JP6860121B2 - 電波到来方向推定装置 - Google Patents

Description

本発明は、電波到来方向推定装置に関する。

マルチパス環境において、到来する直接波（または直達波）及び反射波の到来方向を推定する装置が知られている（特許文献１等）。特許文献１に開示された装置は、回転台の中心と、中心以外の位置に設置された２つのアンテナを用いて電波の到来方向を推定する。その他に、マルチパス環境において、到来する直達波及び反射波の到来方向を推定する方法として、ＭＵＳＩＣ法やＭＯＤＥ法が知られている。

特開２００９−１４６８８号公報

ＭＵＳＩＣ法やＭＯＤＥ法を用いて電波の到来方向を推定するには、アンテナの数を到来波の個数よりも多くしなければならない。例えば、直達波と、主として１つの反射波とが到来する場合、３個のアンテナを設置しなければならない。特許文献１に開示された装置を用いる場合は、アンテナの個数を到来波の個数より多くする必要はないが、回転台を設置しなければならないため、装置を構成する素子数が増えて大型化する。

本発明の目的は、アンテナの個数を到来波の数より増加させる必要がなく、回転台も不要な電波到来方向推定装置を提供することである。

本発明の一観点によると、
周波数が異なる３つの電波を受信する２つのアンテナと、
前記２つのアンテナでそれぞれ受信した周波数の異なる前記３つの電波の受信信号に基づいて、同一の送信箇所から相互に異なる２つの経路を伝搬して前記２つのアンテナに到来する前記３つの電波の到来方向を求める演算部と
を有し、
前記演算部は、
前記３つの電波のそれぞれについて、前記２つのアンテナで受信した受信信号をそれぞれ複素表現に置き換えた２つの複素信号の一方の複素共役と他方との積、及び前記２つの複素信号の一方を他方で除算した商とを求め、
前記３つの電波のそれぞれについて求められた前記積と前記商とに基づいて、前記３つの電波の到来方向を求める電波到来方向推定装置が提供される。

周波数の異なる３つの電波を受信することにより、２つのアンテナを用い、アンテナを回転させる回転台等の機械的な可動装置を用いることなく、電波の到来方向を推定することができる。

図１は、第１実施例による電波到来方向推定装置及び送信機を含む無線通信システムの概略図である。 図２は、第１実施例による電波到来方向推定装置の演算部が行う処理のフローチャートである。 図３Ａは、電波到来方向推定装置の２つのアンテナと、電波の到来方向との関係を示す図であり、図３Ｂは、複素信号Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２、ｐ_１、及びｐ_２を複素平面上に表したグラフである。 図４は、シミュレーションを行った電波送受信系の概略図である。 図５Ａは、周波数を変化させたときの積ｐ_１ ^＊・ｐ_２の、複素平面上における軌跡を示すグラフであり、図５Ｂは、周波数を変化させたときの商ｐ_２／ｐ_１の、複素平面上における軌跡を示すグラフである。 図６は、シミュレーション対象の電波送受信系（図４）で定義した真値と、シミュレーションによって求めた値とを比較して示す図表である。 図７は、第２実施例による電波到来方向推定装置のブロック図である。

［第１実施例］
図１から図６までの図面を参照して、第１実施例による電波到来方向推定装置について説明する。
図１は、第１実施例による電波到来方向推定装置１０及び送信機２０を含む無線通信システムの概略図である。送信機２０は、局部発振器２１、信号生成部２２、及びアンテナ２３を含む。局部発振器２１はローカルクロック信号を出力する。信号生成部２２は、ある決まったパターンの特定の送信信号を、３つの異なるキャリア周波数で順番に出力する。この送信信号がアンテナ２３から電波として放射される。このように、同一の送信箇所から、異なる周波数を持つ３つの電波が順番に放射される。

