JPS6217904B2 - - Google Patents

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JPS6217904B2
JPS6217904B2 JP54123196A JP12319679A JPS6217904B2 JP S6217904 B2 JPS6217904 B2 JP S6217904B2 JP 54123196 A JP54123196 A JP 54123196A JP 12319679 A JP12319679 A JP 12319679A JP S6217904 B2 JPS6217904 B2 JP S6217904B2
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JP
Japan
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oscillator
transmitter
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JP54123196A
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Yukio Naito
Masahide Tamura
Shigeo Takahashi
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Toyo Communication Equipment Co Ltd
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Toyo Communication Equipment Co Ltd
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Priority to US06/269,029 priority patent/US4395776A/en
Priority to EP80901808A priority patent/EP0036431B1/en
Publication of JPS5647131A publication Critical patent/JPS5647131A/ja
Publication of JPS6217904B2 publication Critical patent/JPS6217904B2/ja
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
    • H03C3/0908—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop
    • H03C3/0966—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop modulating the reference clock
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0491—Circuits with frequency synthesizers, frequency converters or modulators

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は主としてVHF，UHF帯で用いられる
多チヤネル同時送受話方式FM無線機に使用され
る送信機の構成に関する。
最近のVHF、UHF帯周波数を利用する移動通
信では、周波数有効利用の目的から、周波数が多
チヤネル広帯域化される傾向にあるが、この時は
これと同時に他の通信系に妨害を与えないよう特
に送信出力信号における不要波の発射強度の低
減、および側帯波雑音の低減が強く要求されてい
る。
一方通信の多チヤネル化に伴ない、送受信機の
局部発振周波数の信号源としては、極めて多数の
周波数が容易に得られる「位相同期形デイジタル
周波数シンセサイザ」が活溌に利用されている。
このためその装置は送信機および受信機の局部発
振周波数信号源を単一の位相同期形デイジタル周
波数シンセサイザから得ること、ならびにその周
波数帯域巾を広くとることを目的として、第１図
に示すようなブロツク構成をとるのが基本となつ
ている。
すなわちその構成は位相同期形デイジタル周波
数シンセサイザ１、送信機２、受信機３、アンテ
ナ共用器４、とアンテナ端子２０に大別され、送
信機２は更に細かくはサイドステツプ発振器５、
変調器（位相若しくは周波数変調器）６、送信用
緩衝増幅器７、周波数混合器８、帯域波器９、
前置増幅器１０、電力増幅器１１、で構成され、
受信機３は更に細かくは受信用緩衝増幅器１２、
受信高周波部１３、中間周波変換器１４、中間周
波帯域波器１５、復調部１６で構成されるのを
常としている。
ところがこの送信機２のブロツク構成では送信
