｆＬを変えることができ、したがってＦ
ＳＫ（周波数シフトキーイング）の変調指数を変えるこ
とができる。

【００１７】次に擬似雑音（ＰＮ）クロック（図５（ｇ
））を擬似雑音（ＰＮ）信号発生器１４のクロックとし
て入力し擬似雑音（ＰＮ）信号を発生させる。この信号
に搬送波周波数をかけて周波数変換回路１５により周波
数変換を行い、電力増幅回路１６で信号を増幅したのち
アンテナから電波を出力する。なお、この実施例におけ
る受信機の回路構成については、図３で説明したものと
同じである。

【００１８】次に、擬似雑音（ＰＮ）クロックに本発明
によってＦＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ＳｈｉｆｔＫｅ
ｙｉｎｇ：周波数シフトキーイング）変調をかけたとき
の変調指数を示す。 変調データのデータレート：ｆｄ（周期Ｔｄ＝１／ｆｄ
）、基準クロック：ｆｃとし、ｆｃ＝ｋ・ｆｄ（ｋは正
の整数）の関係があるとする。基準クロックの分周比を
Ｎとすると分周クロックの周波数はｆｂ＝ｆｃ／Ｎ＝ｋ
・ｆｄ／ＮここでＮはＮ≧２の整数、ｆｂ≧ｆｄである
のでｋはｋ≧２の整数となる。また、擬似雑音（ＰＮ）
クロックは、基準クロックをＭ分周して得るとする。変
調データが“１”の時の変調された擬似雑音（ＰＮ）ク
ロックの周波数ｆＬは、図５（ｆ）から分周クロックの
１周期（１／ｆｂ）毎に基準クロックが１クロック減る
ことになるから、Ｍ分周する前の信号（図５（ｆ）の周
波数ｆＬ′は ｆＬ′＝（Ｎ−１）／（１／ｆｂ）＝［（Ｎ−１）／Ｎ
］・ｆｃとなる。擬似雑音（ＰＮ）クロックを得るため
にＭ分周するので、 ｆＬ＝［（Ｎ−１）／Ｎ・Ｍ］・ｆｃ したがって、変調指数ｍは、それぞれの周波数の差にデ
ータの周期をかけることで求められるからｍ＝（ｆｈ−
ｆＬ）・Ｔｄ ＝｛ｆｃ−（Ｎ−１）・ｆｃ／Ｎ・Ｍ｝・Ｔｄ＝ｆｃ／
Ｎ・Ｍ・ｆｄ ｆｃ＝ｋ・ｆｄであるから ｍ＝ｋ／（Ｎ・Ｍ） となる。

【００１９】したがって、変調データと基準クロックの
比ｋはあらかじめ与えられている値であるから、擬似雑
音（ＰＮ）信号の基準クロックの分周比Ｎと擬似雑音（
ＰＮ）クロックを得るための分周比Ｍによって変調指数
を上式のように変えることができることが分かる。ただ
し、与えられた条件により １≦ｍ≦ｋ／２である。

【００２０】また、中心周波数に対して、周波数を低く
するようにしか周波数変調をかけることができない場合
には、受信側では変調指数が変わるたびに低い方に中心
周波数が変わることになり、復調の際の判定レベルの調
整を必要とするが、この点を解決するためには、以下に
説明する本発明による更に他の実施例によればよい。図
６は、本発明によるスペクトル拡散通信におけるディジ
タル変調方式の更に他の実施例を示す図で、図中、３１
は水晶発振器、３２，３４は１／２分周器、３３は１／
Ｎ分周器、３５，３６はＤフリップフロップ、３８ａ〜
３８ｆはＡＮＤゲート回路、３９ａ〜３９ｆはインバー
タ、４０はＯＲゲート回路で、その他第１図と同じ作用
をする部分は同一の参照番号を付してある。

【００２１】また、変調時の信号波形と復調信号の様子
を図７、図８に示すが、図７は変調データが“１”の時
、図８は変調データが“０”の時である。ここで基準ク
ロックの分周比Ｎ＝４としている。水晶発振器３１の出
力周波数は、擬似雑音（ＰＮ）信号の基準クロック周波
数ｆｃの２倍の２ｆｃとし（図７（ｄ））、１／２分周
器３２によって基準クロックｆｃ（図７（ｅ））を得る
。このｆｃを分周器３３によって１／Ｎに分周し（図７
（ｂ））、さらに１／２分周器３４によりｆｃ／２Ｎ（
図７（ｃ））に分周する。次に変調データをＤフリップ
フロップ３５により分周したクロックｆｃ／２Ｎに同期
させる。