第１実施例では、送信機２０から放射された電波が電波到来方向推定装置１０に達するまでの主な伝搬経路として、相互に異なる第１経路Ｐ_１及び第２経路Ｐ_２の２つが存在するものとする。第１経路Ｐ_１は、例えば、送信機２０から電波到来方向推定装置１０に直接到達する直達波の経路に相当する。第２経路Ｐ_２は、例えば、屋外ではビル等、屋内では壁や床等で反射して電波到来方向推定装置１０に到達する反射波の経路に相当する。

電波到来方向推定装置１０は、２つのアンテナ１１を有する。２つのアンテナ１１は、空間的に異なる位置に配置され、送信機２０から放射された周波数の異なる３つの電波を受信する機能を持つ。２つのアンテナ１１で受信された受信信号が、それぞれ対応する受信部１３に入力される。２つの受信部１３は、局部発振器１２から供給されるローカルクロックで動作し、アンテナ１１で受信された受信信号のダウンコンバートを行う。すなわち、２つの受信部１３は、それぞれ同期したローカルクロック信号で動作する。例えば、受信部１３は、受信信号をローカルクロック信号と比較することにより、受信信号を複素表現に置き換えた複素信号（ＩＱ信号）を出力する。複素信号は、受信信号の振幅情報と位相情報とを含む。この複素信号は、周波数の異なる３つの電波についてそれぞれ出力される。

２つの受信部１３からそれぞれ出力された複素信号が演算部１４に入力される。演算部１４は、周波数の異なる３つの電波の受信信号に基づいて、第１経路Ｐ_１及び第２経路Ｐ_２を通って２つのアンテナ１１まで到達した電波の到来方向を求める。例えば、演算部１４は、２つのアンテナ１１でそれぞれ受信された受信信号をダウンコンバートした複素信号を数値演算することにより、電波の到来方向を求める。

演算部１４で求められた電波の到来方向に関する情報が出力部１５に入力される。出力部１５は、電波の到来方向に関する情報を出力装置１６に出力する。出力装置１６として、例えばプリンタ、ディスプレイ、通信装置等が用いられる。

次に、図２、図３Ａ、及び図３Ｂを参照して、演算部１４の処理について説明する。
図２は、演算部１４（図１）が行う処理のフローチャートである。
図３Ａは、電波到来方向推定装置１０の２つのアンテナ１１と、電波の到来方向との関係の一例を示す図である。２つのアンテナ１１が間隔Ｄを隔てて設置されている。一方のアンテナ１１を第１アンテナ１１Ａといい、他方のアンテナ１１を第２アンテナ１１Ｂということとする。電波の到来方向を、２つのアンテナ１１を通過する仮想直線ＶＬに対して直交する仮想平面からの傾斜角で表すこととする。基準となる仮想平面から第１経路Ｐ_１及び第２経路Ｐ_２までの傾斜角を、それぞれθ_１及びθ_２で表す。送信機２０（図１）から第１アンテナ１１Ａまでの第１経路Ｐ_１の経路長と、第２アンテナ１１Ｂまでの第１経路Ｐ_１の経路長との差をΔｄ_１で表す。同様に、送信機２０（図１）から第１アンテナ１１Ａまでの第２経路Ｐ_２の経路長と、第２アンテナ１１Ｂまでの第２経路Ｐ_２の経路長との差をΔｄ_２で表す。

まず、図２のステップＳＴ１において、第１アンテナ１１Ａ及び第２アンテナ１１Ｂで受信した周波数の異なる３つの電波をそれぞれ複素表現に置き換えて、周波数ごとに複素信号ｐ_１及びｐ_２を求める。第１経路Ｐ_１及び第２経路Ｐ_２を通って第１アンテナ１１Ａで受信される信号を複素表現に置き換えた複素信号Ｓ_１１及びＳ_１２は、それぞれ以下の式で表される。