機出力１７に、広帯域に亘り、低雑音で不要波の
充分に抑圧された良好な信号を得るのが困難であ
り、多くの技術的および製造上の問題を抱えてい
ると云う欠点があつた。
本発明はこの問題の解決を提供するものであつ
て、その主眼とするところを要約すれば、第１図
における帯域波器９と前置増幅器１０との間
に、「帯域波器９の出力信号を基準周波数とす
る位相同期系」を附加し、このことによつて送信
機２の出力１７における上述の不要波および側帯
波雑音の抑圧、低減を可能にしたものである。
本発明によれば高性能、広帯域の多チヤネル同
時送受話方式FM無線機の送信機を容易に小型か
つ安価に供給することができる。
以下図面によつて本発明の「送信位相同期系を
用いた送信機」の構成を説明する。
第１図は既述の従来の多チヤネル同時送受話方
式FM無線機のブロツク構成であるが、この構成
における周波数関係は次式の如くなる。
ＦT＝ＦS＋ＦMまたはＦT＝ＦS−ＦM ＦR＝ＦS＋ＦIまたはＦR＝ＦS−ＦI 但し、ＦT：送信機出力１７の出力周波数 ＦR：受信機入力１８の入力周波数 ＦS：位相同期形デイジタル周波数シンセ
サイザ１の出力３４の周波数 ＦM：変調器６の被変調波出力周波数 ＦI：中間周波数帯域波器１５の中心周
波数 この動作を説明すると、位相同期形デイジタル
周波数シンセサイザ１の出力３４は２分岐され一
方は送信機２、もう一方は受信機３の局発信号源
として使用されるが、送信機２に供給された出力
３４は送信用緩衝増幅器７を経て周波数混合器８
に入力される。変調器６の被変調波出力周波数Ｆ
Mもまた周波数混合器８に入力されており、ここ
で周波数変換が行なわれたものが帯域波器９を
通つて、そのうち希望する出力信号ＦTだけが選
択波抽出され、更にそれが前置増幅器１０およ
び電力増幅器１１で増幅された後送信出力１７に
所要の出力信号を得るようになつている。一方受
信機に供給される３４は受信用緩衝増幅器１２を
経て中間周波数変換器１４に入力される。受信入
力信号ＦRは高周波部１３を経て中間周波数変換
器１４に入力され、ここで周波数変換が行なわれ
変換出力信号中から希望する出力信号ＦIが中間
周波帯域波器１５で選択波抽出され復調部１
６で受信復調信号を得るようになつている。（受
信機の構成としては、第１および第２の２個の中
間周波帯域波器を持つてダブルスーパーヘテロ
ダイン方式を採るのが専らであるが、受信機の構
成は本発明と直接関係がないので省略してい
る。） ここで問題となるのが前述の送信機２の出力信
号１７の送信帯域内に発生または混入する不要波
および側帯波雑音である。
先づ不要波の発生混入について述べると、多チ
ヤネル広帯域化を計るためには一連の周波数混合
器８、帯域波器９、前置増幅器１０、電力増幅
器１１には、それに相応する広い帯域幅が要求さ
れることになるが、このうち周波数混合器８で
は、周知のように次の条件式で現わされる無数の
組合せの周波数をその出力に生じている。
nFS±mFM ただしｎ、ｍは正整数 今これらのうち周波数（ＦS＋ＦM）が希望周波
数ＦTであるとすればその他の周波数はすべて不
要波となり、この不要波は次段の帯域波器９で
抑圧されなければならない。しかし、高次数の
ｍ、ｎの組合せによつて生じる多数の不要波は希
望する帯域巾が広くなればなるほどその帯域内に
落ち込む確率を増し、そこに混入して不要波雑音
を大きくする。この「周波数混合器８の内部で発
生する不要波」の抑圧対策としては、入力ＦSま
たはＦMのどちらか一方を他方よりかなり低レベ
ルに調整しておき、かつ不要波の発生の比較的少
ない「直線性の良好な特性の部分」で周波数混合
器８を使用するのが一般であるが、この「低レベ
ル化調整」を行なうときはそれに伴なつて、周波
数混合器８の希望出力波の信号レベルと、その周
囲にすでに発生、あるいは混在している雑音レベ
ルとのレベル差が減少するためそうした雑音レベ
ルによる側帯波雑音の増加を招くことになる。
このため、第１図に示すような従来の送信機２
のブロツク構成においては、不要波の発生および
側帯波雑音を抑圧するために次の各技術対策がた
てられている。すなわち、周波数混合器８の入力
レベルの調整、帯域波器９の低通過損失化、前
置増幅器１０および電力増幅器１１の利得調整、
ならびに送信出力周波数ＥTに対する位相同期形
デイジタル周波数シンセサイザ１の出力周波数Ｆ
Sの選定と変調器６の被変調波出力周波数ＦMの選
定である。
しかし、これら諸調整およびＦS、ＦMの選定と
帯域波器９の減衰域特性の関係はあるいは互に
拮抗し、あるいは互いに複雑にからみ合つて多く
の困難を生じ、対策に手詰りを生んで性能向上の
実効のあがつていないのが現状である。
参考のため第１図の位相同期形デイジタル周波
数シンセサイザ１の内部を具体的に示したブロツ
ク構成図を第２図に示した。このうち２１は基準
発振器、２２は固定分周器、メインルートの２３
は位相検出器、２４は低域波器、２５は電圧制
