JPS5832810B2 - 位相同期形ディジタル周波数シンセサイザ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は主としてＶＨＦ、ＵＨＦ帯で用いられる多チャ
ネル同時送受話方式ＦＭ無線機等の局部発振源に使用す
る位相同期形ディジタル周波数シンセサイザに主従２つ
の位相同期系をもたせこのうち主位相同期系で作られる
ヘテロダイレ出力信号の１部を逆位相同期系の基準周波
数として用いることで、互いの出力周波数間隔が一定な
、２つの多チヤネル出力信号を得るようにした位相同期
形ディジタル周波数シンセサイザの改良に関する。

最近のＶＨＦ、ＵＨＦ帯周波数を利用する移動通信では
周波数有効利用の目的から周波数が多チヤネル広帯域化
される傾向にあるが、このときはこれと同時に他の通信
系に妨害を与えないよう特に送信出力信号に於ける不要
波の発射強度の低減及び側帯波雑音の低減が強く要求さ
れている。

一方通信の多チャネル化に伴ない送受信機の心臓部に位
置する局部発振周波数の信号源としては極めて多数の周
波数を容易に得ることのできる「位相同期形ディジタル
周波数シンセサイザ」が活発に利用されて来ており、そ
の装置は送信系及び受信系の局部発振周波数信号源を１
つの位相同期形ディジタル周波数シンセサイザで得るこ
と、ならびにその周波数帯域内を広（とることを目的と
して第１図に示すようなブロック構成、即ち位相同期形
ディジタル周波数シンセサイザ１、周波数混合器２、サ
イドステップ発振器３、帯域沢波器４、変調器（位相若
しくは周波数変調器）５、送信周波数ティ倍器６、受信
曲発ティ倍器９の構成をとるのを常としている。

ところが、第１図のブロック構成は、その送信系局部発
振出力８に広帯域の周波数特性を得るためには帯域沢波
器４と送信周波数ティ倍器６との関係で、もし周波数混
合器２から発生する不要波を抑圧せんとして帯域沢波器
４０通過帯域巾を狭めるときには、それに伴って必然的
に送信周波数ティ倍器６のティ倍次数を高めざるを得な
いことになるが、この結果として送信系局部発振出力８
の側帯波雑音を増加させるという不都合を生じる。

送信周波数ティ倍器６のティ倍次数を下げると、この側
帯波雑音を減少させることはできるが、この時は帯域沢
波器４０通過帯域巾を広げる必要を生じ、その為周波数
混合器２で発生する不要波を抑圧することが困難になる
という新しい不具合を生ずる欠点がある。

これらの問題を解決するものとして、第１図に於ける周
波数混合器２、サイドステップ発振器３、帯域沢波器４
を、「位相同期形ディジタル周波数シンセサイザ１０周
波数混合器の出力信号の１部を基準周波数とする（新規
の）位相同期系」に置き換えることで送信系局部発振出
力８に於ける不要波の発生及び側帯波雑音の増加の両者
の抑圧、低減を可能にする改良型の装置がある。

これによって、位相同期形ディジタル周波数シンセサイ
ザ１０本来の機能を損うことなく高性能で広帯域の送受
信系多チヤネル局部発振周波数信号源をも実現せんとす
るものである。

以下図を用いてその改良型装置の「主従２つの位相同期
系を有し互いに出力周波数間隔が一定な２つの多チヤネ
ル出力信号を得るようにした位相同期形ディジタル周波
数シンセサイザ」の構成を説明する。

第１図は既述の従来の、位相同期形ディジタル周波数シ
ンセサイザを用いた送受信系の局部発振周波数信号源の
ブロック構成国であるが、第１図のブロック構成に於け
る周波数関係は次式の如くなる。