ここで、ａ_１及びａ_２は、それぞれ第１経路Ｐ_１及び第２経路Ｐ_２を通って第１アンテナ１１Ａで受信された信号の振幅を表す。ωは電波の角周波数を表す。τ_１１及びτ_１２は、それぞれ第１経路Ｐ_１及び第２経路Ｐ_２を通った受信信号の、ローカルクロック信号を基準とした位相に相当する時間を表す。

同様に、第１経路Ｐ_１及び第２経路Ｐ_２を通って第２アンテナ１１Ｂで受信された信号を複素表現に置き換えた複素信号Ｓ_２１及びＳ_２２は、以下の式で表される。

第１経路Ｐ_１及び第２経路Ｐ_２を通って第２アンテナ１１Ｂで受信された信号の振幅は、それぞれ第１経路Ｐ_１及び第２経路Ｐ_２を通って第１アンテナ１１Ａで受信された信号の振幅と同一であると仮定している。τ_２１及びτ_２２は、それぞれ第１経路Ｐ_１及び第２経路Ｐ_２を通った受信信号の、ローカルクロック信号に対する位相の遅れに相当する時間を表す。

第１アンテナ１１Ａ及び第２アンテナ１１Ｂで受信される複素信号ｐ_１及びｐ_２は、以下の式で表すことができる。

図３Ｂは、複素信号Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２、ｐ_１、及びｐ_２を複素平面上に表したグラフである。複素信号ｐ_１、ｐ_２の振幅及び位相は、それぞれ第１アンテナ１１Ａ及び第２アンテナ１１Ｂで受信した受信信号をダウンコンバートすることにより求めることができる。複素信号Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２の各々の振幅及び位相は未知である。

第１アンテナ１１Ａ及び第２アンテナ１１Ｂで受信される信号を到着時刻差（位相差に相当）のパラメータで表現するために、Δτ_１、Δτ_２、Δτ_１２を以下のように定義する。

Δτ_１は、第１経路Ｐ_１を通って第１アンテナ１１Ａ及び第２アンテナ１１Ｂに到達する電波の到着時刻差を表す。Δτ_２は、第２経路Ｐ_２を通って第１アンテナ１１Ａ及び第２アンテナ１１Ｂに到達する電波の到着時刻差を表す。Δτ_１２は、第１経路Ｐ_１を通って第１アンテナ１１Ａに到達する電波と、第２経路Ｐ_２を通って第１アンテナ１１Ａに到達する電波との到着時刻差を表す。

式（７）は、以下のように変形することができる。

次に、図３のステップＳＴ２において、複素信号ｐ_１の複素共役ｐ_１ ^＊と、複素信号ｐ_２との積ｐ_１ ^＊・ｐ_２を求める。この積ｐ_１ ^＊・ｐ_２は、以下の式に変形することができる。

ここで、Ａ_１、Ａ_２、Ａ_３は、以下の式で表される。

次に、図２のステップＳＴ３において、積ｐ_１ ^＊・ｐ_２に基づいてΔτ_１＋Δτ_２を求める。以下、Δτ_１＋Δτ_２の求め方について説明する。

送信機２０（図１）から第１アンテナ１１Ａまでの第１経路Ｐ_１の経路長と第２アンテナ１１Ｂまでの第１経路Ｐ_１の経路長との差は、第１経路Ｐ_１と第２経路Ｐ_２との経路長の差よりも十分小さい。同様に、送信機２０（図１）から第１アンテナ１１Ａまでの第２経路Ｐ_２の経路長と第２アンテナ１１Ｂまでの第２経路Ｐ_２の経路長との差も、第１経路Ｐ_１と第２経路Ｐ_２との経路長の差より十分小さい。このため、到着時刻差Δτ_１及びΔτ_２は、到着時刻差Δτ_１２より十分小さい。異なる周波数を持つ３つの電波の角周波数ωの差が十分小ければ、例えば比帯域が十分小さければ、ωΔτ_１、及びωΔτ_２は定数とみなすことができる。