御発振器、帰還ルートの２６は可変分周器、２７
は出力である。
第２図のブロツク構成で閉ループ２３，２４，
２５，２６が位相同期した場合の周波数関係は周
知のように次式で現わされる。
ＦS＝ＦC×Ｎv ＦC＝Ｆｌ／Ｎｐ ここで ＦS：出力２７の周波数 Ｆl：基準発振器２１の出力周波数 ＦC：固定分周器２２の出力周波数 Ｎp：固定分周器２２の分周数 Ｎv：可変分周器２６の分周数 このうちＦl，ＦC，Ｎpの三者は固定され、Ｎv
が出力周波数ＦSのチヤネル数に応じた可変範囲
をもつのが常であり、この閉ループが位相同期し
ている状態で可変分周器２６の分周数をＮv＋
１，Ｎv＋２，………Ｎv＋ｎと変化させたとする
と、出力周波数ＦSは夫々ＦS＋ＦC，ＦS＋2FC…
…ＦS＋nFCに変化するものである。
さて、第３図は本発明の送信用位相同期系を利
用した多チヤネル同時送受話方式FM無線機の送
信機のブロツク構成を示す図である。この図で第
１図と等しい符号のブロツクは第１図と同一の働
きをするものとする。（以下の各図でも同様とす
る。）図中点線で囲んだ部分３０が、第１図の従
来の送信機２に新たに付加された「送信用位相同
期系」であつて、その中味はメインルートの位相
検出器３１、低域波器３２、電圧制御発振器３
３と帰還ルート３９からなつている。
この「送信用位相同期系３０」の動作を説明す
ると次のようになる。帯域波器９の出力周波数
ＦTと、電圧制御発振器３３で発振された出力信
号ＦTaは位相検出器３１に加えられここで両信号
が位相比較される。位相検出器３１の出力信号は
低域波器３２で不要波成分を除去されたのち電
圧制御発振器３３の制御端子に入力される。この
一連のループは負帰還位相制御系であり、今もし
帯域波器９の出力周波数ＦTと電圧制御発振器
３３の出力周波数ＦTaの両周波数が一致すれば
（すなわちＦT＝ＦTa）、位相検出器３１の出力信
号は直流となり、それが低域波器３２を介して
電圧制御発振器３３の発振周波数ＦTaの位相を制
御する。
さてここで位相同期形デイジタル周波数シンセ
サイザ１からの入力信号３４を前記したようにＦ
Sから（ＦS＋ＦC）に変えたとすると、それによ
つて帯域波器９の出力周波数は（ＦT＋ＦC）へ
と変化するが、この時送信用位相同期系３０はそ
れに追従し、その出力３６に（ＦTa＋ＦC）なる
信号を得ることができる。またもし入力信号を
（ＦS＋nFC）に切替えたとする場合には、同様に
出力３６にはＦTaに代つて（ＦTa＋nFC）なる信
号が得られる。周知のようにこの送信用位相同期
系３０は位相同期状態においては、入力３５から
出力３６までは、この閉ループの周波数応答特性
に相応するある帯域巾の帯域波特性を持ち中心
周波数が入力信号ＦTに対応して変化する「可変
形帯域特性」を示す。従つて、この送信用位相同
期系３０の帯域巾を、入力信号ＦTの変化範囲に
おいて位相同期の充分可能な範囲内でかつ、被変
調波特性に影響を与えない程度で、できるだけ狭
いものにしておくときは、前記の不要波および側
帯波雑音は充分に抑圧できることになる。
さて送信用位相同期系３０の「位相同期範囲を
確保ししかも通過帯域を狭帯域化する方法」には
如何なるものが考えられるか、その１例を説明す
ると次のようである。
今送信用位相同期系３０が帯域波器９の出力
周波数ＦTに同期しているとする時、ＦTがＦT＋
nFCに切替えられると瞬間的に同期はずれを生じ
て位相検出器３１の出力には周波数nFCのビート
信号が発生する。ループ３０の周波数応答特性の
カツトオフ周波数がnFCかそれよりも高い場合に
は、このビート信号で電圧制御発振器３３の出力
周波数ＦTaは（ＦTa＋nFC）へと直ちに制御され
再び位相同期する。従つて狭帯域化を実現するに
はループ３０のカツトオフ周波数を低下させると
共に、第２図の位相同期形デイジタル周波数シン
セサイザ１の可変分周器２６の分周数Ｎvの変化
に連動させて電圧制御発振器３３の発振周波数を
切替え、それによつて位相検出器３１の出力に発
生するビート信号の周波数をループカツトオフ周
波数以下に低下させればよい。これによつて送信
用位相同期系３０の狭帯域化が実現出来るのであ
る。
すなわち送信用位相同期系３０を挿入する本発
明の第３図の送信機ブロツク構成によつて、第１
図の従来の送信機の、「周波数混合器８で発生す
る不要波が送信帯域内に落ち込む欠点」は容易に
改善される。これは同時に帯域波器９を極めて
簡単な構成のものにできることをも意味してい
る。
本発明によれば電圧制御発振器３３の発振出力
レベルを、その周囲に発生あるいは混在している
雑音レベルよりも充分に高いものにしておくこと
ができ、従つて前置増幅器１０および電力増幅器
１１の増幅利得を大巾に低減させることも可能と
なり、簡単な構成で側帯波雑音特性の改善された
送信出力１７が得られることとなる。
一見すればブロツク３０の挿入と云う至極単純
な改良にすぎないが本発明によつて得られる効果
は予想外に大きい。
本発明の構成は、これに下記するような若干の