ここで ＦＴ ：送信系局部発振出力８の周波数 ＦＲＬ ：受信系局部発振出力１００周波数ＦＯＵＴ
：位送同期形ディジタル周波数シンセサイザ１の出力周
波数 Ｆｓ ：サイドステップ発振器３の出力周波数ＭＴ：
送信周波数ティ倍器６のティ倍次数ＭＲ：受信周波数テ
ィ倍器９のティ倍次数その動作を説明すると位相同期形
ディジタル周波数シンセサイザ１の出力信号ＦＯＵＴは
二分岐され一方は送信系、もう一方は受信系の局発信号
源として使用されるが、送信系に供給されるＦＯＵＴは
、サイドステップ発振器３の出力周波数Ｆｓと共に周波
数混合器２に人力され、こ匁で周波数変換が行なわれ、
変換出力信号中から帯域沢波器４で希望する出力信号を
選択Ｐ液抽出し、それを変調器５で変調入力信号７によ
って変調しそれが送信周波数ティ倍器６でＭＴ倍されて
送信系局部発振出力８を得る。

一方受信系に供給されるＦ。

ＵＴは受信周波数ティ倍器９によってＭＲ倍され受信系
局部発振出力１０を得るものである（通常、送信周波数
ティ倍器６のティ倍次数ＭＴと受信周波数ティ倍器９の
ティ倍次数ＭＲは等しくしている。

）。ここで問題となるのが前述の、送信系局部発振出力
８の信号内の所定帯域内に発生又は混入する必要波及び
側帯波雑音、であるが、先づ帯域内不要波の発生混入に
ついて述べると、多チヤネル広帯域化を計るためには周
波数混合器２、帯域沢波器４、変調器５、送信周波数テ
ィ倍器６のそれぞれには、その要求に応じた広さの帯域
中が要求されるが、そのうち周波数混合器２では周知の
通り、次の条件式で現わされるような無数の周波数の組
合せをその出力に生じる。

今これらのうちＦＳ＋ＦＯＵＴなる周波数を希望信号と
すれば、その他の組合せ周波数はすべて不要波となり、
この不要波は次段に附加している帯域Ｆ波器４で抑圧さ
せなげればならない。

しかし高次数のｍ、ｎによって生じる不要波は、希望す
る帯域巾が広くなればなるほどその帯域内に落ち込みそ
こに混入して雑音を大きくする。

一般にこの周波数混合器２の内部で発生する不要波の抑
圧対策としては、ＦＳ又はＦＯＵＴのどちらかの信号人
力レベルを一方よりかなり低レベルに調整しておき不要
波発生の比較的少ない「直線性の良好な部分」で周波数
混合器２を使用するのが通常であるが、この入力信号の
低レベル化調整を行なうと、それに伴なって周波数混合
器２の希望波出力信号レベルと、周囲に発生成いは混在
している雑音レベルと、のレベル差が減少するため出力
信号に於げる側帯波雑音の増加をまねくことになる。

又周波数混合器２で発生する不要波が帯域内に落ち込む
のを防止減少させる方法としては、送信周波数ティ倍器
６のティ倍次数を高めて帯域Ｆ波器４の帯域巾を狭める
と云う方法が採られるが、すでに述べた通りこれにはテ
ィ倍次数に比例した側帯波雑音の増加を生むと云う欠点
がある。

上記の理由のため第１図に示すような送受信系の局部発
振周波数信号源のブロック構成に於いては、不要波の発
生及び側帯波雑音抑圧対策としての周波数混合器２の入
力レベル調整、帯域沢波器４０通過帯域巾の広狭ならび
に送信周波数ティ倍器６と受信周波数ティ倍器９のティ
倍次数の決定の関係が互に複雑にからみ合い種々の技術
的な困難さを生じ、性能向上の実効が上らない。

ここで第１図の従来の位相同期形ディジタル周波数シン
セサイザ１の内部を具体的に示したブロック構成図を第
２図に示す。

１１は第１基準発振器、１２は固定分局器、１３は位相
検出器、１４は低域沢波器、１５は電圧制御発振器、１
６は周波数混合器、１７は可変分周器、１８は第２基準
発振器、１９は出力である。