この仮定の下、角周波数ωが変化したとき、式（９）においてΔτ_１２を含む項Ａ_３のみが変動すると考えることができる。Ａ_３の係数である指数関数が、積ｐ_１ ^＊・ｐ_２の複素平面上における軌跡の、実数軸（Ｉ軸）からの回転量を示す。積ｐ_１ ^＊・ｐ_２の軌跡は、この回転量に相当する傾きを持つ直線で近似される。式（９）のＡ_３の係数である指数関数の指数部分にΔτ_１＋Δτ_２が含まれているため、積ｐ_１ ^＊・ｐ_２の軌跡の近似直線の傾きから、Δτ_１＋Δτ_２を求めることができる。Δτ_１＋Δτ_２を求めるときの角周波数ωとして、３つの電波の角周波数の平均値を用いるとよい。

ただし、Δτ_１＋Δτ_２を求める際に、一般的に複数の解が存在し、一意に求めることができない。唯一の解を持つには、以下の条件が満たされればよい。

ここで、ｆは、電波到来方向推定装置１０が受信する３つの電波の周波数のうち最大のものとする。式（１１）から以下の式が導出される。

ここで、Δｄ_１、Δｄ_２は、図３Ａに示した経路長の差である。λは、電波到来方向推定装置１０が受信する３つの電波の波長のうち最小のものである。

式（１２）から、２つのアンテナ１１の間隔Ｄをλ／４未満にすることにより、到着時刻差の和Δτ_１＋Δτ_２の解を一意に求めることができる。

次に、図２のステップＳＴ４において、複素信号ｐ_２を複素信号ｐ_１で除算した商ｐ_２／ｐ_１を求める。

その後、図２のステップＳＴ５において、ステップＳＴ３で求めたΔτ_１＋Δτ_２、及びステップＳＴ４で求めた商ｐ_２／ｐ_１に基づいて、到着時刻差の差Δτ_１−Δτ_２を求める。以下、到着時刻差の差Δτ_１−Δτ_２を求める方法について説明する。

まず、商ｐ_２／ｐ_１に

を乗じて実部と虚部とを算出する。実部は以下の式で表される。

虚部は以下の式で表される。

式（１４）及び式（１５）から、

は、角周波数ωが変動したとき、複素平面上で円周の軌跡を描くことがわかる。角周波数ωを変動させたときの式（１６）の軌跡は、商ｐ_２／ｐ_１の軌跡を、式（９）で表される近似直線の傾きと逆方向に、近似直線の傾きと同じ角度だけ回転させたものである。

回転後の円周の中心座標の実数成分は、式（１４）から、以下の式で表されることがわかる。

従って、回転後の円周の中心座標の実数成分がわかれば、式（１７）からΔτ_１−Δτ_２の値を決定することができる。円周上の少なくとも３点の座標がわかれば、その円周の中心座標を決定することができる。第１実施例では、周波数の異なる３つの電波を受信するため、商ｐ_２／ｐ_１の計算結果から、円周上の３点の座標を決定することができる。式（１７）からΔτ_１−Δτ_２の値を求めるときには、角周波数ωとして、３つの電波の角周波数の平均値を採用するとよい。

次に、図２のステップＳＴ６において、Δτ_１及びΔτ_２を求める。Δτ_１及びΔτ_２は、ステップＳＴ３で求めたΔτ_１＋Δτ_２、及びステップＳＴ５で求めたΔτ_１−Δτ_２から求めることができる。

次に、図２のステップＳＴ７において、ステップＳＴ６で求められた到着時刻差Δτ_１、Δτ_２から、電波の到来方向θ_１、θ_２（図３Ａ）を求める。到来方向θ_１及びθ_２は、以下の式から求めることができる。

