JP2708550B2 - 方位計測方法、方位計測システム、送信装置および受信装置 - Google Patents

方位計測方法、方位計測システム、送信装置および受信装置

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JP2708550B2 JP1141316A JP14131689A JP2708550B2 JP 2708550 B2 JP2708550 B2 JP 2708550B2 JP 1141316 A JP1141316 A JP 1141316A JP 14131689 A JP14131689 A JP 14131689A JP 2708550 B2 JP2708550 B2 JP 2708550B2
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Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、受信側から、電波の送信源の方位を知る方
位計測方法、方位計測システム、送信装置および受信装
置に関する。
［従来の技術］ 自動車、船舶、航空機等の移動体にある送信源と、固
定された、あるいは移動する受信側との間で通信を行な
う場合や、その逆の場合に、受信性能を向上させるた
め、受信側にて通信用指向性アンテナを送信源の方向に
指向させることが、しばしば要求される。
また、航空援助システムにおいて、陸上の定点にある
送信源から送信される電波を、航空機、船舶等の移動体
上で受信し、航行位置および方位を知る場合に、送信源
の方位を正確に計測することが必要とされる。
これらの場合、送信源または受信側の移動により受信
側からの送信源の方位は変化するため、通信の直前、ま
たは通信中に、受信側にて送信源の方位を計測する必要
がある。
従来の方位計測システムとしては、例えば第５図に示
すようなものがある。
すなわち、送信局２が、パイロット信号送信アンテナ
23を備えた方位計測用パイロット信号送信機21と、送信
アンテナ24を備えた電波送信機32とから成っている。
方位計測用パイロット信号送信機21は、発振器29と、
増幅器30とから成っている。電波送信機32は、信号入力
端子25と、発振器27と、増幅器28とから成っている。
一方、受信局１は、方探受信アンテナ12a,12bと、方
探受信機11と、平均化回路18と、指向性アンテナ駆動部
14と、指向性アンテナ15と、受信機16と、信号出力端子
17とから成っている。
第５図の方探受信アンテナ12aと12bとは、一次元の方
探を行う場合の例を示しており、受信局１に対し、受信
局２の方位が変化する平面内に、配置されている。
受信局１は、振幅比較モノパルス方式、デュアルモー
ドスパイラルアンテナを用いたモノパルス方式、振幅位
相比較モノパルス方式、位相比較モノパルス方式のうち
のいずれかのモノパルス方式に対応して構成されてい
る。
このようなシステムで、送信局２が、受信局１に対し
て、方位計測用パイロット信号３を送信する。
受信局１は、方探受信アンテナ12a,12bを介して、方
位計測用パイロット信号３を方探受信機11で受信する。
受信機11は、振幅比較モノパルス方式、デュアルモー
ドスパイラルアンテナを用いたモノパルス方式、振幅位
相比較モノパルス方式、または位相比較モノパルス方式
を用いて、アンテナ間での方位計測用パイロット信号３
の振幅比や位相差から、送信局２の方位情報信号を生成
する。この信号は、平均化回路18を通して、指向性アン
テナ駆動部14に供給される。
指向性アンテナ駆動部14は、前記方位情報信号に従っ
て、指向性アンテナ15を送信局２の方位に指向させる。
こうして、指向性アンテナ15は、送信アンテナ24から
直接波47を受信して、受信機16から信号出力端子17へと
その信号を伝えるものである。
なお、方探受信システムは、その覆域を広くとる必要
があるため、一般に、ビーム幅が広い、即ち、利得の低
いアンテナを用いるが、S/N比の向上を図るためには、
システムの通過帯域幅を狭くする必要がある。また、方
位計測用パイロット信号送信機21の簡易化を図ることが
望ましい。このため、方位計測用パイロット信号３とし
ては、一般に、無変調連続波が使用されている。
［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、このような従来の方位計測システムで
は、送信局２と受信局１との間の電波伝搬路で発生する
マルチパスの干渉により、方位計測用パイロット信号３
からの方位情報に誤差を生じやすいという問題点があっ
た。
すなわち、方位計測用パイロット信号３の直接波37
と、地面５などによる反射波31とが同時に方探受信アン
テナ12a,12bに入射するために、マルチパス干渉が発生
する。
マルチパス干渉を軽減する方法として、受信した信号
を比較的長時間にわたって時間平均化し、移動体の位置
の変化に伴なう干渉の時間変化を平滑化し、その平均値
を方位情報として用いる方法がある。
しかしながら、この方法では、方位情報の変動が移動
体の行動パターンに支配されるため、例えば、移動体が
停止している場合、マルチパス干渉も固定したものとな
る。従って、この方法では、時間的に変化しない誤差を
発生し、平均化の効果を得ることができない。
また、方探受信機の通過帯域幅を狭くして、S/N比の
向上を図るには、周波数安定度のよい発振器を送信側に
設ける必要がある。このため、製造コストが高価である
という問題点があった。これは、特に、マイクロ波帯で
応用する場合に、深刻な問題であった。
また、従来の方位計測システムでは、１系統の通信を
行なうのに、方位計測用パイロット信号と通信電波との
２種類の電波を必要とするため、設備および通信にコス
トがかかるという問題点があった。
本発明は、このような従来の技術が有する問題点に着
目してなされたもので、マルチパス干渉による方位計測
誤差を減少させ、方位計測用パイロット信号から正確な
方位情報を得ることができるようにした方位計測方法、
方位計測システム、送信装置および受信装置を提供する
ことを目的としている。
また、本発明は、１系統の通信を１種類の電波で行な
い、設備および通信コストが廉価な方位計測方法、方位
計測システム、送信装置および受信装置を提供すること
を目的としている。
［課題を解決するための手段］ かかる目的を達成するため、本願第１の発明は、 送信源から送られる電波を、受信側にあるアンテナに
より受信して、前記送信源の方位を知る方位計測方法に
おいて、 前記送信源は角度変調された電波を送信し、前記受信
側は送信された電波の直接波と反射波とを受信して、該
直接波と反射波とによるビート周波数信号を電気信号に
変換し、該電気信号を時間平均化することにより、マル
チパス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴
とする。
また、前記方位計測方法は、受信側にある、すくなく
とも２個のアンテナにより受信し、振幅比較モノパルス
方式を用いて、前記送信源の方位を知る方位計測方法で
ある場合、受信側にある、デュアルモードスパイラルア
ンテナにより受信し、モノパルス方式を用いて、前記送
信源の方位を知る方位計測方法である場合、受信側にあ
る、すくなくとも２個のアンテナにより受信し、振幅位
相比較モノパルス方式を用いて、前記送信源の方位を知
る方位計測方法、受信側にある、すくなくとも２個のア
ンテナにより受信し、位相比較モノパルス方式を用い
て、前記送信源の方位を知る方位計測方法による場合の