【００２２】図７により変調データが“１”のときの信
号を説明する。Ｎ分周クロックが“１”、２Ｎ分周クロ
ックが“１”のとき、基準クロックをその２倍の周波数
クロック２ｆｃの負信号で１／４周期遅らせた信号（Ａ
）を出力する。Ｎ分周クロックが“０”，２Ｎ分周クロ
ックが“１”のとき、基準信号（Ｂ）を出力する。 Ｎ分周クロックが“１”、２Ｎ分周クロックが“０”の
とき、信号（Ａ）の負信号（Ｃ）を出力する。Ｎ分周ク
ロックが“０”、２Ｎ分周クロックが“０”のとき、基
準信号の負信号（Ｄ）を出力する。したがって、変調デ
ータが“１”のあいだ、Ｎ分周クロックの半分の周期毎
、信号（Ａ），（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）が順番に出力さ
れる（図７（ｆ））ことになる。これらの操作により、
２Ｎ分周クロックの１周期毎、１クロックだけクロック
数が増えるのでその分周波数が大きくなる。

【００２３】図８により変調データが“０”のときの信
号を説明する。Ｎ分周クロックが“１”，２Ｎ分周クロ
ックが“１”のとき、基準クロックをその２倍の周波数
クロック２ｆｃの負信号で１／４周期遅らせた信号（Ａ
）を出力する。Ｎ分周クロックが“０”、２Ｎ分周クロ
ックが“１”のとき、基準信号の負信号（Ｄ′）を出力
する。Ｎ分周クロックが“１”、２Ｎ分周クロックが“
０”のとき、信号（Ａ）の負信号（Ｃ）を出力する。Ｎ
分周クロックが“０”、２Ｎ分周クロックが“０”のと
き、基準信号（Ｂ′）を出力する。したがって、変調デ
ータ“０”のあいだ、Ｎ分周クロックの半分の周期毎、
信号（Ａ），（Ｄ′），（Ｃ），（Ｂ′）が順番に出力
される（図８（ｆ））ことになる。これらの操作により
、２Ｎ分周クロックの１周期毎、１クロックだけクロッ
ク数が減るのでその分周波数が小さくなる。この信号を
位相比較器１０、ループフィルタ１１、電圧制御発振器
（ＶＣＯ）１２からなる位相同期ループ（ＰＬＬ）１３
の基準信号入力に入力する。これにより、位相の急激な
変化をなまらせ、なめらかに位相が変化するようにする
。この様子を図７（ｇ）、図８（ｇ）に示す。 こうすることにより受信機側での急激まな位相変化によ
る同期はずれを防ぐことができる。変調データが“１”
のあいだの平均周波数をｆｈ（＞ｆｃ）、“０”のあい
だの平均周波数をｆＬ（＜ｆｃ）とする。

【００２４】以上の操作により、擬似雑音（ＰＮ）信号
のクロック周波数は、変調データが“１”の時ｆｈ、“
０”の時ｆＬとなり、擬似雑音（ＰＮ）信号のクロック
に中心周波数をｆｃとする周波数シフト変調（ＦＳＫ）
がかかる。このとき位相同期ループ（ＰＬＬ）の基準信
号入力はディジタル論理回路によるものであるから非常
に安定であり、しかも位相同期ループ（ＰＬＬ）がかか
っているので、ｆｈおよびｆＬは非常に安定した周波数
となる。したがって、受信機側において擬似雑音（ＰＮ
）クロック周波数が遅延ロックループ（ＤＬＬ）の追従
範囲をこえてしまう恐れがなくなる。また、この方法に
よれば分周比Ｎを変えることで平均周波数ｆｈおよびｆ
Ｌを変えることができ、したがってＦＳＫ（周波数シフ
トキーイング）の変調指数を変えることができる。さら
に、この実施例による周波数変調は基準信号周波数を中
心として、周波数の高い方と低い方に同じだけ変調がか
かる。したがって、受信側では、復調の際にデータが“
１”か“０”かの判定を行うための判定レベルを中心周
波数に合わせることにより、変調指数を変えてもそのま
まで正確な復調を行うことができる。