ブロツクの変・付加を行うことで、一層大きい効
果をあげることができる。
先づ第４図は上述の送信系を更に改良するもの
であつて、第３図のブロツク構成に対し、入力３
４と周波数混合器８との間に送信用緩衝増幅器７
の代りに分周数Ｎlの固定分周器４１を置くと共
に、送信用位相同期系３０の帰還ルートに分周数
N2の固定分周器４２を付加することで送信用位
相同期系３０ａの位相同期範囲を狭めることな
く、または前述の可変分周器２６の分周数Ｎvの
切替に連動させて電圧制御発振器３３の周波数を
切替えることなく、位相同期時における入力３５
ａと出力３６ａの間の帯域波特性を一層狭帯域
化できるようにしたものである。
この第４図示の送信系の動作をN1＝N2＝Ｎの
場合につき説明すると、入力３４の入力信号ＦS
は固定分周器４１でＮ分周され出力にＦS／Ｎを
得て周波数混合器８ａに入力される。周波数混合
器８ａ、帯域波器９ａは第３図の周波数のｌ／
Ｎの周波数を扱う送信周波数帯域のｌ／Ｎの帯域
特性をもつもの、またサイドステツプ発振器５
ａ、変調器６ａも第３図で示した周波数のｌ／Ｎ
の周波数のものとすると、周波数混合器８ａでは
サイドステツプ発振器５ａの発振周波数を搬送波
とする変調器６ａの被変調波出力信号ＦM/Nと、
先のＦS/Nとを混合し、帯域波器９ａでＦS/N
＋ＦM/N＝ＦT/Nなる信号を選択波抽出した
後、位相検出器３１ａに入力する。一方電圧制御
発振器３３の出力信号の１部は帰還ルートの固定
分周器４２でＮ分周されこの出力信号ＦTa/Nが
これも位相検出器３１ａに入力される。位相検出
器３１ａでは両者の信号を位相比較しＦT/N＝Ｆ
Ta/Nであればループ系は位相同期することにな
る。ここで今、送信用位相同期系３０ａが位相同
期状態にあるとする時、位相同期形デイジタル周
波数シンセサイザ１のチヤネルを切替えたことに
起因して入力３５ａの入力周波数ＦT/Nが（ＦT
＋nFC）／Ｎに切替わると、位相検出器３１ａの
出力にはその瞬間にnFC/Nなるビート信号が発
生することになるが、ループの周波数応答特性を
このnFC/Nの範囲まで確保しておくだけのこと
で入力３５ａから出力３６ａを見たブロツク３０
ａの伝送周波数帯域巾を極めて簡単に狭帯域化す
ることができるものである。
位相同期系の帰還ルートに分周器を附加すると
き、入力３５ａの周波数が分周器の分周数倍だけ
逓倍されて出力に出て来ることは周知であるが、
第４図においてはこの結果、変調器６ａの出力の
変調周波数偏移を出力１７の送信周波数偏移の
ｌ／Ｎに「浅くする」ことができ、前述のサイド
ステツプ発振器５ａの出力周波数である変調器６
ａの搬送波入力周波数をｌ／Ｎすることと相俟つ
て、変調器６ａの回路構成を第１図、第３図のも
のに比して格段に簡単にし、同時に変調特性の向
上を可能にするものである。入力３５ａから出力
３６ａを見た場合のループ３０ａの伝送周波数帯
域巾は、分周器４１，４２の分周数Ｎを大きくし
て行くとき、それに比例していくらでも狭帯域化
が可能になることになるがこれには次の制限があ
る。すなわちループ３０ａの狭帯域化は、サイド
ステツプ発振器５ａの出力周波数が変調入力信号
１９によつて周波数変調された場合に生ずる最大
周波数偏移のスペクトラムが「帯域制限されない
範囲」で行なうことが必要である。
第１図、第３図のブロツク構成においては位相
同期形デイジタル周波数シンセサイザ１と周波数
混合器８との間に送信用緩衝増幅器７を附加して
いたが、これは周波数混合器８の混合波が逆伝送
して受信機の局発信号に混入し受信機の特性を著
しく悪化させるのを防止するものである。従来の
多チヤネル同時送受話方式FM無線機では、大き
い逆伝送減衰特性をもつ緩衝増幅器の附加が欠か
せないが、第４図の構成によれば緩衝増幅器７を
除いて固定分周器４１で兼用させることで充分に
周波数混合器８ａからの逆伝送混合波を阻止する
ことが可能となる。これは周波数混合器８ａの動
作周波数をｌ／Ｎに低下させたことによつて副次
的に得られた効果であるが、これも見逃すことが
できない。
これを要約すれば、第４図の構成によれば、従
来の欠点である周波数混合器で発生する不要波の
送信帯域内への落ち込みおよび側帯波雑音の改善
が容易に達成される。また、位相同期形デイジタ
ル周波数シンセサイザ１の出力と送信用位相同期
系３０ａの帰還ルートにそれぞれ固定分周器４
１，４２を前述のように附加することでは、第３
図の構成に比してサイドステツプ発振器、変調
器、帯域波器の動作周波数を動作特性および製
作の両面で最適の周波数に低減させることができ
る。またそれと共に送信用位相同期系の位相同期
範囲を狭めることがないために、業々「位相同期
形デイジタル周波数シンセサイザの可変分周器と
送信用位相同期系の電圧制御発振器の発振周波数
とを連動して切替える」と云う複雑な手段を用い
ないでも、容易にループの狭帯域化が実現可能と
もなる。更に送信用緩衝増幅器が不要となつて一