いずれの方法であってもよい。
これらの方法では、前記角度変調された電波は、通信
用の電波であってもよい。
これらの方法では、前記ビート周波数信号が変換され
た電気信号の時間平均値が、０であることが、好まし
い。
これらの方法は、前記送信源の、直交する２次元の方
位を知るものであってもよい。
本願第２の発明は、 送信源から送られる電波を、受信側にあるアンテナに
より受信して、前記送信源の方位を知る方位計測システ
ムにおいて、 角度変調された電波を送信する送信源と、 受信側にあって、送信された電波の直接波と反射波と
を受信するアンテナと、 受信側にあって、前記直接波と前記反射波とによるビ
ート周波数信号を電気信号に変換する信号変換手段と、 前記電気信号を時間平均化する平均化回路と、 を具備し、前記平均化回路からの出力に基いて、マルチ
パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
する。
また、前述の方位計測システムは、受信側にある、す
くなくとも２個のアンテナにより受信し、振幅比較モノ
パルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方位計測
システムの場合、受信側にある、デュアルモードスパイ
ラルアンテナナより受信し、モノパルス方式を用いて、
前記送信源の方位を知る方位計測システムである場合、
受信側にある、すくなくとも２個のアンテナにより受信
し、振幅位相比較モノパルス方式を用いて、前記送信源
の方位を知る方位計測システムである場合、受信側にあ
る、すくなくとも２個のアンテナにより受信し、位相比
較モノパルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方
位計測システムである場合、のいずれのシステムであっ
てもよい。
これらのシステムでは、前記角度変調された電波は、
通信用の電波であってもよい。
これらのシステムでは、前記ビート周波数信号が変換
された電気信号の時間平均値が、０であることが、好ま
しい。
これらのシステムでは、前記送信源の、直交する２次
元の方位を知ることを特徴とするものであってもよい。
本願第３の発明は、 送信源から送られる電波を、受信側にある、アンテナ
により受信し、モノパルス方式を用いて、前記送信源の
方位を知る方位計測システムで使用する送信装置におい
て、 角度変調された電波を送信することを特徴とする。
本願第４の発明は、 送信源から送られる電波を受信して、前記送信源の方
位を知る受信装置において、 送信された電波の直接波と反射波とを受信するアンテ
ナと、 前記直接波と前記反射波とによるビート周波数信号を
電気信号に変換する信号変換手段と、 前記電気信号を時間平均化する平均化回路と、 を具備し、前記平均化回路からの出力に基いて、マルチ
パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
する。
本願第４の発明は、 振幅比較モノパルス方式を方探方式として用いている
ことを特徴とするものであってもよい。
また、 前記アンテナはデュアルモードスパイラルアンテナで
あって、モノパルス方式を方探方式として用いているこ
とを特徴とするものであってもよい。
また、 振幅位相比較モノパルス方式を方探方式として用いて
いることを特徴とするものであってもよい。
また、 位相比較モノパルス方式を方探方式として用いている
ことを特徴とするものであってもよい。
本発明で用いられる、角度変調された電波は、すべて
の周波数変調波または位相変調波を含むものであり、例
えば、直線チャープ変調信号のほか、正弦波状または三
角波状のチャープ変調信号を含むものである。
また、位相変調により、パイロット信号の位相を直接
時間的に変化させたものであってもよい。
また、一箇所の送信源に対して複数の受信局が設けら
れてもよく、また、２地点間で共に送信局と受信局とを
有する双方向システムがとられてもよい。
本発明で用いられる電気信号としては、例えば、電圧
信号が用いられる。
本発明で用いられる平均化回路は、例えば、ローパス
フィルターであり、そのローパスフィルターは、デジタ
ルフィルター、あるいは、アナログフィルターのいずれ
であってもよい。
本発明は、方探方式として、連続波を用いた方式のほ
か、パルス方式をも含むものである。
［作用］ 送信源が、角度変調された電波を送信し、受信側が、
その受信アンテナにより、送信された電波の直接波と反
射波とを受信する。
直接波と反射波は、異なる伝搬路を通って伝搬するた
め、必ず伝搬路長に差が生じるので、受信点では送信時
刻の異なる電波が同時に受信される。
送信源では角度変調を行っているため、瞬時瞬時の送
信周波数は異なったものとなっており、この結果、直接
波と反射波は干渉を生じ、ビートを発生する。
受信側では、直接波と反射波とによるビート周波数信
号を電気信号に変換し、該電気信号を時間平均化する。
電波は角度変調されているため、ビート周波数信号が
変換された電気信号は、時間の関数として表わされ、時
間平均をとると、時間平均値が、０または０に近くな
る。このため、直接波の反射波との干渉による誤差が、
減少する。
こうして、マルチパス干渉による方位計測誤差が減少
した電波について、振幅比較モノパルス方式、デュアル
モードスパイラルアンテナを用いたモノパルス方式、振
幅位相比較モノパルス方式、または位相比較モノパルス
方式等の方式を用いて、送信源の方位について、正確な
方位情報を得ることができるものである。
アンテナを直交して配置する場合には、送信源の、直
交する２次元の方位を知ることもできる。
［実施例］ 以下、図面に基づき本発明の各種実施例を説明する。
なお、各種実施例につき同種の部位には同一符号を付し
重複した説明を省略する。
第１図は本発明の第１実施例を示している。
第１図に示すように、送信局２が、パイロット信号送
信アンテナ23を備えた方位計測用パイロット信号送信機
21から成っている。
方位計測用パイロット信号送信機21は、発振器29と、
FM変調器40と、増幅器30とから成っている。
一方、受信局１が、方探受信アンテナ12a,12bと、方
探受信機11と、平均化回路18と、指向性アンテナ駆動部
14とから成っている。
受信局１は、１次元振幅比較モノパルス方式に対応し
て構成されている。
方探受信アンテナ12a,12bは、１次元振幅比較モノパ
ルス方式を方探方式として用いたアンテナである。
方探受信アンテナ12aと12bとは、受信局１に対し、送
信局２の方位が変化する平面内に、配置されている。
また、方探受信機11には、１次元振幅比較モノパルス
方式に対応した構成のものが用いられている。
平均化回路18には、ローパスフィルターが用いられて
いる。
指向性アンテナ駆動部14は、方位情報を利用する上位
システムとしての方位指示器であってもよい。
パイロット信号送信アンテナ23を介して方位計測用パ
イロット信号送信機21から送信される方位計測用パイロ
ット信号３としては、周波数変調波としてチャープ変調
波が使用される。
また、第６図は振幅モノパルス方式の動作原理を示す
説明図、第７図は振幅パターンを示すグラフである。
第６図で、方探受信アンテナ12a,12bは、互いに角度
αの主輻射方向をなして配置されている。
方探受信アンテナ12a,12bは、それぞれ受信回路11a,1
1bに接続されている。
受信機11は、２チャンネルの受信回路11a,11bおよび
これらの出力を比較するための振幅比較器41から成り、
振幅比較器41の出力は方位情報となり、この情報を使用
する上位システムへと供給される。