【００２５】次に位相同期ループ（ＰＬＬ）からの出力
クロック（図７（ｇ）、図８（ｇ））を擬似雑音（ＰＮ
）信号発生器のクロックとして入力し擬似雑音（ＰＮ）
信号を発生させる。この信号の搬送周波数をかけて周波
数変換を行い、電力増幅回路で信号を増幅したのちアン
テナから電波を出力する。なお、この実施例における受
信機の回路構成については図３で説明したものと同じで
ある。すなわち、アンテナから入力された信号は周波数
変換回路２２により、中間周波数に落とされ、相関ネッ
トワーク２３、ループフィルタ２４、電圧制御発振器（
ＶＣＯ）２５、擬似雑音（ＰＮ）信号発生器２６からな
る遅延ロックループ（ＤＬＬ）２７に入力される。 この遅延ロックループ（ＤＬＬ）２７によって、擬似雑
音（ＰＮ）信号の同期をとるとともに、電圧制御発振器
（ＶＣＯ）２５の制御電圧、すなわちループフィルタ２
４の出力にはＦＳＫ変調された擬似雑音（ＰＮ）クロッ
クの復調信号が出力される（図７（ｈ）、図８（ｈ））
。この信号から位相同期ループ（ＰＬＬ）等のタイミン
グ生成回路２９によりデータのクロックタイミングを再
生し、識別回路２８でデータの“１”、“０”を判断す
ることにより復調データを得ることができる。 このとき、変調指数を変えても識別回路での“１”、“
０”の判定レベルは変える必要がない。

【００２６】つぎに、擬似雑音（ＰＮ）クロックに本発
明によってＦＳＫ変調をかけたときの変調指数を示す。 変調データのデータレート：ｆｄ（周期Ｔｄ＝１／ｆｄ
）、基準クロック：ｆｃとし、ｆｃ＝ｋ・ｆｄ（ｋは正
の整数）の関係があるとする。基準クロックの分周比を
Ｎとすると２Ｎ分周クロックの周波数はｆｂ＝ｆｃ／２
・Ｎ＝ｋ・ｆｄ／２・Ｎ

【００２７】ここでＮはＮ≧２
の整数、ｆｂ≧ｆｄであるのでｋはｋ≧４の整数となる
。変調データが“１”の時の変調された擬似雑音（ＰＮ
）クロックの周波数ｆｈは、図７（ｆ）から２Ｎ分周ク
ロックの１周期（１／ｆｂ）毎に基準クロックが１クロ
ック増えることになるから、 ｆｈ＝（２・Ｎ＋１）／（１／ｆｂ）＝［（２・Ｎ＋１
）／２・Ｎ］・ｆｃ となる。変調データが“０”の時の変調された擬似雑音
（ＰＮ）クロックの周波数ｆＬは、図８（ｆ）から２Ｎ
分周クロックの１周期（１／ｆｂ）毎に基準クロックが
１クロック減ることになるから、 ｆＬ＝（２・Ｎ−１）／（１／ｆｂ）＝［（２・Ｎ−１
）／２・Ｎ］・ｆｃ となる。したがって、変調指数ｍは、それぞれの周波数
の差にデータの周期をかけることで求められるからｍ＝
（ｆｈ−ｆＬ）・Ｔｄ ＝｛（２・Ｎ＋１）・ｆｃ／２・Ｎ− （２・Ｎ−１）・ｆｃ／２・Ｎ｝・Ｔｄ＝ｆｃ／（Ｎ・
ｆｄ） ｆｃ＝ｋ・ｆｄであるから ｍ＝ｋ／Ｎ

【００２８】したがって、変調データと基準クロックの
比ｋはあらかじめ与えられている値であるから、擬似雑
音（ＰＮ）信号の基準クロックの分周比Ｎによって変調
指数を上式のように変えることができることが分かる。 ただし、与えられた条件により ２≦ｍ≦ｋ／２ である。以上に説明した実施例においては、ＰＬＬ（位
相同期ループ）を使用していたが、このＰＬＬは回路が
複雑かつ高価であり、回路定数の計算も面到であった。 この点を改善した実施例について以下に説明する。

【００２９】図９は、本発明によるスペクトル拡散通信
におけるディジタル変調方式の他の実施例を説明するた
めの送信機の回路構成図で、図中、４１は水晶発振器、
４２，４６は１／２分周器、４３，４９，５０，５１，
５２，５３はインバータ、４４，４７はＤフリップフロ
ップ、４５は１／Ｎ分周器、８，５４〜５９はＡＮＤゲ
ート回路、６０はＯＲゲート回路、６１は分周器、６２
は擬似雑音（ＰＮ：Ｐｓｅｕｄｏ　Ｎｏｉｓｅ）信号発
生器、６３は周波数変換回路、６４は電力増幅回路であ
る。