層の小型経済化が達成される等数々の大きい効果
が得られるものである。
第５図は第４図の構成をさらに改良するもので
ある。
第２図の位相同期形デイジタル周波数シンセサ
イザ１の出力２７の周波数ＦSを高くするには電
圧制御発振器２５の発振周波数を高くする必要が
あるが、この場合可変分周器２６の上限周波数応
答特性に限界が生ずる。そのため高い周波数を取
扱うときは、この部分を周波数応答特性の上限値
の高い固定分周器に可変分周器を縦続接続したも
ので置換え、それによつて可変分周器の入力周波
数を下げ、安定動作させるのを常としている。そ
の構成をとつたものを第５図の位相同期形デイジ
タル周波数シンセサイザ１の内部に示す。５１は
固定分周器で２６ａが可変分周器である。このと
きこの固定分周器５１の出力３４ａを分岐して周
波数混合器８ａに入力するようにするときは、前
述の第４図の固定分周器４１の機能を固定分周器
５１に兼ねさせることが可能となり第４図に比し
て回路の簡略化小型経済化に加え電力の効率化が
達成できる。この第５図の構成は特に高い周波数
帯の機器において大きい効果を発揮する。
第６図は本発明の送信機の構成をさらに改良す
るものであつて、上述の送信用位相同期系の電圧
制御発振器を「電力増幅器１１を直接駆動できる
までに高出力化」し３３ａとしたものである。
（以下では３３ａをもつループを３０ｂとよぶ）。
電圧制御発振器３３の発振出力レベルを高めれ
ば前置増幅器１０および電力増幅器１１の利得を
減少させることができ、その結果、出力１７の側
帯波雑音を低減させることが可能となることはす
でに述べたが、第６図はそれをさらに改善して前
置増幅器１０を省略し、その機能をも電圧制御発
振器３３ａに持たせたものである。一般に電圧制
御発振器では最適動作点の選定および発振増幅用
能動素子の選定等により低消費電力、高出力化が
容易に可能であり、第６図の改良はこの性質を活
用するものである。これを、前置増幅器１０を置
く従来の場合と比較すると、回路部品が少なく小
型となつて一層の消費電力の高効率化が達成され
る。電圧制御発振器３３ａを高電力化した場合、
その側帯波雑音特性は通常の（高電力化しない）
電圧制御発振器に比べて発振出力周波数近傍の特
性がやや悪化する傾向にあるが、幸いにしてこれ
には有効な改善策があり、「位相同期系の同期時
における電圧制御発振器の位相雑音はループ利得
の大きさに比例して圧縮抑圧される」と云う性質
を積極的に利用することで出力周波数近傍の側帯
波雑音を大いに抑圧することが可能となる。
話を次に進めるためここで第１図に示したアン
テナ共用器４の内部構成を第７図に示す。
図中７１は受信用帯域波器、７２はアンテナ
共用部、７３は送信用帯域波器である。このう
ち送信用帯域波器７３はアンテナ端子２０から
送信帯域外に不要波および側帯波雑音が送出され
るのを低減させるための周知のものである。
さて、同時送受話方式FM無線機では送信周波
数ＦTおよび受信周波数ＦR夫々の帯域が近接して
配置されるのが常であり、その場合、送信出力信
号の側帯波雑音が受信周波数帯域に落ち込み受信
機の特性を劣化させ易い。
送信用帯域波器７３ではこの受信周波数帯域
に落ち込む雑音をも充分に抑圧しなければならな
いのであるが、大きい送信出力に対してその損失
を極力小さくするためには通過帯域内の損失を極
めて少くする必要があり、送受信帯域が互に近接
配置されているところで良好な受信特性が要求さ
れているので受信帯域の減衰を大きくとる必要も
あるこの送信用帯域波器７３は、格別高精度高
能力のものを必要とすることになる。
このため通常は低損失の共振器を多段縦続接続
した高価な構成のものを採用している。これに対
し、第６図で説明したように高出力の電圧制御発
振器３３ａを採用する場合には、それ自身の送信
帯域外の側帯波雑音レベルが極めて低くなつてい
るので、高価な送信用帯域波器７３を使わない
でも側帯波雑音は充分に抑圧できる。
すなわち例えば共振器の組合せ段数を大巾に減
らすことが可能でその結果、従来の波器が要求
していた微細な調整も不用となり小型、軽量で経
済的かつ通過電力損失の小ない送信機を得ること
ができる。
第６図の構成は本発明の送信用位相同期系を採
用して始めて実現できたもので上述の諸効果は第
１図の従来構成およびその延長の構成においては
到底望み得ないものである。
第８図は本発明の構成の送信機における変調器
を改善して一層の効果をあげるものである。前述
の第４，５図で説明したようにここではサイドス
テツプ発振器５（または５ａ）の発振出力を搬送
波入力信号とし、変調器６（または６ａ）でこれ
を変調入力信号１９で変調し出力に被変調波出力
信号を得ている。通常はサイドステツプ発振器５
（または５ａ）には水晶発振器を採用し、また変
調器６（または６ａ）の回路にはベクトル合成や
可変リアクタンス方式の位相変調回路を採用する
場合が多いが、それらで変調入力信号１９の周波
数範囲を（本発明が要求するような）たとえば20