方探受信アンテナ12a,12bは、方位計測用パイロット
信号を受信するものである。
受信回路11a,11bは、放探受信アンテナ12a,12bから信
号を受けて、振幅、周波数変換、ろ波、検波等の作用を
行なうものである。
振幅比較器41は、２台の受信回路11a,11bの出力振幅
差を生成する作用を行ない、AOA情報（Angle Of Arriva
l,到来角情報）を出力する。
振幅比較モノパルス方式の原理は、次のように説明さ
れる。
第７図で示すように、アンテナ12aのパターンとアン
テナ12bのパターンが、角度αだけ離れて配置されてい
るため、電波の到来方向θによって２台の受信回路の出
力差ΔＥが、変化する。この出力差ΔＥ（θ）は、装置
に固有の関数であり、あらかじめその形を測定しておけ
るから、方探時にはΔＥ（θ）を知ることで、θ、即
ち、到来方向を知ることができる。
次に、本実施例の作用を説明する。
第１図において、送信局２が、受信局１に対して、方
位計測用パイロット信号３を送信する。方位計測用パイ
ロット信号３は、FM変調器40で周波数変調をうけている
ため、瞬時ごとの周波数が異なっている。
パイロット信号送信アンテナ23から送信された方位計
測用パイロット信号３は、連続波37と、空間伝搬路内
で、地面５、その他の物体から反射して生じる反射波31
とをマルチパス成分として発生し、直接波37と反射波31
との間で、マルチパス干渉が生じる。
直接波37および反射波31は、受信局１の方探受信アン
テナ12a,12bによって受信される。
直接波37と反射波31とは、パイロット信号送信アンテ
ナ23から方探受信アンテナ12a,12bまでの間に異なった
経路をたどるため、伝搬時間に差が生じることとなる。
このため、受信局１で受信されるとき、干渉する２つの
周波数変調波、直接波37と反射波31とは、周波数が異な
っている。
第１図に示す実施例の作用を、方位計測用パイロット
信号３の変調形式として、チャープ変調が用いられる場
合について説明する。
発振器29からの発振電波の周波数をf0、時間をｔ、定
数をｃ、周波数変調波としてチャープ変調波の周波数を
ｆとすると、式 ｆ＝f0＋ｃ・ｔ が、成立する。
また、直接波37と反射波31との伝搬時間差をΔｔとす
ると、干渉する２つの電波、直接波37と反射波31との周
波数差は、ｃ・Δｔで表わされる。
第４図は、チャープ変調波のマルチパス干渉の説明図
である。直接波37と反射波31との伝搬時間差がΔｔとし
て示されている。
同図より、Δｔが発生すると、２波を受信した時に、
各々の周波数に差が生じることがわかる。
方探受信アンテナ12aでの受信電界をEa、方探受信ア
ンテナ12bでの受信電界をEb、直接波の周波数をfd、反
射波の周波数をfr、直接波の振幅を１、方探受信アンテ
ナ12aに対する反射波の振幅をKa、位相をδａ、方探受
信アンテナ12bに対する反射波の振幅をKb、位相をδｂ
とすると、 Ea＝Csa[expj(２πfd・ｔ)＋Ka・expj(２πfr・ｔ ＋δａ)] ……（１） Eb＝Csb[expj(２πfd・ｔ)＋Kb・expj(２πfr・ｔ ＋δｂ)] ……（２） が成立する。
この２つの式で、第１項は直接波を示し、第２項は反
射波を示している。なお、Csa、Csbは、システム定数
（複素数）を示し、送信電力、各アンテナの利得、アン
テナパターン、送受信局間距離などにより決り、時間的
には変化しない値である。また、一般に、Ka,Kb＜１と
考えてよいことはよく知られている。
一方、直接波と反射波との伝搬時間差をΔｔとする
と、式 fr＝fd＋ｃ・Δｔ が成立する。
ここで、送受信局間の位置およびアンテナ方位が固定
していると考えると、方位情報を表わす信号Ｓは、以下
の式で表わされる。
（３）式に（１）、（２）式を代入し、式を変形する
と、 となる。
（４）式で、反射波が存在しないと仮定すると、 Ka＝Kb＝０なので、 の式が成立する。
この（５）式は、反射波のない、理想的な状態を示す
ものである。
反射波が存在するとき、KaおよびKbの値が変化し、Ea
およびEbの値は変化するので、Ｓの値はそれに伴なって
変化し、誤差が発生することがわかる。
直接波と反射波との周波数が等しい場合には、fd＝fr
であるため、 となる。
（６）式を（５）式と比較すると、Ｓに誤差成分、Ka
・expjδａおよびKb・expjδｂが発生することがわか
る。しかも、この誤差は、送受信局間の移動がない場合
には、固定的な誤差であり、時間の関数ではないため、
平均化回路を用いても、軽減することができないもので
ある。
しかしながら、本実施例では、方位計測用パイロット
信号３に、周波数変調波としてチャープ変調波を使用し
ている。このため、受信局１で受信されるとき、直接波
と反射波とで周波数が異なり、（４）式に示すように、
ビート周波数信号Ka・expj｛２π（fr−fd）ｔ＋δａ｝
およびKb・expj｛２π（fr−fd）ｔ＋δｂ｝が誤差とし
て発生する。このビート周波数信号は、ビート周波数fr
−fd、および、周期1/（fr−fd）を有し、時間の関数と
して求められる。
（４）式の誤差成分、すなわち、ビート周波数信号Ka
・expj｛２π（fr−fd）ｔ＋δａ｝およびKb・expj｛２
π（fr−fd）ｔ＋δｂ｝について時間的平均をとると、
その値は、０となる。
時間平均処理は、実際には、受信した、直接波と反射
波とによるビート周波数信号を、電圧信号に変換し、そ
の電圧信号を時間平均化することにより、行なう。
こうして、（５）式で、ビート周波数信号を時間平均
化処理した結果、方位情報を表わす信号は、以下の式
で表わされる。
この（７）式は、（５）式と一致する。すなわち、方
位情報を表わす信号は、反射波による影響を受けない
信号であることがわかる。
従って、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少さ
せ、送信信号から正確な方位情報を得ることができる。
なお、本実施例では、方探方式として、振幅比較モノ
パルス方式が用いられるので、方位情報として振幅のみ
が用いられる。
次に、本実施例で、方探方式として、２次元振幅モノ
パルス方式をとる場合について説明する。
第８図は、２次元振幅モノパルス方式の構成を示すブ
ロック図である。
４個のスパイラルアンテナ44のそれぞれが、フロント
エンド45に接続されている。
フロントエンド45は、それぞれミキサー46に接続さ
れ、ミキサー46は、それぞれIF増幅器＆検波器47に接続
されている。
IF増幅器＆検波器47は、それぞれデジタイザー48に接
続されている。
デジタイザー48は、インターフェイス49に接続されて
いる。
インターフェイス49は、デジタルフィルター50に接続
されている。
こうして、装置が、構成されている。
装置の各構成要素は、以下の作用を有する。
４個のスパイラルアンテナは、電波を２次元方向で受
信するものである。
フロントエンド45は、増幅作用、周波数選択作用を行
なうものである。
ミキサー46は、周波数変換作用を行なうものである。
IF増幅器＆検波器47は、周波数変換後の増幅および検
波作用を行なうものである。
デジタイザー48は、アナログ信号をデジタル信号に変
換する作用を行なうものである。
インターフェイス49は、デジタイザー48の出力信号を
デジタルフィルター50の入力条件に整合する作用を行な
うものである。
デジタルフィルター50は、ビート周波数信号を時間平
均化するものである。
第８図において、スパイラルアンテナ44a,44bの出力
振幅比より水平面内の角度情報が、スパイラルアンテナ