【００３０】また、図１０（ａ）〜（ｈ）及び図１１（
ａ）〜（ｈ）は、変調時の信号波形と復調信号を示す図
で、図１０は、変調データが“１”の時、図１１は変調
データが“０”の時である。なお、ここでは基準クロッ
クの分周比Ｎ＝４としている。水晶発振器４１の出力周
波数は、ＰＮ信号のクロック周波数の２Ｍ倍とし（図１
０（ｄ））、１／２分周器２によって基準クロックｆｃ
（図１０（ｅ））を得る。この基準クロックｆｃを分周
器５によって１／Ｎに分周し（図１０（ｂ））、さらに
１／２分周器６によりｆｃ／２Ｎ（図１０（ｃ））に分
周する。次に変調データをＤフリップフロップ７により
分周したクロックｆｃ／２Ｎに同期させる。

【００３１】図１０により変調データが“１”のときの
信号を説明する。Ｎ分周クロックが“１”、２Ｎ分周ク
ロックが“１”のとき、基準クロックをその２倍の周波
数クロック２ｆｃの負信号で１／４周期遅らせた信号（
Ａ）を出力する。Ｎ分周クロックが“０”、２Ｎ分周ク
ロックが“１”のとき、基準信号（Ｂ）を出力する。 Ｎ分周クロックが“１”、２Ｎ分周クロックが“０”の
とき、信号（Ａ）の負信号（Ｃ）を出力する。Ｎ分周ク
ロックが“０”、２Ｎ分周クロックが“０”のとき、基
準信号の負信号（Ｄ）を出力する。したがって、変調デ
ータが“１”のあいだ、Ｎ分周クロックの半分の周期毎
、信号（Ａ），（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）が順番に出力さ
れる（図１０（ｆ））ことになる。これらの操作により
、２Ｎ分周クロックの１周期毎、１クロックだけクロッ
ク数が増えるのでそのぶん周波数が大きくなる。

【００３２】図１１により変調データが“０”のときの
信号を説明する。Ｎ分周クロックが“１”、２Ｎ分周ク
ロックが“１”のとき、基準クロックをその２倍の周波
数クロック２ｆｃの負信号で１／４周期遅らせた信号（
Ａ）を出力する。Ｎ分周クロックが“０”、２Ｎ分周ク
ロックが“１”のとき、基準信号の負信号（Ｄ′）を出
力する。Ｎ分周クロックが“１”、２Ｎ分周クロックが
“０”のとき、信号（Ａ）の負信号（Ｃ）を出力する。 Ｎ分周クロックが“０”、２Ｎ分周クロックが“０”の
とき、基準信号（Ｂ′）を出力する。したがって、変調
データが“０”のあいだ、Ｎ分周クロックの半分の周期
毎、信号（Ａ），（Ｄ′），（Ｃ），（Ｂ′）が順番に
出力される（図１１（ｆ））ことになる。これらの操作
により、２Ｎ分周クロックの１周期毎、１クロックだけ
クロック数が減るのでそのぶん分周波数が小さくなる。

【００３３】この信号を分周器６１によりＭ分周し、こ
れを擬似雑音（ＰＮ）信号のクロックとする。これによ
り、位相の急激な変化をなまらせ、なめらかに位相が変
化するようにする。この様子を図１０（ｇ）、図１１（
ｇ）に示す。こうすることにより受信機側での急激な位
相変化により周期はずれを防ぐことができる。変調デー
タが“１”のあいだの平均周波数をｆｈ（＞ｆｃ）、“
０”のあいだの平均周波数をｆＬ（＜ｆｃ）とする。

【００３４】以上の操作により、擬似雑音（ＰＮ）信号
のクロック周波数は変調データが“１”の時ｆｈ、“０
”の時ｆＬとなり、擬似雑音（ＰＮ）信号のクロックに
中心周波数をｆｃとする周波数シフト変調（ＦＳＫ）が
かかる。この変調信号はディジタル論理回路によるもの
であるからｆｈおよびｆＬは非常に安定した周波数とな
る。したがって、受信機側において擬似雑音（ＰＮ）ク
ロック周波数が遅延ロックループ（ＤＬＬ）の追従範囲
をこえてしまう恐れがなくなる。また、この方法によれ
ば分周比Ｎを変えることで平均周波数ｆｈおよびｆＬを
変えることができ、したがってＦＳＫの変調指数を変え
ることができる。さらに、本方式による周波数変調は基
準信号周波数を中心として、周波数の高い方と低い方に
同じだけ変調がかかる。したがって、受信側では、復調
の際にデータが“１”か“０”かの判定を行うための判
定レベルを中心周波数に合わせることにより、変調指数
を変えてもそのままで正確な復調を行うことができる。