第２図のブロック構成で閉ループ系が位相同期した場合
に於ける周波数の相互の関係は周知のように次式で現わ
される。

このうちＦｌ、Ｆ２、Ｎｏは固定されＮＶは出力周波数
ＦＯＵＴのチャネル必要数に応じた可変範囲を有するの
が常であるが、今ループ系が同期している状態で可変分
周器１７の分周数をＮＶ＋１、Ｎｖ＋２・・・・・・Ｎ
Ｖ ＋ ｎ と変更すると出力周波数ＦＯＵＴ＋ＦＣ
１ＦＯＵＴ＋２ＦＣ”””ＦＯＵＴ＋ｎＦＣと変化する
、と共に周波数混合器１６の出力周波数ＦＭもまたＦＭ
＋ＦＣ，ＦＭ＋２ＦＣ−・−−−−ＦＭ ＋ｎＦｃ と
変化する。

第３図は既述の「主従２つの位相同期系を有し互いに出
力周波数間隔が一定な２つの多チヤネル出力信号を得る
ようにした位相同期形ディジタル周波数シンセサイザ」
を利用した送受信系局部発振周波数信号源のブロック構
成図であってこの図の各符号のうち、第１図及び第２図
と等しいものは、同一の働きをし、同一名称を付せられ
ているものとする。

図中点線で囲んだ部分は従来の周波数混合器２、サイド
ステップ発振器３、帯域沢波器４に代替して新たに付加
されたものであって、３１は位相検出器、３２は低域沢
波器、３３は電圧制御発振器、３４は周波数混合器、３
５は第３基準発振器である。

以下では、本発明の第３図における、第２図で説明した
閉ループ系を「主位相同期系」、点線で囲んだ閉ループ
系を「従位相同期系」と呼ぶことにする。

今、第３図の主位相同期系が同期状態にあるとするとき
は、（２）式で示した周波数関係により、周波数混合器
１６の出力周波数はＦＭとなり従位相同期系はこの出力
周波数ＦＭを基準入力信号として下記に示す周波数関係
で位相同期する。

さて、この従位相同期系の動作を説明すると、電圧可変
周波数発振器３３で発振された出力信号ＦＯＵＴと、発
振周波数が固定された第３基準発振器３５の出力信号Ｆ
ｓとは互いに周波数混合器３４に加えられ混合された後
その出力にＦＭ（ＦＭ−ＦＯＵＴ Ｆ≦）を得る。

この周波数混合器３４で得られた出力ＦＭと周波数混合
器１６の出力周波数ＦＭとは位相検出器３１に加えられ
こ工で両者の信号が位相比較される。

位相検出器３１の出力信号は低域Ｅ波器３２で不要波成
分を除去されて電圧制御発振器３３０制御端子に入力さ
れるが、この一連の系は負帰還位相制御系であり、今、
周波数混合器１６の出力周波数ＦＭと周波数混合器３４
の出力周波数Ｆ／の画周波数が一致しているとすれば、
位相検出器３１の出力信号は直流となりそれが低域沢波
器３２を介して電圧制御発振器３３の発振周波数ＦＯＵ
Ｔの位相を制御する。

さて、と工でたとえば、主位相同期系の可変分周器１７
の分周数Ｎｖを（ＮＶ＋１）に切替えるときは、それに
よって周波数混合器１６の出力周波数ＦＭは（ＦＭ＋Ｆ
Ｃ）に変化するが、このとき従位相同期系の出力周波数
ＦｏｕＴには（３）式で示した周波数関係の（ＦｏｕＴ
＋Ｆｃ ）なる信号を得ることができる。

又、もし可変分周器１７の分周数ＮＶを（Ｎｖ＋ｎ）と
切替えた場合には、同様の動作で出力周波数にはＦｏ（
ＪＴに代って（ＦＯ６Ｔ＋ｎＦｃ）なる信号が得られる
。

この従位相同期系が同期状態にある時、入力端子３６か
ら出力端子３７０周波数特性を見ると、それはループ系
の周波数応答特性に起因する一定の帯域巾をもつ帯域ｐ
波特性をもっており、中心周波数が入力信号ＦＭに対応
して変化する「可変形帯域ｐ波特性」を示すことは周知
である。

このループ系の帯域巾は主位相同期系周波数混合器１６
の出力周波数ＦＭの変化範囲に於いて、自動的に十分位
相同期される範囲にまで、できるだけ狭いものになるよ
う配慮することが不要波及び側帯波雑音抑圧の面から肝
要である。