44a,44bの振幅比より垂直面内の角度情報が、得られ
る。これらの各角度情報生成の過程は、前述の一次元で
の方法をそのまま用いることができることは明らかであ
り、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少させ、送
信信号から正確な２次元方位情報を得ることができる。
第２図は、本発明の第２実施例を示している。
本実施例では、受信局１で方探受信アンテナ12a,12b
と方探受信機11との間に切り換えスイッチ19を設けてい
る。この切り換えスイッチ19により、方探受信アンテナ
12a,12bを切り換え、各アンテナ振幅を計測する。こう
して、受信局１での方探方式を、疑似的な振幅比較モノ
パルス方式としたものである。
第１実施例は、平均化をＳに対して行なうものである
が、本実施例では、Ea、Ebに対して別個に平均化の操作
を行ない、その後に、Ｓの演算を行なうものである。
その他の点は、第１実施例の構成とほぼ同様である。
第１実施例で述べた通り、EaとEbは、 Ea＝Csa[expj(２πfd・ｔ)＋Ka・expj(２πfr・ｔ ＋δａ)] ……（１） Eb＝Csb[expj(２πfd・ｔ)＋Kb・expj(２πfr・ｔ ＋δｂ)] ……（２） と表わされる。さらに、 Ea＝Csa・expj(２πfd・ｔ)[１＋Ka・expj{２π(fr −fd)・ｔ＋δａ}] ……（８） Eb＝Csb・expj(２πfd・ｔ)[１＋Kb・expj{２π(fr −fd)・ｔ＋δｂ}] ……（９） と変形できる。
この出力を検波するとき、検波出力をEavとすると、 Eav∝|Csa［１＋Ka・expj｛２π（fr−fd）・ｔ ＋δａ｝］｜ ……（10） Ebv∝|Csb［１＋Kb・expj｛２π（fr−fd）・ｔ ＋δｂ｝］｜ ……（11） となる。
（10）式および（11）式の誤差成分、すなわち、ビー
ト周波数信号Ka・expj｛２π（fr−fd）ｔ＋δａ｝およ
びKb・expj｛２π（fr−fd）ｔ＋δｂ｝について時間的
平均をとると、その値は、０となる。このため、（10）
式および（11）は、 av∝|Csa| ……（12） bv∝|Csb| ……（13） となる。
第１実施例で示す（３）式から、Ｓに対して演算を行
なうと、 となり、第１実施例で示す（５）式に近似する。
すなわち、方位情報を表わす信号Ｓは、第１実施例と
同様、反射波による影響を受けない信号であることがわ
かる。
従って、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少さ
せ、送信信号から正確な方位情報を得ることができる。
第３図は本発明の第３実施例を示している。
本実施例では、通信用の送信波をそのままパイロット
信号として用いたものである。
この場合、通信用の送信波が、周波数変調または位相
変調される。
第３図に示すように、送信局２が、送信アンテナ24に
備えた通信用送信機22から成っている。
送信局２は、発振器27と、変調器26と、増幅器28とか
ら成っている。
一方、受信局１が、方探受信アンテナ12a,12bと、方
探受信機11と、平均化回路18と、指向性アンテナ駆動部
14と、指向性アンテナ15と、受信機16と、信号出力端子
17とから成っている。
指向性アンテナ15は、指向性アンテナ駆動部14によっ
て駆動されて、送信アンテナ24の方向に指向され、送信
アンテナ24からの通信電波４を受信するものである。
本実施例では、送信局２の構成が極めて簡単なものと
なるので、軽量化を図ることができ、送信局２を移動す
るのが容易になるとともに、電池によって運用する場合
には、電池消耗率の減少により運用時間を増加させるこ
とができる。
次に、第４実施例について説明する。
本実施例は、受信局１が、１次元振幅比較モノパルス
方式の代りに、デュアルモードスパイラルアンテナを用
いたモノパルス方式を用いている点を除いて、第１実施
例の構成とほぼ同じである。
従って、第１図を参照して、本実施例について、相違
する点のみを説明する。
すなわち、受信局１は、デュアルモードスパイラルア
ンテナ12を用いたモノパルス方式に対応して構成されて
いる。
方探受信アンテナ12a,12bの代りに、デュアルモード
スパイラルアンテナ12を用いている。そのアンテナは、
ΣモードおよびΔモードと呼ばれる２つの出力を有し、
各々のモードに対応する端子を備えている。
方探受信機11は、アンテナの各モードに対応するチャ
ンネルをもつ２チャンネル受信機である。
次に、本実施例の作用について説明する。
第１実施例と同様に、方位計測用パイロット信号３の
変調形式として、チャープ変調が用いられる場合につい
て説明する。
xyz軸座標において、方探受信アンテナを原点に置
き、ｚ軸の正の方向に主輻射方向を一致させる。このと
き、yz平面におけるｚ軸からの角度をθ、xy平面におけ
るｘ軸からの角度をφとすると、電波の到来方向は、
（θ，φ）と、表わすことができる。
同様に、方探受信アンテナに対し、直接波が入射する
方向を、（θd,φｄ）、反射波が入射する方向を、（θ
r,φｒ）と表わす。
方探受信アンテナに入射する、直接波に対する反射波
の振幅をＫ、位相をδとすると、反射波の、入射波に対
する比は、Ｋ・exp（ｊδ）と表わすことができる。こ
こで、Ｋは、一般に、|K|≦１の関係にある。
さらに、アンテナのΣモードパターンをＧΣ（θ，
φ）、ΔモードパターンをＧΔ（θ，φ）と表わす。ま
た、直接波の周波数をfd、反射波の周波数をfr、時間を
t,伝搬時間差をΔｔとする。このとき、 fr＝fd＋ｃ・Δｔ の関係が成立する。
また、Σモード端子出力ＥΣは、 ＥΣ＝ＧΣ（θd,φｄ）・expj（２πfd・ｔ） ＋ＧΣ（θr,φｒ）・Ｋ・expjδ・ expj（２πfr・ｔ） ……（15） となる。
Δモード端子出力ＥΔは、同様に、 ＥΔ＝ＧΔ（θd,φｄ）・expj（２πfd・ｔ） ＋ＧΔ（θr,φｒ）・Ｋ・expjδ・ expj（２πfr・ｔ） ……（16） となる。
（15）式および（16）式で、第１項は、直接波を示
し、第２項は反射波を示している。
さらに、（15）式および（16）式は、 となる。
方位計測用信号Ｓは、 （17）式および（18）式を、（19）式に代入すると、 となる。
但し、 である。
反射波が存在しない場合、Ｋ＝０であるから、ＫΣ＝
ＫΔ＝０となり、（20）式は、 となる。
直接波と反射波との周波数が等しい場合には、fd＝fr
であるため、（20）式は、 となる。
（22）式を（21）式と比較すると、Ｓに誤差成分、Ｋ
Σ・expjδおよびＫΔ・expjδが発生することがわか
る。しかも、この誤差は、送受信局間に移動がない場合
には、固定的な誤差であり、時間の関数ではないため、
平均化回路を用いても、軽減することができないもので
ある。
しかしながら、本実施例では、方位計測用パイロット
信号３に、周波数変調波としてチャープ変調波を使用し
ている。このため、受信局１で受信されるとき、直接波
と反射波とで周波数が異なり、（20）式に示すように、
ビート周波数信号、ＫΣ・expj｛２π（fr−fd）ｔ＋
δ｝およびＫΔ・expj｛２π（fr−fd）ｔ＋δ｝が誤差
として発生する。このビート周波数信号は、ビート周波
数fr−fd、および、周期1/（fr−fd）を有し、時間の関
数として求められる。
（20）式の誤差成分、すなわち、ビート周波数信号Ｋ
Σ・expj｛２π（fr−fd）ｔ＋δａ｝およびＫΔ・expj
｛２π（fr−fd）ｔ＋δｂ｝について時間的平均をとる
と、その値は、０となる。