Hzから3KHzの低域まで拡大し、そのような広帯
域に亘つて歪率の少ない良好な変調特性を得よう
とするときは、部品点数の多い複雑な回路がここ
に必要となり、同時に極めて微細な調整を必要と
することになる。そこで第８図では、このサイド
ステツプ発振器５（または５ａ）と、変調器６
（または６ａ）に代えて、ここに電圧制御水晶発
振器８１を採用し、変調入力信号１９をその制御
入力として注入した。簡単な構成で出力に良好な
被FM変調波を得る効果がある。
実はこの第８図の構成もまた本発明の送信用位
相同期系３０ａの挿入によつてはじめて採用が可
能になつたものである。この理由を説明すると、
通常電圧制御水晶発振器をFM変調器として用い
る場合、良好な被FM変調波（広い変調入力周波
数において平担な周波数偏移で低歪率）を得るに
は変調感度（変調入力信号レベルに対する出力信
号の周波数偏移）を高める必要がある。そしてこ
れを実現するには水晶振動子（または水晶共振
子）に直列にインダクタンスを挿入して水晶振動
子（または水晶共振子）のリアクタンスを容量性
またはそれに近い領域で使用するか、または電圧
可変容量素子等の電圧可変素子（または電流可変
素子）として高感度のものを用いる必要がある。
しかるにこれ等の方法を用いると、周囲温度変
化、電源変動、等の環境条件の変化や電圧制御水
晶発振器を構成する部品の経年変化等で、変調感
度を高めれば高める程、発振周波数の安定度が劣
化する。この劣化の要因の中で特に影響の大きい
ものは周囲温度変化であるが変調感度を高めかつ
発振周波数の高安定化を計る方法としては、変調
入力の周波数制御回路に新たに温度補償用の制御
回路を附加したり、電圧制御水晶発振器それ自体
を恒温槽に挿入する等の方法を構じるのがもつぱ
らである。しかるにこれ等の方法は部品点数や、
調整に要する工数が増加し、機器の指向する小
型、経済化には不向きである。第８図では前述し
た本発明の送信用位相同期系３０ａが挿入されて
いて、その逓倍作用により電圧制御水晶発振器８
１の被FM変調波の周波数偏移量は、送信出力Ｆ
Tの周波数偏移量のｌ／Ｎに浅くすることができ
ている。電圧制御水晶発振器８１の回路構成を簡
単にし、かつ発振出力周波数の高安定化を達成し
うるのはそのためである。
次に、送信出力１７の周波数偏差は、位相同期
形デシジタル周波数シンセサイザ１の基準発振器
２１と、第１図、第３図のサイドステツプ発振器
５、（第４図、第５図、第６図ではサイドステツ
プ発振器５ａ、第８図では電圧制御水晶発振器８
１）の両者の周波数安定度で決定されるものであ
るが、送信出力周波数偏差が機器にきびしく要求
される場合、これらの各発振器には一層きびしい
周波数安定度が課せられることになる。これは装
置を極めて高価にする可能性をもつている。これ
は本発明の送信機だけでなく一般の送信機に存在
する問題である。
この問題を解決するにはサイドステツプ発振器
と変調器を使用するものでは、それらに代えて変
調用位相同期系を付加すると云う既知（特開53−
41916「周波数変調方式送信装置」）の送信方法を
採ることで送信出力周波数の高安定度が計れる。
第９図は電圧制御水晶発振器８１を使用する場合
の問題解決策として第８図のブロツク構成に改良
を加えたもので基準発振器２１の出力信号を分岐
するか、または分周数が整数（一般には有理数で
もよい）である固定分周器２２の段間出力信号を
分岐して導き出し、（第９図では後者）、この信号
を基準周波数とする新たな変調用位相同期系９１
をこの部分に構成したものである。
このループ９１の動作を説明すると、位相検出
器９２は上記のように導出した基準周波数９５
と、電圧制御水晶発振器８１の出力信号の１部を
固定分周器９４で分周した信号９６とを位相比較
し、その出力を低域波器９３を通して電圧制御
発振器８１に入力し、その発振周波数を負帰還制
御したものである。従つてその出力周波数８２は
基準周波数９５で制御されている。
この方法によれば送信出力１７の周波数偏差は
基準発振器２１の出力周波数の品質によつて一意
的に決定されることになり周波数の高安定化、低
価格化が可能となる。また変調入力信号１９を低
域波器９３と電圧制御水晶発振器８１の間の制
御信号に重畳すると云う周知（特開52−93261
「周波数変調方式」）の変調方法をとることで電圧
制御水晶発振器８１から容易に変調信号を得るこ
とができるという効果も生ずる。その変調特性
は、閉ループ系の周波数応答特性に起因するカツ
トオフ周波数以上ではFM変調特性となりまたカ
ツトオフ周波数以下では位相変調特性となる。電
圧制御水晶発振器８１の出力にFM変調波を得る
場合であれば変調入力信号１９の下限周波数以下
に閉ループ系のカツトオフ周波数を設定すればよ
い。
変調用位相同期系を送信機に用いた第９図の構
成によればサイドステツプ発振器を用いた従来の
第１図、本発明の第３，４，５，および第６図、
または電圧制御水晶発振器をFM変調器として単