この従位相同期系の、「同期範囲を確保しながら通過帯
域を狭帯域化する方法」は多数存在するが、例えばその
１例を説明すると、今従位相同期系が周波数混合器１６
の出力周波数ＦＭに同期している時ＦＭが” Ｍ ＋
ｎ ＦＣに切替わると、瞬間的に同期はずれを生じて、
位相検出器３１の出力にはｎＦｃのビート信号が発生す
る。

ループ系の周波数応答特性がｎＦｃかそれよりも高い場
合にはこのビート信号で電圧制御発振器３３の出力周波
数Ｆ。

６ＴをＦ□ ｄ Ｔ 十ｎＦ ｃに制御し再び同期する
が、この場合には、この主位相同期系の可変分周器１７
の分周数の変化に連動させて電圧制御発振器３３の発振
周波数を切替えることにより、位相検出器３１の出力に
発生するビート信号周波数を低下させ、これによって従
位相同期系の狭帯域化が実現できる。

即ち、以上述べたように第３図のブロック構成によれば
、第１図の送受信系局部発振周波数信号源の送信系に於
ける、周波数混合器で発生する不要波が帯域内に落ち込
む欠点を容易に改善することができる。

第４図は上述の位相同期形ディジタル周波数シンセサイ
ザを改良する本願の発明者の一提案であって第３図のブ
ロック構成に於ける、主位相同期系周波数混合器１６と
、逆位相同期系位相検出器３１との間に、分周数Ｎ、で
ある固定分周器４１を付加すると共に、逆位相同期系周
波数混合器３４の出力に分周数Ｎ２である固定分周器４
２を付加することで、従位相同期系の同期範囲を狭める
ことな（閉ループ時に於ける入力端子４３と出力端子４
４０間の帯域沢波特性を狭帯域化することを可能にした
ものである（こ工で固定分周器４１．４２の分周数はＮ
１＝Ｎ２＝Ｎ’である。

）。この動作を説明すると従位相同期系が周波数混合器
１６の出力周波数ＦＭで同期している時、ＦＭがＦＭ
＋ ｎ ＦＣに切替わると位相検出器３１の出力にはそ
の瞬間にｎ Ｆ Ｃ／Ｎ’のビート信号が発生すること
になるがループ系の周波数応答特性をｎＦＣ／Ｎ’の範
囲まで確保することで、それを補償したものでこの措置
によって従位相同期系の帯域巾を一層簡単に狭帯域化す
ることができるものである。

さて、第５図は上述の位相同期形ディジタル周波数シン
セサイザを改良する本発明の装置であって第３図に於け
る送信系の変調器（位相若しくは周波数変調器）５と同
様のもの（従って同じ符号を使用する。

）を従位相同期系に付加したものである。

この動作を説明すると、今、従位相同期系が同期状態に
あり、入力端子５１かも、出力端子５２を見た場合の帯
域巾が、変調器入力信号７の周波数及び第３基準発振器
３５の出力周波数Ｆ≦が変調入力信号７によって周波数
変調された場合の最大周波数偏移に影響をおよぼさない
ものとすると、第３基準発振器３５の変調された搬送波
信号は従位相同期系で周波数変換及び帯域沢波され出力
端子５２は変調された信号となるが、この信号をた文ち
に送信周波数ティ倍器６でティ倍することで不要波及び
側帯波雑音を十分に抑圧した所要の送信系局部発振出力
８を得ることを可能にしたものである。

又、第３図で示した変調器５に於いては従位相同期系の
出力周波数ＦＯＵ Ｔ ”” ”ｏ ６ Ｔ ＋ ｎＦ
Ｃの帯域範囲に於て均一な変調特性が要求されるため
殊にチャネル数が多く従位相同期系からの可変周波数範
囲が広い場合には変調器５０回路構成が複雑になるほか
、均一な変調特性を得る上にも技術的な困難さを生じて
いた。

この困難さを克服するためには送信周波数ティ倍器６の
ティ倍次数を高め変調器５０入力周波数範囲を狭める必
要があるがティ倍次数を高めると前記したような原因で
側帯波雑音を増加させると云う問題が生じる（この問題
は第１図に示した方式でも同様である。