【００３５】次に擬似雑音（ＰＮ）クロック（図１０（
ｇ），図１１（ｇ））を擬似雑音（ＰＮ）信号発生器の
クロックとして入力し擬似雑音（ＰＮ）信号を発生させ
る。この信号に搬送波周波数をかけて周波数変換を行い
、電力増幅回路で信号を増幅したのちアンテナから電波
を出力する。上述した実施例における受信機の回路構成
図は、図３と同様である。

【００３６】つぎに、擬似雑音（ＰＮ）クロックに本発
明によってＦＳＫ変調をかけたときの変調指数を示す。 変調データのデータレート：ｆｄ（周期Ｔｄ＝１／ｆｄ
）、基準クロック：ｆｃとし、ｆｃ＝ｋ・ｆｄ（ｋは正
の整数）の関係があるとする。基準クロックの分周比を
Ｎとすると２Ｎ分周クロックの周波数はｆｂ＝ｆｃ／２
・Ｎ＝ｋ・ｆｄ／２・Ｎ

【００３７】ここで、ＮはＮ≧
２の整数、ｆｂ≧ｆｄであるので、ｋはｋ≧４の整数と
なる。また、擬似雑音（ＰＮ）クロックは、基準クロッ
クをＭ分周して得る。 変調データが“１”の時のＭ分周する前の信号（図１０
（ｆ））の周波数ｆｈ′は、２Ｎ分周クロックの１周期
（１／ｆｂ）毎に基準クロックが１クロック増えること
になるから、 ｆｈ＝（２・Ｎ＋１）／（１／ｆｂ）＝［（２・Ｎ＋１
）／２・Ｎ］・ｆｃ となる。擬似雑音（ＰＮ）クロックを得るためにＭ分周
するので、 ｆｈ＝［（２・Ｎ＋１）／２・Ｎ・Ｍ］・ｆｃとなる。 変調データが“０”の時の、Ｍ分周する前の信号（図１
１（ｆ））の周波数ｆＬ′は、２Ｎ分周クロックの１周
期（１／ｆｂ）毎に基準クロックが１クロック減ること
になるから、 ｆＬ′＝（２・Ｎ−１）／（１／ｆｂ）＝［（２・Ｎ−
１）／２・Ｎ］・ｆｃ となる。同様に、ＰＮクロックを得るためにＭ分周する
ので、 ｆＬ＝［（２・Ｎ−１）／２・Ｎ・Ｍ］・ｆｃ

【００３
８】したがって、変調指数ｍは、それぞれの周波数の差
にデータの周期をかけることで求められるから、 ｍ＝（ｆｈ−ｆＬ）・Ｔｄ ＝｛（２・Ｎ＋１）・ｆｃ／２・Ｎ・Ｍ−（２・Ｎ−１
）・ｆｃ／２・Ｎ・Ｍ｝・Ｔｄ ＝ｆｃ／（Ｎ・Ｍ・ｆｄ） ｆｃ＝ｋ・ｆｄであるから ｍ＝ｋ／（Ｎ・Ｍ） したがって、変調データと基準クロックの比ｋはあらか
じめ与えられている値であるから、擬似雑音（ＰＮ）信
号の基準クロックの分周比Ｎによって変調指数を上式の
ように変えることができることが分かる。ただし、与え
られた条件により、 ２≦ｍ≦ｋ／２である。

【００３９】以上の説明した実施例においては、ＰＮ信
号クロックの周波数と論理回路による信号出力の周波数
とが同じであったため、拡散帯域を広くとるためには高
い周波数で論理回路を動作させる必要があった。したが
って、論理回路の動作周波数によりＰＮクロック周波数
、すなわち拡散帯域が制限されていた。この点を改善し
た実施例について以下に説明する。図１２は、本発明に
よるスペクトル拡散通信におけるディジタル変調方式の
更に他の例を説明するための送信機の回路構成図で、図
中、７１は水晶発振器、７２，７６は１／２分周器、７
３，７８，７９，８０，８１，８２はインバータ、７４
，７７はＤフリップフロップ、７５は１／Ｎ分周器、８
３〜８８はＡＮＤゲート回路、８９はＯＲゲート回路、
９０は位相比較器、９１はループフィルタ、９２は電圧
制御発振器（ＶＣＯ）、９３は１／Ｍ分周器、９４は擬
似雑音（ＰＮ）信号発生器、９５は周波数変換回路、９
６は電力増幅回路である。