独利用した第７図に比較して送信出力の周波数の
高安定化が容易に実現でき、その周波数偏差は位
相同期形デイジタル周波数シンセサイザの基準発
振器のみで一意的に決定されるから、機器の製造
時における周波数調整およびユーザー使用時の保
守、管理が容易であり総合的な低価格化が達成さ
れることになる。
第１０図は本発明の第８図に示したブロツク構
成の具体的実施例である。800MHz帯の多チヤネ
ル同時送受話方式FM無線機の主として送信機の
ブロツク構成およびその各部の分周数、周波数関
係を具体的数字と共に図示したものである。図中
１０１は位相同期形デイジタル周波数シンセサイ
ザ、１０２は送信機、１０３は受信機、１０４は
アンテナ共用器、１２１は温度補償形水晶発振
器、１２２，１４２，１５１は固定分周器、１２
６は可変分周器、１２３，１３１は位相検出器、
１２４，１３２は低域波器、１２５は電圧制御
発振器、１３３は高出力電圧制御発振器、１８１
は電圧制御水晶発振器、１０８は周波数混合器、
１０９，１７１，１７３は帯域波器、１１１は
電力増幅器、１１３は受信高周波部、１１４，１
１６Ｂは中間周波変換器、１１５は水晶帯域波
器、１１６Ａは水晶発振器、１１６Ｃは帯域波
および増幅器、１１６ＤはFM復調器、１１６Ｅ
は復調増幅器、１７２はアンテナ共用部、１１６
Ｆは復調出力、１１９は変調入力、１２０はアン
テナ端子であり、チヤネル間隔25KHzで600チヤ
ネルの同時送受話方式FM無線機である。
１８１は発振周波数が31.25MHzの電圧制御水
晶発振器であつてFM変調器としても働いてい
て、この出力の被変調波の最大周波数偏移は、Ｆ
Tの所要出力周波数偏移±5KHzの４分の１である
±1.25KHzとしている。帯域波器１０９の通過
帯域巾Ｂは、3.75MHzでＦTの所要帯域巾15MHz
の４分の１である。送信用位相同期系である位相
検出器１３１、低域波器１３２、高出力電圧制
御発振器１３３、固定分周器１４２の閉ループの
カツトオフ周波数は約4MHzで帯域波器１０９
で選択波された信号中になお残存する不要波お
よび側帯波雑音をこの同期系で更に選択波する
と共に高出力電圧制御発振器１３３の近傍雑音を
も抑圧している。また高出力電圧制御発振器１３
３は200mW以上に大出力化してあり、その出力
で直接電力増幅器１１１を駆動し10Wの出力電力
を得ている。更にアンテナ共用器１０４の送信用
帯域波器７３は従来、共振器３段または４段構
成であつたが本実施例では共振器２段構成として
おりこれで充分に受信機１０３に落ち込む側帯波
雑音を抑圧低減している。送信出力ＦTの周波数
偏差は、温度補償形水晶発振器１２１の周波数安
定度を±2.0PPM以内、またFM変調器として働
いている電圧制御水晶発振器１８１の周波数安定
度を±5.0PPM以内にすることで±2.5PPM以内を
達成できている。
第１１図は本発明の第９図に示したブロツク構
成の具体的実施例である。
本回路は第１０図と同様800MHz帯の多チヤネ
ル同時送受話方式FM無線機の主として送信機の
ブロツク構成およびその各部の分周数、周波数関
係を具体的数字と共に図示したものである。図中
１９２は位相検出器、１９３は低域波器、１９
４は固定分周器で、これらと電圧制御水晶発振器
１８１とで変調用位相同期系を構成している。こ
の変調用位相同期系は位相同期形デイジタル周波
数シンセサイザ出力１９５の基準周波数25KHzを
入力し電圧制御水晶発振器１８１の発振周波数
15.625MHzを位相制御すると共にループカツトオ
フ周波数を20Hz以下として被FM変調波を得てい
る。固定分周器１５１，１４２の分周数をそれぞ
れ1/8にすることで電圧制御水晶発振器１８１の
最大周波数偏移を±0.625KHz、帯域波器１０
９の通過帯域巾Ｂを2MHz、送信用位相同期系を
構成している位相検出器１３１、低域波器１３
２、高出力電圧制御発振器１３３、固定分周器１
４２の閉ループカツトオフ周波数を約2MHzとし
ている。送信出力ＦTの周波数偏差は、温度補償
形水晶発振器１２１の周波数安定度そのままの±
2.0PPM以内を得ている。
以上説明したように多チヤネル同時送受話方式
FM無線機においては、従来は送信機の周波数混
合器で発生する不要波の送信帯域内への落ち込み
がありそれを防止する波対策を必要としてい
た。また側帯波雑音を抑圧除去する等のために殊
更複雑な回路構成をとり、部品点数を増加し調整
工数を増加してコスト高を余儀なくされていた。
そしてこれらは機器を小型化、小電力化する上で
大きい障害となつていたが、本発明の方式は詳し
く上述したようにこれ等の欠点を一挙に解決する
ものである。
なお以上の説明は多チヤネル同時送受話方式
FM無線機を主体に述べてきたが、本方式はそれ
に限定されるものでなく通常のFM送信機にも充
分利用できることは明らかである。
本発明は無線機の性能向上に寄与するところ極
めて大きく工業的に有為の発明と云うべきであ