）。そこでこの問題を解決する方法として第５図に示す
従位相同期系に変調器５を付加するもので変調器５に入
力される搬送波周波数は第３基準発振器３５の固定した
発振周波数Ｆ乙 であることから簡易な回路構成で上記
問題の克服が容易に実現できるものである。

第６図は第５図に示した方式を更に改良するものであっ
て従位相同期系の変調器５の出力に更に周波数ティ倍器
６１を付加することで変調器５０回路構成を一層簡易な
ものにすることができる。

この周波数ティ倍器６１を付加したことによる新たな不
要波や側帯波雑音の発生混入は従位相同期系の入力端子
６２かも出力端子６３を見た場合の帯域巾を、変調人力
信号７０周波数及び周波数ティ倍器６１の出力周波数が
変調入力信号７によって周波数変調された場合の最大周
波数偏移に影響をおよぼさない範囲まで狭めることによ
って十分抑圧させることができる。

第７図は第４図で示した従位相同期系に対してその第３
基準発振器３５と周波数混合器３４０間に変調器５を付
加したものである。

このブロック構成によって第５図で示した方式に比べ従
位相同期系の通過帯域特性を簡単に狭めることができ、
送信系局部発信出力８に混入する不要波及び側帯波雑音
をより効果的に抑圧させることができる。

第８図は第７図で示したブロック構成に於いて、変調器
５と周波数混合器３１０間に周波数ティ倍器６１を付加
したものであり、従位相同期系の通過帯域中を簡単に狭
めると共に変調器５の回路構成の簡易化も同時に計った
方式である。

次に、第３図に示す方式に於いて送信系局部発振出力８
の周波数偏差は第１基準発振器１Ｌ第３基準発振器３５
で、又受信系局部発振出力１０の周波数偏差は第１基準
発振器１１．第２基準発振器１８の周波数安定度で決定
されるものであるが、合理波数偏差がきびしく要求され
る機器に於いては各基準発振器に対してはそれぞれに分
担させる周波数安定度が一層きびしく課せられることに
なる。

そこで第９図は第１基準発振器１１．第２基準発振器１
８、第３基準発振器３５の各出力信号を、単一の基準発
振器９１で発生させこの信号について固定分局器９２及
び周波数ティ倍器９３．９４を付加することで実現した
ものである。

これによって送信系局部発振出力８と受信系局部発振出
力１０の出力周波数偏差は基準発振器９１で一意的に決
定されることになり、周波数の高安定化が可能となる。

この発振器の兼用は第１．２及び３基準発振器の三者に
ついて行ったのでもよく、相当の効果が得られる。

第１０図は本発明の位相同期形ディジタル周波数シンセ
サイザの具体的実施例であり、８００ＭＨｚ帯の多チャ
ネル同時送受話方式ＦＭ無線機の局部発振源のブロック
構成及び分周率、ティ倍数、周波数関係を具体的な数字
と共に図示したものである。

図中１０１は温度補償形水晶発振器、１０２．１１１，
１１５は固定分周器、１０３゜１１２は位相検出器、１
０４，１１３は低域沢波器、１０５，１１４は電圧制御
発振器、１０６゜１１６は周波数混合器、１０７は可変
分周器、１０８，１０９，１１８，１１９は周波数ティ
倍器、１１７は位相若しくは周波数変調器、１２１は変
調入力信号、１１０は受信系局部発振出力、１２０は送
信系局部発振出力であり、各出力にはそれぞれチャネル
間隔２５ＫＨｚ で１０００チヤネルの信号を得ている
。

以上説明したように従来の多チャネル同時送受話方式Ｆ
Ｍ無線機等の局部発振源に於いて、送信系の周波数混合
器で発生する不要波の帯域内への落ち込みと、それを防
止するｐ波対策、又これに伴なう周波数ティ倍で生ずる
側帯波雑音の増加の抑圧除去等のために複雑な回路構成
をとり、部品点数を増加し調整工数を増加すること等で
これを処理してコスト高をよぎなくされていたものであ
るが、本発明の方式によれば、これ等の欠点は一挙に解
決されることとなる。