時間平均処理は、実際には、受信した、直接波と反射
波とによるビート周波数信号を、電圧信号に変換し、そ
の電圧信号を時間平均化することにより、行なう。
こうして、（20）式で、ビート周波数信号を時間平均
化処理した結果、方位情報を表わす信号は、以下の式
で表わされる。
この（23）式は、（21）式と一致する。すなわち、方
位情報を表わす信号は、反射波による影響を受けない
信号であることがわかる。
従って、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少さ
せ、送信信号から正確な方位情報を得ることができる。
なお、本実施例でも、第３実施例と同様にして、周波
数変調または位相変調された電波を、通信用の電波とす
ることができる。
第９図は４アームスパイラルアンテナを用いたモノパ
ルス方式の構成を示すブロック図である。
４アームスパイラルアンテナ58がハイブリッド回路51
に接続されている。
ハイブリッド回路51は、フロントエンド52に接続され
ている。
フロントエンド52はミキサー53に接続されている。
ミキサー53は、IF増幅器54に接続されている。
IF増幅器54は、ビーム形成回路55に接続されている。
ビーム形成回路55は、対数増幅器56に接続されてい
る。
対数増幅器56は、加算器57に接続されている。
加算器57は、平均化回路18に接続されている。
こうして、装置が、構成されている。
装置の各構成要素は、以下の作用を有する。
４アームスパイラルアンテナ58は、電波を２次元方向
で受信するものである。
ハイブリッド回路51は、４アームスパイラルアンテナ
出力よりΣモードとΔモードを分離するものである。
フロントエンド52は、増幅作用、周波数選択作用を行
なうものである。
ミキサー53は、周波数変換作用を行なうものである。
IF増幅器54は、周波数変換後の信号を増幅する作用を
行なうものである。
ビーム形成回路55は、Σモード、Δモードの振幅比と
位相差を振幅情報に変換するものである。
対数増幅器56は、信号を対数圧縮する作用を行なうも
のであり、加算器57は、対数増幅器56の出力の差を生成
する作用を行なう。対数増幅器56と加算器57によって、
信号の商をとる演算が行われ、適切な対での演算によ
り、水平面内での角度情報をもつＤ（Az）信号、およ
び、垂直面内での角度情報であるＤ（El）信号を発生す
るものである。
平均化回路18は、ビート周波数信号を時間平均化する
ものである。
こうして、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少
させ、送信信号から正確な２次元方位情報を得ることが
できる。
次に、第５実施例について説明する。
本実施例は、受信局１が、１次元振幅比較モノパルス
方式の代りに、１次元振幅位相比較モノパルス方式を用
いている点を除いて、第１実施例の構成とほぼ同じであ
る。
従って、第１図を参照して、本実施例について相違す
る点のみを説明する。
受信局１は、１次元振幅位相比較モノパルス方式に対
応して構成されている。
方探受信アンテナ12a,12bは、１次元振幅位相比較モ
ノパルス方式を方探方式として用いたアンテナである。
方探受信アンテナ12aと12bとは、受信局１に対し、送
信局２の方位が変化する平面内に、配置されている。
また、方探受信機11には、１次元振幅位相比較モノパ
ルス方式に対応した構成のものが用いられている。
第10図は振幅位相モノパルス方式の構成を示すブロッ
ク図である。
第10図で、方探受信アンテナ12a,12bは、同一の主輻
射方向を有して配置されている。
方探受信アンテナ12a,12bは、ハイブリッド回路60に
接続されている。
ハイブリッド回路60は、AGC回路62で接続された２つ
の受信機11に接続されている。
２つの受信機11は、それぞれ平均化回路18に接続され
ている。
方探受信アンテナ12b側の受信機11は、パルス解析器6
1に接続されている。
こうして、装置が、構成されている。
装置の各構成要素は、以下の作用を有する。
方探受信アンテナ12a,12bは、方位計測用パイロット
信号を受信するものである。
ハイブリッド回路60は、方探受信アンテナ12a,12bか
ら信号を受けて、和信号（Σモード）および差信号（Δ
モード）を生成するものである。
受信機11は、ハイブリッド回路60からのΣモード端子
出力ΣおよびΔモード端子出力Δを受けて、増幅、周波
数選択、周波数変換、検波等の作用を行なうものであ
る。
平均化回路18は、受信機11から受けたビート周波数信
号を時間平均化するものであり、方探受信アンテナ12a
側の平均化回路18は、AOA情報（角度情報）を出力す
る。
AGC回路62は、Σモードに対するΔモードの比を生成
する作用を行なうものである。
次に、本実施例の作用について説明する。
第１実施例と同様に、方位計測用パイロット信号３の
変調形式として、チャープ変調が用いられる場合につい
て説明する。
方探受信アンテナ12aでの受信電界をEa、方探受信ア
ンテナ12bでの受信電界をEb、直接波の周波数をfd、反
射波の周波数をfr、方探受信アンテナ12aに対する反射
波の振幅をKa、位相をδａ、方探受信アンテナ12bに対
する反射波の振幅をKb、位相をδｂとすると、第１実施
例と同様に、 Ea＝Csa[expj(２πfd・ｔ)＋Ka・expj(２πfr・ｔ ＋δａ)] ……（１） Eb＝Csb[expj(２πfd・ｔ)＋Kb・expj(２πfr・ｔ ＋δｂ)] ……（２） が成立する。
この２つの式で、第１実施例と同様に、第１項は直接
波を示し、第２項は反射波を示している。なお、Csa、C
sbは、システム定数（複素数）を示し、送信電力、各ア
ンテナの利得、アンテナパターン、送受信局間距離など
により決り、時間的には変化しない値である。また、一
般に、Ka,Kb＜１と考えてよい。
本実施例で用いる振幅位相比較モノパルス方式は、
（１）式および（２）式で表わされる出力から、ハイブ
リッド回路を用いて、和信号および差信号を生成し、さ
らに、これら信号の振幅比および位相差から、方位を計
測する方式である。
なお、直接波と反射波との伝搬時間差をΔｔとする
と、式 fr＝fd＋ｃ・Δｔ が成立する。
ここで、送受信局間の位置およびアンテナ方位が固定
していると考えると、方位情報を表わす信号Ｓは、以下
の式で表わされる。
反射波が存在するとき、KaおよびKbの値が変化し、Ea
およびEbの値は変化するので、Ｓの値はそれに伴なって
変化し、誤差が発生することがわかる。
ところで、（24）式に（１）、（２）式を代入し、式
を変形すると、 となる。
反射波が存在するとき、KaおよびKbの値が変化し、Ea
およびEbの値は変化するので、Ｓの値はそれに伴なって
変化し、誤差が発生することがわかる。
（25）式で、反射波が存在しないと仮定すると、Ka＝
Kb＝０なので、 の式が成立する。
この（26）式は、反射波のない、理想的な状態を示す
ものである。
直接波と反射波との周波数が等しい場合には、fd＝fr
であるため、 となる。
（27）式を（26）式と比較すると、Ｓに誤差成分、Ka
・expjδａおよびKbexpjδｂが発生することがわかる。
しかも、この誤差は、送受信局間の移動がない場合に
は、時間の関数ではなく、固定的な誤差であるため、平
均化回路を用いても、軽減することができないものであ
る。
しかしながら、本実施例では、方位計測用パイロット
信号３として周波数変調波としてチャープ変調波を使用
している。このため、受信局１で受信されるとき、直接
波と反射波とで周波数が異なり、（25）式に示すよう