ここで、Ｄは２つのアンテナ１１の間隔（図３Ａ）であり、ｃは光速である。

式（１８）を解くと、到来方向θ_１、θ_２には、プラスマイナスの符号の不確定性が残る。さらに、Δτ_１とΔτ_２とが入れ替わった状態が存在するため、到来方向θ_１とθ_２とのどちらが直達波のものかを決定することができない。直達波の到来方向θ_１を一意に特定するには、実際の送信機２０（図１）の移動範囲、電波を反射させる物体の配置等を、予め別の方法で確認しておけばよい。これらの情報から、直達波の到来方向θ_１を一意に特定することが可能になる。

次に、図４から図６までの各図面を参照して、第１実施例による電波到来方向推定装置１０で電波の到来方向を推定する方法で到来方向を求めるシミュレーションについて説明する。

図４は、シミュレーションを行った電波送受信系の概略図である。送信用のアンテナ２３から受信用の２つのアンテナ１１までの距離を５ｍとした。第１経路Ｐ_１を伝搬する直達波の到来方向θ_１を０°とし、第２経路Ｐ_２を伝搬する反射波の到来方向θ_２を−４５°とした。受信用の２つのアンテナ１１の間隔Ｄを０．１ｍとした。電波到来方向の推定に用いる電波の周波数を２．４０ＧＨｚ以上２．４８ＧＨｚ以下とし、２ＭＨｚ刻みで周波数を変化させた。

図５Ａは、周波数を変化させたときの積ｐ_１ ^＊・ｐ_２の、複素平面上における軌跡を示すグラフである。この軌跡は、ほぼ直線Ｌで近似できることがわかる。実数軸からこの直線Ｌまでの傾き角をαで表す。

図５Ｂは、周波数を変化させたときの商ｐ_２／ｐ_１の、複素平面上における軌跡を示すグラフである。この軌跡は、円周Ｃ_１の一部分である。この円周Ｃ_１を、図５Ａに示した近似直線Ｌの傾きとは反対向きに傾き角αだけ回転移動させて得られる円周Ｃ_２の一部が、式（１６）の軌跡に対応する。円周Ｃ_２の中心座標の実部が式（１７）に相当する。

近似直線Ｌの傾き角α、及び円周Ｃ_２の中心座標の実部から、Δτ_１、Δτ_２を求めることができる。Δτ_１、Δτ_２、及びアンテナ１１の間隔Ｄから、電波の到来方向θ_１、θ_２を求めることができる。

図６は、シミュレーション対象の電波送受信系（図４）で定義した真値と、シミュレーションによって求めた値とを比較して示す図表である。第１経路Ｐ_１を伝搬する直達波の到来方向θ_１の真値とシミュレーション値との差は０．２°であり、第２経路Ｐ_２を伝搬する反射波の到来方向θ_２の真値とシミュレーション値との差は１．８°である。この結果から、第１実施例による電波到来方向推定装置１０を用いることにより、十分高い精度で到来方向を推定できることがわかる。

上記シミュレーションでは、周波数２．４０ＧＨｚ以上２．４８ＧＨｚ以下の帯域内で、２ＭＨｚ刻みで周波数を変化させたが、実際の測定では、周波数の異なる３つの電波を用いればよい。

次に、第１実施例の優れた効果について説明する。
第１実施例では、マルチパス環境下においても、固定された２つの受信用のアンテナ１１（図１）を用いて、電波の到来方向を推定することができる。このように、第１実施例では、３個以上の受信用のアンテナを必要とせず、回転台等の機械的な可動機構を必要としない。このため、既存の無線システムをそのまま利用して、電波の到来方向を推定することができる。また、電波の到来方向を求めるための演算量が、従来の方法と比べて極めて少ないため、演算部１４（図１）のハードウェアの低コスト化及び低消費電力化を図ることができる。