無線機の性能向上に寄与するところ極めて大きく工業的
に有為の発明と云うべきである。

【図面の簡単な説明】 第１図は従来の送受信系局部発振周波数信号源のブロッ
ク構成図、第２図は従来の位相同期形ディジタル周波数
シンセサイザのブロック構成図、第３図は従来の「主従
２つの位相同期系を有した位相同期形ディジタル周波数
シンセサイザ」を利用した送受信系局部発振周波数信号
源のブロック構成図、第４図は第３図を改良したブロッ
ク構成図、第５図は第３図の送信系を改良した本発明の
フロック構成図、第６図は第５図の送信系を更に改良し
たブロック構成図、第７図は第４図の送信系を改良した
ブロック構成図、第８図は第１図の送信系を更に改良し
たブロック構成図、第９図は第３図で用いる複数個の基
準発振器を１つの基準発振器に改良したフロック構成図
、第１０図は本発明のディジタル周波数シンセサイザを
用いた具体的実施例。 １・・・・・・従来の位相同期形ディジタル周波数シン
セサイザ、２．１６，３４，１０６，１１６・・・・・
・周波数混合器、３・・・・・・サイドステップ発振器
、４・・−・・・帯域沢波器、５，１１７・・・・・・
位相若しくは周波数変調器、６，９，６１，９３，９４
，１０８゜１０９．１１８，１１９・・・・・・周波数
ティ倍器、７゜１２１・・・・・・変調入力信号、８，
１２０・・・・・・送信系局部発振出力、ｉｏ、ｉｌｏ
・・・・・・受信系局部発振出力、１１，１８，３５，
９１，１（Ｎ・・・・・・基準発振器、１２，４１，４
２，９２，１０２゜１１１．１１５・・・・・・固定分
周器、１３，３１゜１０３．１１２・・・・・・位相検
出器、１４，３２゜１０４．１１３・・・・・・低域Ｐ
波器、１５，３３゜１０５．１１４・・・・・・電圧制
御発振器、１γ。 １０７１１．・・・可変分局器、１９・・・・・・従来
の位相同期形ディジタル周波数シンセサイザ出力、３６
゜４３・・・・・・従位相同期系の入力、３７，４４，
５２・・・・・・従位相同期系の出力、５１・・・・・
・従位相同期系の搬送波入力。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 第１基準発振器、固定分周器、位相検出器、低域ｆ
   波器、電圧制御発振器、第２基準発振器、周波数混合器
   、可変分周器を基本として構成される位相同期系を主位
   相同期系とし、主位相同期系のそれぞれとは別の、位相
   検出器、低域沢波器、電圧制御発振器、第３基準発振器
   、周波数混合器、を基本として構成される位相同期系を
   逆位相同期系とする、主従２つの位相同期系を有する位
   相同期形ディジタル周波数シンセサイザに、該主位相同
   期系の周波数混合器で作られる出力信号の１部を基準入
   力周波数として該逆位相同期系を位相同期させ該主位相
   同期系の可変分局器の分周数を切替えることで、該主位
   相同期系の出力周波数と該逆位相同期系の出力周波数と
   を互いの周波数間隔を一定にしたま＼可変できるように
   した位相同期形ディジタル周波数シンセサイザにおいて
   、該逆位相同期系内の第３の基準発振器の出力信号系に
   位相変調器若しくは周波数変調器を附加することで該逆
   位相同期系の出力に直接、位相変調波若しくは周波数変
   調波を得る如くしたことを特徴とする位相同期形ディジ
   タル周波数シンセサイザ。 ２ 該逆位相同期系内の位相変調器若しくは周波数変調
   器の出力信号系に周波数ティ倍器を附加することで該逆
   位相同期系の出力に直接位相変調波若しくは周波数変調
   波を得る如くしたことを特徴とする第１項記載の位相同
   期形ディジタル周波数シンセサイザ。 ３ 該主位相同期系の第１基準発振器、第２基準発振器
   と該逆位相同期系の第３基準発振器の少（とも三者を１
   つの基準発振器で兼用させたことを特徴とする第１又は
   ２項記載の位相同期形ディジタル周波数シンセサイザ。