に、ビート周波数信号、Ka・expj｛２π（fr−fd）ｔ＋
δａ｝およびKb・expj｛２π（fr−fd）ｔ＋δｂ｝が誤
差として発生する。このビート周波数信号は、ビート周
波数fr−fd、および、周期1/（fr−fd）を有し、時間の
関数として求められる。
（25）式の誤差成分、すなわち、ビート周波数信号、
Ka・expj｛２π（fr−fd）ｔ＋δａ｝およびKb・expj
｛２π（fr−fd）ｔ＋δｂ｝について時間的平均をとる
と、その値は、０となる。
時間平均処理は、実際には、受信した、直接波と反射
波とによるビート周波数信号を、電圧信号に変換し、そ
の電圧信号を時間平均化することにより、行なう。
こうして、（25）式で、ビート周波数信号を時間平均
化処理した結果、方位情報を表わす信号は、以下の式
で表わされる。
この（28）式は、（26）式と一致する。すなわち、方
位情報を表わす信号は、反射波による影響を受けない
信号であることがわかる。
従って、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少さ
せ、送信信号から正確な方位情報を得ることができる。
なお、本実施例でも、第３実施例と同様にして、周波
数変調または位相変調された電波を、通信用の電波とす
ることができる。
次に、本実施例で、方探方式として、２次元振幅位相
比較モノパルス方式をとる場合について説明する。
第11図は、２次元振幅位相モノパルス方式の構成を示
すブロック図である。
４個の方探アンテナ63のそれぞれが、３個のモノパル
スコンパレータから成るハイブリッド回路系64に接続さ
れている。
ハイブリッド回路系64は、３個のフロントエンドに接
続されている。
３個のフロントエンド65は、局部発振器78に接続され
た３個のミキサー66に接続されている。
３個のミキサー66は、３個の対数増幅器67および３個
の制限増幅器68に接続されている。
３個の対数増幅器68は、２個の加算器69に接続されて
いる。
３個の制限増幅器68は、２個の位相比較器70に接続さ
れている。
平均化回路18が、加算器69および位相比較器70に接続
されている。
こうして、装置が、構成されている。
装置の各構成要素は、以下の作用を有する。
４個の方探アンテナ63は、電波を２次元方向で受信す
るものである。
ハイブリッド回路系64は、４個の方探アンテナ出力を
分解、合成し、１つの和出力（Σ）と２つの差出力（Δ
y,Δｚ）を生成する作用を行なうものである。
フロントエンド65は、増幅作用、周波数選択作用を行
なうものである。
局部発振器78およびミキサー66は、周波数変換作用を
行なうものである。
対数増幅器67は、信号の対数圧縮作用を行うもので、
加算器69とともに、商をとる演算作用を行うものであ
る。これは、２つの信号の比を得る別の手段である。
制限増幅器68は、信号振幅を一定値とする作用を行な
うものである。
加算器69は、２次元の方位情報を出力するものであ
り、そのｘ−ｙ平面内の角度を示す（Δy/Σ）出力、ｘ
−ｚ平面内の角度を示す（Δz/Σ）出力を、出力する。
２個の位相比較器70は、それぞれΣ信号に対するΔy,
Δｚ信号の位相差より左右出力、および、上下出力を出
力するものである。
平均化回路18は、ビート周波数信号を時間平均化する
ものである。
こうして、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少
させ、送信信号から正確な２次元方位情報を得ることが
できる。
次に、第６実施例について説明する。
本実施例は、受信局１が、１次元振幅比較モノパルス
方式の代りに、１次元位相比較モノパルス方式を用いて
いる点を除いて、第１実施例の構成とほぼ同じである。
従って、第１図を参照して、本実施例について相違す
る点のみを説明する。
受信局１は、位相比較モノパルス方式に対応して構成
されている。
方探受信アンテナ12a,12bは、位相比較モノパルス方
式を方探方式として用いたアンテナである。
方探受信アンテナ12aと12bとは、受信局１に対し、送
信局２の方位が変化する平面内に、配置されている。
また、方探受信機11には、位相比較モノパルス方式に
対応した構成のものが用いられている。
次に、本実施例の作用について説明する。
第１実施例と同様に、方位計測用パイロット信号３の
変調形式として、チャープ変調が用いられる場合につい
て説明する。
方探受信アンテナ12aでの受信電界をEa、方探受信ア
ンテナ12bでの受信電界をEb、直接波の周波数をfd、反
射波の周波数をfr、方探受信アンテナ12aにする反射波
の振幅をKa、位相をδａ、方探受信アンテナ12bに対す
る反射波の振幅をKb、位相をδｂとすると、第１実施例
と同様に、 Ea＝Csa[expj(２πfd・ｔ)＋Ka・expj(２πfr・ｔ ＋δａ)] ……（１） Eb＝Csb[expj(２πfd・ｔ)＋Kb・expj(２πfr・ｔ ＋δｂ)] ……（２） が成立する。
この２つの式で、第１実施例と同様に、第１項は直接
波を示し、第２項は反射波を示している。なお、Csa、C
sbは、システム定数（複素数）を示し、送信電力、各ア
ンテナの利得、アンテナパターン、送受信局間距離など
により決り、時間的には変化しない値である。また、一
般に、Ka,Kb＜１と考えてよい。
本実施例で用いる位相比較モノパルス方式は、（１）
式および（２）式で表わされる出力の位相差から、方位
を計測する方式である。
なお、直接波と反射波との伝搬時間差をΔｔとする
と、式 fr＝fd＋ｃ・Δｔ が成立する。
ここで、送受信局間の位置およびアンテナ方位が固定
していると考えると、方位情報を表わす信号Ｓは、以下
の式で表わされる。
ところで、（29）式に（１）、（２）式を代入し、式
を変形すると、 となる。
（30）式で、反射波が存在しないと仮定すると、Ka＝
Kb＝０なので、 の式が成立する。
この（31）式は、反射波のない、理想的な状態を示す
ものである。
反射波が存在するとき、KaおよびKbの値が変化し、Ea
およびEbの値は変化するので、Ｓの値はそれに伴なって
変化し、誤差が発生することがわかる。
直接波と反射波との周波数が等しい場合には、fd＝fr
であるため、 となる。
（32）式を（31）式と比較すると、Ｓに誤差成分、Ka
・expjδａおよびKb・expjδｂが発生することがわか
る。しかも、この誤差は、送受信局間の移動がない場合
には、時間の関数ではなく、固定的な誤差であるため、
平均化回路を用いても、軽減することができないもので
ある。
しかしながら、本実施例では、方位計測用パイロット
信号３として周波数変調波としてチャープ変調波を使用
している。このため、受信局１で受信されるとき、直接
波と反射波とで周波数が異なり、（30）式に示すよう
に、ビート周波数信号、Ka・expj｛２π（fr−fd）ｔ＋
δａ｝およびKb・expj｛２π（fr−fd）ｔ＋δｂ｝が誤
差として発生する。このビート周波数信号は、ビート周
波数fr−fd、および、周期1/（fr−fd）を有し、時間の
関数として求められる。
（30）式の誤差成分、すなわち、ビート周波数信号、
Ka・expj｛２π（fr−fd）ｔ＋δａ｝およびKb・expj
｛２π（fr−fd）ｔ＋δｂ｝について時間的平均をとる
と、その値は、０となる。
時間平均処理は、実際には、受信した、直接波と反射
波とによるビート周波数信号を、電圧信号に変換し、そ
の電圧信号を時間平均化することにより、行なう。
こうして、（30）式で、ビート周波数信号を時間平均
化処理した結果、方位情報を表わす信号は、以下の式
で表わされる。