第１実施例では、周波数の異なる３つの電波のそれぞれに関する積ｐ_１ ^＊・ｐ_２の値を複素平面上にプロットした３点が１本の近似直線（図５Ａの近似直線Ｌ）上に位置すると仮定した。この近似が成立するようにするために、３つの電波の比帯域を５％未満にすることが好ましい。ここで、比帯域とは、３つの電波の最高周波数と最低周波数との差（帯域幅）を、中心周波数で除した値を意味する。例えば、図４から図６までの図面で説明したシミュレーションで用いた電波の周波数は２．４０ＧＨｚ以上２．４８ＧＨｚ以下である。この帯域内の電波から、周波数２．４０ＧＨｚ、２．４４ＧＨｚ、２．４８ＧＨｚの３つの電波を用いて電波の到来方向を推定する場合、帯域幅は０．０８ＧＨｚであり、中心周波数は２．４４ＧＨｚである。この場合、比帯域は約３．３％になる。

逆に、比帯域を小さくしすぎると、３つの電波に対応する複素平面上の３つの点が接近して、近似直線の傾きや、円周の中心座標を求めるときに誤差が生じやすくなる。近似直線の傾きや、円周の中心座標の計算精度を高く維持するために、比帯域を３％以上にすることが好ましい。

第１実施例で用いる周波数の異なる３つの電波として、マイクロ波またはミリ波を用いることが好ましい。マイクロ波またはミリ波を用いると、２つのアンテナ１１（図１、図３Ａ）の間隔Ｄを数ｍｍから数ｃｍの範囲に設定することができる。このため、電波到来方向推定装置１０の製造が容易であり、かつ電波の到来方向の推定精度を高めることができるという効果が得られる。さらに、無線局としての登録や免許取得が不要かまたは簡易な２．４ＧＨｚ帯のＩＳＭバンドを用いるとよい。

次に、第１実施例の種々の変形例について説明する。
第１実施例では、前述のように、ステップＳＴ３（図２）でΔτ_１＋Δτ_２を一意に求めるために、２つのアンテナ１１の間隔Ｄをλ／４未満にすることが好ましい。送信機２０の移動範囲が制限されており、電波の到来方向も一定の角度範囲内に制限されている場合には、２つのアンテナ１１の間隔Ｄがλ／４以上であっても、Δτ_１＋Δτ_２を一意に求めることができる場合がある。例えば、建物内の直交する壁面の角部分に受信用のアンテナ１１を設置し、建物内の送信機２０からの電波の到来方向を推定する場合には、電波の到来方向は、水平方向に関して角度９０°の範囲内に制限される。

上記第１実施例では、複素信号ｐ_１の複素共役ｐ_１ ^＊と、他の複素信号ｐ_２との積ｐ_１ ^＊・ｐ_２、及び複素信号ｐ_２を複素信号ｐ_１で除した商ｐ_２／ｐ_１とに基づいて、電波の到来方向を求めた。その他の方法として、除算の分母分子を入れ替えて、積ｐ_１ ^＊・ｐ_２、及び商ｐ_１／ｐ_２とに基づいて、電波の到来方向を求めてもよい。

その他に、式（５）及び式（６）とからなる連立方程式を解いて、Δτ_１及びΔτ_２を求めてもよい。式（５）及び式（６）から、角周波数ωが異なる６元連立方程式が得られる。未知数は、振幅ａ_１、ａ_２、ローカルクロック信号を基準とした位相に相当する時間τ_１１、τ_１２、τ_２１、τ_２２の６個である。従って、この６元連立方程式を解くことにより、到着時刻差Δτ_１及びΔτ_２を求めることができる。

第１実施例では、２つのアンテナ１１に対してそれぞれ受信部１３を設けたが、受信部１３は必ずしも２つ配置する必要はなく、１つの受信部１３を２つのアンテナ１１で共用してもよい。例えば、１つの受信部１３が、２つのアンテナ１１の受信処理を時分割で行うようにするとよい。

上述のように、第１実施例による電波到来方向推定装置１０を用いて、電波の到来方向を推定することができる。複数の電波到来方向推定装置１０を配置することにより、送信機２０（図１）の位置を特性することが可能になる。