る。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来の多チヤネル同時送受話方式FM
無線機のブロツク構成図、第２図は位相同期形デ
イジタル周波数シンセサイザのブロツク構成図、
第３図は本発明の送信機のブロツク構成図、第４
図は第３図を改良したブロツク構成図、第５図は
第４図を改良したブロツク構成図、第６図は第５
図を改良したブロツク構成図、第７図はアンテナ
共用器内部のブロツク構成図、第８図は第６図を
改良したブロツク構成図、第９図は第８図をさら
に改良したブロツク構成図、第１０図は本発明の
送信方式を用いた多チヤネル同時送受話方式FM
無線機の具体的実施例、第１１図は第９図のブロ
ツク図のより具体化した実施例である。 １，１０１…位相同期形デイジタル周波数シン
セサイザ、２，１０２…送信機、３，１０３…受
信機、４，１０４…アンテナ共用器、５，５ａ…
サイドステツプ発振器、６，６ａ…変調器、７，
１２…緩衝増幅器、８，８ａ，１０８…周波数混
合器、９，９ａ，１５，７１，７３，１０９，１
１５…帯域波器、１０…前置増幅器、１１，１
１１…電力増幅器、１３，１１３…受信高周波
部、１４，１１４，１１６Ｂ…中間周波変換器、
１６…復調部、１７…送信出力、１８…受信入
力、１９，１１９…変調入力、２０，１２０…ア
ンテナ端子、２１，１２１…基準発振器、２２，
４１，４２，５１，９４，１２２，１５１，１４
２…固定分周器、３０，３０ａ，３０ｂ…送信用
位相同期系、２３，３１，３１ａ，９２，１２
３，１３１…位相検出器、２４，３２，９３，１
２４，１３２…低域波器、２５，３３，１２５
…電圧制御発振器、３３ａ，１３３…高出力電圧
制御発振器、２６，２６ａ，１２６…可変分周
器、８１，１８１…電圧制御水晶発振器、９１…
変調用位相同期系、１１６Ａ…水晶発振器、１１
６Ｃ…帯域波器および増幅器、１１６Ｄ…FM
復調器、１１６Ｅ…復調増幅器、７２，１７２…
アンテナ共用部、１１６Ｆ…復調出力。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 位相同期形デイジタル周波数シンセサイザの
    出力と、サイドステツプ発振器に連結される位相
    若しくは周波数変調器の出力との、双方を入力と
    する周波数混合器、並びにこれに続く一連の帯域
    波器、前置増幅器、電力増幅器の基本ブロツク
    で構成される送信機において、該帯域波器と該
    前置増幅器との間に位相検出器、低域波器、電
    圧制御発振器の３者をメインルートとし、これに
    帰還ルートを附加して構成される位相同期系を附
    加したことを特徴とする送信用位相同期系を有す
    る送信機。 ２ 該位相同期形デイジタル周波数シンセサイザ
    と該周波数混合器の間に固定分周器を附加すると
    共に、該送信用位相同期系の帰還ルートに固定分
    周器を挿入したことを特徴とする特許請求の範囲
    第１項記載の送信用位相同期系を有する送信機。 ３ 該位相同期形デイジタル周波数シンセサイザ
    が基本的に、基準発振器、固定分周器、位相検出
    器、低域波器、電圧制御発振器をメインルート
    とし、固定分周器とその出力を入力とする可変分
    周器を帰還ルートとして構成されている場合、該
    帰還ルートの固定分周器の出力信号を分岐してこ
    れを該位相同期形デイジタル周波数シンセサイザ
    の出力として用いたことを特徴とする特許請求の
    範囲第２項記載の送信用位相同期系を有する送信
    機。 ４ 該サイドステツプ発振器と該位相若しくは周
    波数変調器の両者の組合せの代りに電圧制御水晶
    発振器を代替挿入したことを特徴とする特許請求
    の範囲第１，２または第３項記載の送信用位相同
    期系を有する送信機。 ５ 該位相同期形デイジタル周波数シンセサイザ
    に内蔵される基準発振器の出力または該基準発振
    器の出力を整数分の１にした出力を基準入力周波
    数とし、位相検出器、低域波器、電圧制御水晶
    発振器をメインルートに固定分周器を帰還ルート
    にして構成された変調用位相同期系の、そのメイ
    ンルートの低域波器とその電圧制御水晶発振器
    の結合部に当る部分に変調入力を注入することに
    より、該変調用位相同期系自体を「位相変調機能
    若しくは周波数変調機能を有する位相同期系」に
    改良構成したことを特徴とする特許請求の範囲第
    ２項または第３項記載の送信用位相同期系を有す
    る送信機。 ６ 該送信用位相同期系の電圧制御発振器を高出
    力のものにすることにより該前置増幅器を省略し
    たことを特徴とする特許請求の範囲第１，２，
    ３，４項または第５項記載の送信用位相同期系を
    有する送信機。
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