【００４０】また図１３（ａ）〜（ｉ）及び図１４（ａ
）〜（ｉ）は、変調時の信号波形と復調信号を示す図で
、図１３は変調データが“１”の時、図１４は変調デー
タ“０”の時である。なお、ここで基準クロックの分周
比Ｎ＝４、Ｍ＝２としている。論理回路によって生成す
る位相同期ループ（ＰＬＬ）への基準信号入力の中心周
波数を基準クロックとしｆｃで表す。水晶発振器７１の
出力周波数は、基準クロック周波数ｆｃの２倍の２ｆｃ
とし（図１３（ｄ））、１／２分周器７２によって基準
クロックｆｃ（図１３（ｅ））を得る。このｆｃを分周
器によって１／Ｎに分周し（図１３（ｂ））、さらに１
／２分周器７６によりｆｃ／２Ｎに分周し（図１３（ｃ
））する。次に変調データをＤフリップフロップ７７に
より分周したクロックｆｃ／２Ｎに同期させる。

【００４１】図１３により変調データが“１”の時の信
号を説明する。Ｎ分周クロックが“１”、２Ｎ分周クロ
ックが“１”のとき、基準クロックをその２倍の周波数
クロック２ｆｃの負信号で１／４周期遅らせた信号（Ａ
）を出力する。Ｎ分周クロックが“０”、２Ｎ分周クロ
ックが“１”のとき、基準信号（Ｂ）を出力する。 Ｎ分周クロックが“１”、２Ｎ分周クロックが“０”の
とき、信号（Ａ）の負信号（Ｃ）を出力する。Ｎ分周ク
ロックが“０”、２Ｎ分周クロックが“０”のとき、基
準信号の負信号（Ｄ）を出力する。したがって、変調で
データが“１”のあいだ、Ｎ分周クロックの半分の周期
毎、信号（Ａ），（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）が順番に出力
される（図１３（ｆ））ことになる。これらの操作によ
り、２Ｎ分周クロックの１周期毎、１クロック数が増え
るのでそのぶん周波数が大きくなる。

【００４２】図１４により変調データが“０”の時の信
号を説明する。Ｎ分周クロックが“１”、２Ｎ分周クロ
ックが“１”のとき、基準クロックをその２倍の周波数
クロック２ｆｃの負信号で１／４周期遅らせた信号（Ａ
）を出力する。Ｎ分周クロックが“０”、２Ｎ分周クロ
ックが“１”のとき、基準信号の負信号（Ｄ′）を出力
する。Ｎ分周クロックが“１”、２Ｎ分周クロックが“
０”のとき、信号（Ａ）の負信号（Ｃ）を出力する。Ｎ
分周クロックが“０”、２Ｎ分周クロックが“０”のと
き、基準信号の負信号（Ｂ′）を出力する。 したがって、変調でデータが“０”のあいだ、Ｎ分周ク
ロックの半分の周期毎、信号（Ａ），（Ｄ′），（Ｃ）
，（Ｂ′）が順番に出力される（図１４（ｆ））ことに
なる。これらの操作により、２Ｎ分周クロックの１周期
毎、１クロック数が減るのでそのぶん周波数が小さくな
る。

【００４３】この信号を位相比較器、ループフィルタ、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）からなる位相同期ループ（Ｐ
ＬＬ）の基準信号に入力するとともに、１／Ｍ分周器に
より分周されＰＬＬの比較信号入力（図１３（ｇ），図
１４（ｇ））となる。したがって、論理回路で生成され
る基準信号入力はＰＮ信号クロックの１／Ｍの周波数で
ある。これにより、位相の急激な位相変化による同期は
ずれを防ぐことができる。変調データが“１”のあいだ
の平均周波数をｆｈ（＞ｆｃ）、“０”のあいだの平均
周波数をｆＬ（＜ｆｃ）とする。

【００４４】以上の操作によりＰＮ信号のクロック周波
数は、変調データが“１”の時ｆｈ、“０”の時ｆＬと
なり、ＰＮ信号のクロックに中心周波数をｆＰＮ（Ｍ・
ｆｃ）とする周波数シフト変調（ＦＳＫ）がかかる。次
にＰＬＬからの出力クロック（図１３（ｈ），図１４（
ｈ））をＰＮ信号発生器のクロックとして入力しＰＮ信
号を発生させる。この信号に搬送波周波数をかけて周波
数変換を行い、電力増幅回路で信号を増幅したのちアン
テナから電波を出力する。上述した実施例における受信
機の回路構成図は図３と同様である。