この（33）式は、（31）式と一致する。すなわち、方
位情報を表わす信号は、反射波による影響を受けない
信号であることがわかる。
従って、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少さ
せ、送信信号から正確な方位情報を得ることができる。
なお、本実施例でも、第３実施例と同様にして、周波
数変調または位相変調された電波を、通信用の電波とす
ることができる。
次に、本実施例で、方探方式として、２次元位相比較
モノパルス方式をとる場合について説明する。
第12図は、２次元位相比較モノパルス方式の構成を示
すブロック図である。
４個の方探アンテナ71のそれぞれが、４個のフロント
エンド72に接続されている。
４個のフロントエンド72は、局部発振器79に接続され
た４個のミキサー73に接続されている。
４個のミキサー73は、４個の制限増幅器74に接続され
ている。
４個の制限増幅器74のうち２個の制限増幅器75は、90
゜移相器に接続されている。
また、４個の制限増幅器74は、４個の位相検波器75に
接続されている。
４個の位相検波器75は、２個の位相演算器77に接続さ
れている。
位相演算器77は、平均化回路18に接続されている。
こうして、装置が、構成されている。
第12図の構成は、第１図で示される構成を２組用い、
アンテナを互いの対が直交するように配置したものであ
る。このため、一次元位相比較モノパルス方式と全く同
様の動作により、ｘ−ｙ面内、ｘ−ｚ面内の角度情報を
得ることができる。
こうして、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少
させ、送信信号から正確な２次元方位情報を得ることが
できる。
なお、前述の実施例で用いられる、周波数変調または
位相変調された電波は、すべての周波数変調波または位
相変調波を含むものであり、例えば、直線チャープ変調
信号のほか、正弦波状または三角波状のチャープ変調信
号を含むものである。また、位相変調により、パイロッ
ト信号の位相を直接時間的に変化させたものであっても
よい。
また、一箇所の送信源に対して複数の受信局が設けら
れてもよく、また、２地点間で共に送信局と受信局とを
有する双方向システムがとられてもよい。
また、フィルタの定数は、手動的または自動的に変更
することができることが好ましい。
［発明の効果］ 本発明に係る方位計測方法、方位計測システム、送信
装置および受信装置によれば、送信源は角度変調された
電波を送信し、受信側は送信された電波の直接波と反射
波とを受信して、直接波と反射波とによるビート周波数
信号を電気信号に変換し、電気信号を時間平均化するの
で、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少させ、方
位計測用パイロット信号から正確な方位情報を得ること
ができる。
また、本発明では、１系統の通信を１種類の電波で行
なう場合には、設備および通信コストが廉価である。
【図面の簡単な説明】
第１図から第４図は本発明の各種実施例を示しており、
第１図は第１実施例の方位計測装置の説明図、第２図は
第２実施例の方位計測装置の説明図、第３図は第３実施
例の方位計測装置の説明図、第４図はチャープ変調波の
マルチパス干渉の説明図、第５図は従来例の方位計測装
置の説明図、第６図は振幅モノパルス方式の動作原理を
示す説明図、第７図は振幅パターンを示すグラフ、第８
図は２次元振幅モノパルス方式の構成を示すブロック
図、第９図は４アームスパイラルアンテナを用いた２次
元モノパルス方式の構成を示すブロック図、第10図は振
幅位相モノパルス方式の構成を示すブロック図、第11図
は２次元振幅位相モノパルス方式の構成を示すブロック
図、第12図は２次元位相比較モノパルス方式の構成を示
すブロック図である。 １……受信局、２……送信局 ３……方位計測用パイロット信号 11……方探受信機、12……方探受信アンテナ 14……指向性アンテナ駆動部 15……指向性アンテナ、16……受信機 17……信号出力端子、18……平均化回路 21……方位計測用パイロット信号送信機 22……通信用送信機 23……パイロット信号送信アンテナ 24……送信アンテナ、25……信号入力端子 26……変調器、27……発振器 28……増幅器、29……発振器 30……増幅器、31……反射波 32……電波送信機、40……FM変調器

Claims (22)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】送信源から送られる電波を、受信側にある
    アンテナにより受信して、前記送信源の方位を知る方位
    計測方法において、 前記送信源は角度変調された電波を送信し、前記受信側
    は送信された電波の直接波と反射波とを受信して、該直
    接波と反射波とによるビート周波数信号を電気信号に変
    換し、該電気信号を時間平均化することにより、マルチ
    パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
    する方位計測方法。
  2. 【請求項２】送信源から送られる電波を、受信側にあ
    る、すくなくとも２個のアンテナにより受信し、振幅比
    較モノパルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方
    位計測方法において、 前記送信源は角度変調された電波を送信し、前記受信側
    は送信された電波の直接波と反射波とを受信して、該直
    線波と反射波とによるビート周波数信号を電気信号に変
    換し、該電気信号を時間平均化することにより、マルチ
    パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
    する方位計測方法。
  3. 【請求項３】送信源から送られる電波を、受信側にあ
    る、デュアルモードスパイラルアンテナにより受信し、
    モノパルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方位
    計測方法において、 前記送信源は角度変調された電波を送信し、前記受信側
    は送信された電波の直接波と反射波とを受信して、該直
    線波と反射波とによるビート周波数信号を電気信号に変
    換し、該電気信号を時間平均化することにより、マルチ
    パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
    する方位計測方法。
  4. 【請求項４】送信源から送られる電波を、受信側にあ
    る、すくなくとも２個のアンテナにより受信し、振幅位
    相比較モノパルス方式を用いて、前記送信源の方位を知
    る方位計測方法において、 前記送信源は角度変調された電波を送信し、前記受信側
    は送信された電波の直接波と反射波とを受信して、該直
    接波と反射波とによるビート周波数信号を電気信号に変
    換し、該電気信号を時間平均化することにより、マルチ
    パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
    する方位計測方法。
  5. 【請求項５】送信源から送られる電波を、受信側にあ
    る、すくなくとも２個のアンテナにより受信し、位相比
    較モノパルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方