［第２実施例］
次に、図７を参照して第２実施例による電波到来方向推定装置１０について説明する。以下、第１実施例による電波到来方向推定装置１０と共通の構成については説明を省略する。第２実施例では、送信機２０（図１）と電波到来方向推定装置１０とが、既存の無線通信用プロトコルに準拠した通信を行う。無線通信用プロトコルの例として、例えばブルートゥースローエナジ（ＢＬＥ）、ＷｉＦｉ、ＺｉｇＢｅｅ（登録商標）等が挙げられる。

図７は、第２実施例による電波到来方向推定装置１０のブロック図である。第２実施例による電波到来方向推定装置１０は復調部１７を備えている。２つの受信部１３から出力された複素信号が復調部１７に入力される。復調部１７は、入力された複素信号を復調する。

第２実施例においては、既存の無線通信システムの受信機を、電波到来方向推定装置と共用することができる。さらに、１つの装置で、電波到来方向の推定とデータ通信との両方の処理を行うことができる。例えば、電波到来方向の推定を行う際に用いる電波として、ＢＬＥのアドバタイジングチャネルの信号を用いるとよい。特に、送受信信号中の信号パターンが予め決まっているようなフィールドを、電波到来方向の推定に用いるとよい。

上述の各実施例は例示であり、異なる実施例で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。複数の実施例の同様の構成による同様の作用効果については実施例ごとには逐次言及しない。さらに、本発明は上述の実施例に制限されるものではない。例えば、種々の変更、改良、組み合わせ等が可能なことは当業者に自明であろう。

１０ 電波到来方向推定装置
１１ アンテナ
１１Ａ 第１アンテナ
１１Ｂ 第２アンテナ
１２ 局部発振器
１３ 受信部
１４ 演算部
１５ 出力部
１６ 出力装置
１７ 復調部
２０ 送信機
２１ 局部発振器
２２ 信号生成部
２３ アンテナ
Ｐ_１ 第１経路
Ｐ_２ 第２経路
θ_１ 第１経路を伝搬する電波の到来方向
θ_２ 第２経路を伝搬する電波の到来方向

Claims (7)

1. 周波数が異なる３つの電波を受信する２つのアンテナと、
   前記２つのアンテナでそれぞれ受信した周波数の異なる前記３つの電波の受信信号に基づいて、同一の送信箇所から相互に異なる２つの経路を伝搬して前記２つのアンテナに到来する前記３つの電波の到来方向を求める演算部と
   を有し、
   前記演算部は、
   前記３つの電波のそれぞれについて、前記２つのアンテナで受信した受信信号をそれぞれ複素表現に置き換えた２つの複素信号の一方の複素共役と他方との積、及び前記２つの複素信号の一方を他方で除算した商とを求め、
   前記３つの電波のそれぞれについて求められた前記積と前記商とに基づいて、前記３つの電波の到来方向を求める電波到来方向推定装置。
2. 前記演算部は、
   前記３つの電波についてそれぞれ求められた前記積に対応する複素平面上の３つの点に基づいて求められた近似直線の傾き、及び前記３つの電波についてそれぞれ求められた前記商に対応する複素平面上の３つの点を通過する円周の中心座標に基づいて、前記３つの電波の到来方向を求める請求項１に記載の電波到来方向推定装置。
3. 前記２つのアンテナの間隔が、前記３つの電波の波長のうち最小の波長の１／４以下である請求項１または２に記載の電波到来方向推定装置。
4. 前記３つの電波の比帯域が５％未満である請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電波到来方向推定装置。
5. 前記３つの電波は、マイクロ波またはミリ波である請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電波到来方向推定装置。
6. 前記３つの電波は、ある無線通信用プロトコルに準拠したものである請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電波到来方向推定装置。
7. 前記３つの電波は、２．４ＧＨｚ帯のＩＳＭバンドの電波である請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電波到来方向推定装置。
   

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