【００４５】つぎに、擬似雑音（ＰＮ）クロックに本発
明によってＦＳＫ変調をかけたときの変調指数を示す。 変調データのデータレート：ｆｄ（周期Ｔｄ＝１／ｆｄ
）、基準クロック：ｆｃとし、ｆｃ＝ｋ・ｆｄ（ｋは正
の整数）の関係があるとする。基準クロックの分周比を
Ｎとすると２Ｎ分周クロックの周波数はｆｂ＝ｆｃ／２
・Ｎ＝ｋ・ｆｄ／２・Ｎ

【００４６】ここでＮはＮ≧２
の整数、ｆｂ≧ｆｄであるのでｋはｋ≧４の整数となる
。また、位相同期ループ（ＰＬＬ）の出力の分周比をＭ
（≧２）とする。変調データが“１”の時の変調された
擬似雑音（ＰＮ）クロックの周波数ｆｈは、図１３（ｆ
）から２Ｎ分周クロックの１周期（１／ｆｂ）毎に基準
クロックが１クロック増えることになり、さらにＭ倍と
なるから、ｆｈ＝Ｍ・（２・Ｎ＋１）／（１／ｆｂ）＝
［（２・Ｎ＋１）／２・Ｎ］・Ｍ・ｆｃ となる。変調データが“０”の時の変調された擬似雑音
（ＰＮ）クロックの周波数ｆＬは、図１４（ｆ）から２
Ｎ分周クロックの１周期（１／ｆｂ）毎に基準クロック
が１クロック減ることになり、さらにＭ倍となるから、
ｆＬ＝Ｍ・（２・Ｎ−１）／（１／ｆｂ）＝［（２・Ｎ
−１）／２・Ｎ］・Ｍ・ｆｃ となる。したがって、変調指数ｍは、それぞれの周波数
の差にデータの周期をかけることで求められるからｍ＝
（ｆｈ−ｆＬ）・Ｔｄ ＝｛（２・Ｎ＋１）・Ｍ・ｆｃ／２・Ｎ−（２・Ｎ−１
）・Ｍ・ｆｃ／２・Ｎ｝・Ｔｄ＝Ｍ・ｆｃ／（Ｎ・ｆｄ
） ｆｃ＝ｋ・ｆｄであるから ｍ＝Ｍ・ｋ／Ｎ

【００４７】したがって、変調データと基準クロックの
比ｋはあらかじめ与えられている値であるから、擬似雑
音（ＰＮ）信号の基準クロックの分周比Ｎによって変調
指数を上式のように変えることができることが分かる。 ただし、与えられた条件により ４≦ｍ≦Ｍ・ｋ／２ である。

【００４８】

【効果】以上の説明から明らかなように、本発明による
と、以下のような効果がある。 （１）本発明によるスペクトル拡散通信装置では、基準
周波数にディジタル論理回路によるクロックを供給する
位相同期ループ（ＰＬＬ）を用いることにより、擬似雑
音（ＰＮ）クロックの周波数変調出力を十分安定した周
波数とすることができる。そのため、受信機側において
遅延ロックループ（ＤＬＬ）の追従範囲を超えて同期が
はずれたりすることがなくなり、ディジタルデータ伝送
を確実に行うことができる。 （２）基準クロックに擬似雑音（ＰＮ）クロックより高
い周波数の信号を用い、それを分周することで同じよう
に位相のずれをなめらかにすることができ、複雑かつ高
価な位相同期ループ（ＰＬＬ）回路を必要としない。 （３）中心周波数を中心として、対称に周波数変調がか
けられるため、変調指数を変えたとき、受信側で復調す
る際の“１”、“０”の判定レベルを変える必要が無い
。 （４）ＰＮ信号クロックの周波数を分周し、論理回路に
よる信号出力の周波数とでＰＬＬをかけることにより、
高い周波数で論理回路を動作させることなくＰＮクロッ
ク周波数を高くすることができ、すなわち拡散帯域を広
くすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】　　本発明によるスペクトル拡散通信における
ディジタル変調方式の一実施例を説明するための送信機
の回路構成図である。