    位計測方法において、 前記送信源は角度変調された電波を送信し、前記受信側
    は送信された電波の直接波と反射波とを受信して、該直
    接波と反射波とによるビート周波数信号を電気信号に変
    換し、該電気信号を時間平均化することにより、マルチ
    パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
    する方位計測方法。
  6. 【請求項６】前記角度変調された電波は、通信用の電波
    であることを特徴とする請求項1,2,3,4または５記載の
    方位計測方法。
  7. 【請求項７】前記ビート周波数信号が変換された電気信
    号の時間平均値が、０であることを特徴とする請求項1,
    2,3,4,5または６記載の方位計測方法。
  8. 【請求項８】前記アンテナを直交して配置し、前記送信
    源の、直交する２次元の方位を知ることを特徴とする請
    求項1,2,3,4,5,6または７記載の方位計測方法。
  9. 【請求項９】送信源から送られる電波を、受信側にある
    アンテナにより受信して、前記送信源の方位を知る方位
    計測システムにおいて、 角度変調された電波を送信する送信源と、 受信側にあって、送信された電波の直接波と反射波とを
    受信するアンテナと、 受信側にあって、前記直接波と前記反射波とによるビー
    ト周波数信号を電気信号に変換する信号変換手段と、 前記電気信号を時間平均化する平均化回路と、 を具備し、前記平均化回路からの出力に基いて、マルチ
    パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
    する方位計測システム。
  10. 【請求項１０】送信源から送られる電波を、受信側にあ
    る、すくなくとも２個のアンテナにより受信し、振幅比
    較モノパルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方
    位計測システムにおいて、 角度変調された電波を送信する送信源と、 受信側にあって、送信された電波の直接波と反射波とを
    受信するアンテナと、 受信側にあって、前記直接波と前記反射波とによるビー
    ト周波数信号を電気信号に変換する信号変換手段と、 前記電気信号を時間平均化する平均化回路と、 を具備し、前記平均化回路からの出力に基いて、マルチ
    パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
    する方位計測システム。
  11. 【請求項１１】送信源から送られる電波を、受信側にあ
    る、デュアルモードスパイラルアンテナナにより受信
    し、モノパルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る
    方位計測システムにおいて、 角度変調された電波を送信する送信源と、 受信側にあって、送信された電波の直接波と反射波とを
    受信するデュアルモードスパイラルアンテナと、 受信側にあって、前記直接波と前記反射波とによるビー
    ト周波数信号を電気信号に変換する信号変換手段と、 前記電気信号を時間平均化する平均化回路と、 を具備し、前記平均化回路からの出力に基いて、マルチ
    パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
    する方位計測システム。
  12. 【請求項１２】送信源から送られる電波を、受信側にあ
    る、すくなくとも２個のアンテナにより受信し、振幅位
    相比較モノパルス方式を用いて、前記送信源の方位を知
    る方位計測システムにおいて、 角度変調された電波を送信する送信源と、 受信側にあって、送信された電波の直接波と反射波とを
    受信するアンテナと、 受信側にあって、前記直接波と前記反射波とによるビー
    ト周波数信号を電気信号に変換する信号変換手段と、 前記電気信号を時間平均化する平均化回路と、 を具備し、前記平均化回路からの出力に基いて、マルチ
    パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
    する方位計測システム。
  13. 【請求項１３】送信源から送られる電波を、受信側にあ
    る、すくなくとも２個のアンテナにより受信し、位相比
    較モノパルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方
    位計測システムにおいて、 角度変調された電波を送信する送信源と、 受信側にあって、送信された電波の直接波と反射波とを
    受信するアンテナと、 受信側にあって、前記直接波と前記反射波とによるビー
    ト周波数信号を電気信号に変換する信号変換手段と、 前記電気信号を時間平均化する平均化回路と、 を具備し、前記平均化回路からの出力に基いて、マルチ
    パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
    する方位計測システム。
  14. 【請求項１４】前記角度変調された電波は、通信用の電
    波であることを特徴とする請求項9,10,11,12または13記
    載の方位計測システム。
  15. 【請求項１５】前記ビート周波数信号が変換された電気
    信号の時間平均値が、０であることを特徴とする請求項
    9,10,11,12,13または14記載の方位計測システム。
  16. 【請求項１６】前記アンテナを直交して配置し、前記送
    信源の、直交する２次元の方位を知ることを特徴とする
    請求項9,10,11,12,13,14または15記載の方位計測システ
    ム。
  17. 【請求項１７】送信源から送られる電波を、受信側にあ
    る、アンテナにより受信し、モノパルス方式を用いて、
    前記送信源の方位を知る方位計測システムで使用する送
    信装置において、 角度変調された電波を送信することを特徴とする送信装
    置。
  18. 【請求項１８】送信源から送られる電波を受信して、前
    記送信源の方位を知る受信装置において、 送信された電波の直接波と反射波とを受信するアンテナ
    と、 前記直接波と前記反射波とによるビート周波数信号を電
    気信号に変換する信号変換手段と、 前記電気信号を時間平均化する平均化回路と、 を具備し、前記平均化回路からの出力に基いて、マルチ
    パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
    する受信装置。
  19. 【請求項１９】振幅比較モノパルス方式を方探方式とし
    て用いていることを特徴とする請求項18記載の受信装
    置。
  20. 【請求項２０】前記アンテナはデュアルモードスパイラ
    ルアンテナであって、モノパルス方式を方探方式として
    用いていることを特徴とする請求項19記載の受信装置。
  21. 【請求項２１】振幅位相比較モノパルス方式を方探方式
    として用いていることを特徴とする請求項20記載の受信
    装置。
  22. 【請求項２２】位相比較モノパルス方式を方探方式とし
    て用いていることを特徴とする請求項21記載の受信装
    置。
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