【図２】　　変調時の信号波形と復調信号の様子を示す
図である。

【図３】　　本発明によるスペクトル拡散通信における
ディジタル変調方式の一実施例を説明するための受信機
の回路構成図である。

【図４】　　本発明によるスペクトル拡散通信における
ディジタル変調方式の他の実施例を示す図である。

【図５】　　図４における変調時の信号波形と復調信号
の様子を示す図である。

【図６】　　本発明によるスペクトル拡散通信における
ディジタル変調方式の更に他の実施例を示す図である。

【図７】　　図６における変調後の信号波形と復調信号
の様子を示す図である。

【図８】　　図６における変調後の信号波形と復調信号
の様子を示す図である。

【図９】　　本発明によるスペクトル拡散通路における
ディジタル変調方式の他の実施例を説明するための送信
機の回路構成図である。

【図１０】　　変調データが“１”の時の変調時の信号
波形と復調信号を示す図である。

【図１１】　　変調データが“０”の時の変調時の信号
波形と復調信号を示す図である。

【図１２】　　本発明によるスペクトル拡散通信におけ
るディジタル変調方式の更に他の例を説明するための送
信機の回路構成図である。

【図１３】　　変調データが“１”の時の変調時の信号
波形と復調信号を示す図である。

【図１４】　　変調データが“０”の時の変調時の信号
波形と復調信号を示す図である。

【符号の説明】

１…水晶発振器、２…分周器、３…Ｄフリップフロップ
、４，７，８…ＡＮＤゲート回路、５，６…インバータ
、９…ＯＲゲート回路、１０…位相比較器、１１…ルー
プフィルタ、１２…電圧制御発振器（ＶＣＯ）、１３…
位相同期ループ（ＰＬＬ）、１４…擬似雑音（ＰＮ）信
号発生器、１５…周波数変換回路、１６…電力増幅回路
。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　クロック速度変調によるスペクトル拡
   散通信方式において、ディジタル信号を伝送する際に、
   変調データに応じて、擬似雑音（ＰＮ）信号の基準クロ
   ック信号と、該基準クロック信号から基準クロックの分
   周比（２以上の整数）に応じたクロック数を除去した信
   号を出力し、該信号を位相同期ループの基準信号入力と
   して位相同期をかけることにより擬似雑音（ＰＮ）クロ
   ックに周波数変調をかけることを特徴とするスペクトル
   拡散通信におけるディジタル変調方式。
2. 【請求項２】　　クロック速度変調によるスペクトル拡
   散通信方式において、ディジタル信号を伝送する際に、
   変調データに応じて、擬似雑音（ＰＮ）信号の基準クロ
   ック信号を整数倍にした信号と、該信号から分周比（２
   以上の整数）に応じたクロック数を除去した信号とを出
   力し、該信号を擬似雑音（ＰＮ）クロックの周波数まで
   分周することにより擬似雑音（ＰＮ）クロックに周波数
   変調をかけることを特徴とするディジタル変調方式。
3. 【請求項３】　　クロック速度変調によるスペクトル拡
   散通信方式において、ディジタル信号を伝送する際に、
   変調データに応じて、擬似雑音（ＰＮ）信号の基準クロ
   ック信号と、基準クロックから基準クロックの分周比（
   ２以上の整数）に応じたクロック数を除去あるいは付加
   した信号を出力し、該信号を位相同期ループの基準信号
   入力として位相同期をかけることにより擬似雑音（ＰＮ
   ）クロックに周波数変調をかけることを特徴とするディ
   ジタル変調方式。
4. 【請求項４】　　クロック速度変調によるスペクトル拡
   散通信方式において、ディジタル信号を伝送する際に、
   変調データに応じて、擬似雑音（ＰＮ）信号の基準クロ
   ック信号と、基準クロックから基準クロックの分周比（
   ２以上の整数）に応じたクロック数を除去あるいは付加
   した信号を出力し、該信号を擬似雑音（ＰＮ）クロック
   の周波数まで分周することにより擬似雑音（ＰＮ）クロ
   ックに周波数変調をかけることを特徴とするスペクトル
   拡散通信におけるディジタル変調方式。
5. 【請求項５】　　クロック速度変調によるスペクトル拡
   散通信方式において、ディジタル信号を伝送する際に、
   変調データに応じて、擬似雑音（ＰＮ）信号の基準クロ
   ック信号と、該基準クロック信号から基準クロックの分
   周比（２以上の整数）に応じたクロック数を除去あるい
   は付加した信号を出力し、該信号を位相同期ループ（Ｐ
   ＬＬ）の基準信号入力とし、該位相同期ループ（ＰＬＬ
   ）出力の分周信号を比較信号入力として位相同期をかけ
   ることにより擬似雑音（ＰＮ）クロックに周波数変調を
   かけることを特徴とするディジタル変調方式。