DE2848625A1 - Anordnung zum gebrauch in einem flugzeug zum detektieren von hindernissen - Google Patents
Anordnung zum gebrauch in einem flugzeug zum detektieren von hindernissenInfo
- Publication number
- DE2848625A1 DE2848625A1 DE19782848625 DE2848625A DE2848625A1 DE 2848625 A1 DE2848625 A1 DE 2848625A1 DE 19782848625 DE19782848625 DE 19782848625 DE 2848625 A DE2848625 A DE 2848625A DE 2848625 A1 DE2848625 A1 DE 2848625A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- arrangement
- circuit
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
- G01S13/93—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes
- G01S13/933—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes of aircraft or spacecraft
- G01S13/935—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes of aircraft or spacecraft for terrain-avoidance
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
- G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
- G01S13/343—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal using sawtooth modulation
Description
3.11.1978 1 PHF 77
"Anordnung zum Gebraucli in einem Flugzeug zum Detektieren
von Hindernissen"
Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zum Gebrauch in einem Flugzeug ztim Detektieren von Hindernissen,
wobei die genannte Anordnung von dem CW-Rctdartyp ist und
mit einem mit einer festen Sendeantenne verbundenen Gene—
ra.tor zum Erzeugen eines frequenzmodulier I en HF-Signals,
einer ersten festen Empfangsειηtenne, ex'sten Mitteln zum
Liefern eines Schwebungssignals zwischen dem ausgestrahlten
Signal und dem empfangenen Signal, einer Ausgangsschaltung sowie einer Alarmschaltung vei'sehen ist.
Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine einfache, ztiverlässige
und gedrängte Radaranordnung zu verwirklichen, die ortsfest in einem Flugzeug angeordnet ist und zwar zum
Detektieren von Hindernissen und die mit ortsfest angeordneten nicht beweglichen Antennen versehen ist und ein Aiarmsignal
erzeugt, wenn sich in der Fluglinie des Flugzeuges beispielsweise in einem Abstand von zwei Kilometern ein
Hindernis befindet. Eine derartige Anordnung muss jedoch einerseits für parasitäre Hindernisse, wie Hagelschauer
oder Wolken unempfindlich sein und andererseits für Hindernisse
geringer Abmessungen, wie beispielsweise eine elektrische Leitung, einen Fabriksschlot usw. möglichst empfindlich
bleiben.
Nach dex- Erfindung ist diese Anordnung dazu mit eper
zwei ten festen Einp fangs an t enn c , zweiten Mitteln zu Erzeugen
909821/0534
3.11.78 · & PHF 77
eines zweiten Schwebungssignals zwischen dem von dieser
zweiten Empfangsantenne empfangenen Signal und dem ausgestrahlten
Signal versehen, welche Antennen sich in einem bestimmten Abstand voneinander befinden und mit je einem
Signalverarbeitungskreis verbunden sind, wobei diese Kreise denselben Aufbau haben und über die betreffenden Ausgänge
mit der genannten Ausgangsschaltung über einen ersten Multiplizierer verbunden sind und dass die genannte Anordnung
Mittel enthält zum Demodulieren des genannten amlitudengenormten Signals mittels eines Signals, dessen Frequenz
von dem ausgestrahlten Signal abgeleitet und für den genannten bestimmten Abstand repräsentativ ist, Mitteln
zum Regeln des maximalen Wertes der Frequenz des genannten demodulierten Signals und ebenfalls mit einem Frequenzanalysator
zum Analysieren der Form der Umhüllenden des Spektrums des Ausgangssignals mindestens eines der genannten
Verarbeitungskreise und dessen Ausgang mit einem zweiten Eingang der genannten Ausgangsschaltung verbunden ist.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichmangen
dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild der erfindungsgcmässen
Anordnung,
Flg. 2 Frequenzspektren der Ausgangssignale eines Kreises zur Verarbeitung des empfangenen Signals.
Die in Fig. 1 dargestellte Anordnung enthält einen Sendekreis für das hochfrequente Signal und dieser Kreis
wird durch die Kaskadenschaltung eines Taktimpulsgenerators 1, eines Sägezahngenerators 2, eines HF-Signalgenerator 3 und
einer Sendeantenne h gebildet.
Der Generator 1 strahlt Impulse mit fester Frequenz Fr = —— aus. Diese zum Generator 2 übertragenen Impulse
verursachen in diesem Generator ein sägezahnförmiges Signal, dessen "Sägezähne" vorzugsweise asymmetrisch sind. Im
weiteren Text wird vorausgesetzt, dass jeder Sägezahn in der Zeit linear abnimmt. Das genannte sägezahnförmige Signal
steuert den Generator 3 derart, dass daraus eine Frequenzmodulation
entsteht. Das ausgestrahlte frequenzmoduliert©
909821/0534
3.11.78. ■ . ■ 3- PHF 77 579
Signal hat eine zentrale Frequenz F von etwa k GHz (Zentimeter··
wellen). Die Amplitude der Modulationsfrequenz Δ F beträgt etwa 1,5 MHz, während die Wiederholungsfrequenz der Sägezähne
etwa 20 kHz beträgt. Die Sendeantenne h, deren Abmessungen gering sind, ist eine feste schwach richtungsempfindliche
Antenne, die zur Vorderseite des Flugzeuges gerichtet ist.
Die Anordnung nach Fig. 1 enthält ebenfalls erste und zweite Verarbeitungskreise für das empfangene Signal,
1D das als Echosignal des ausgestrahlten Signals erhalten wird
und von einem Hindernis (oder mehreren Hindernissen), das sich vor dem Flugzeug befindet, herrührt. Jeder Verarbeitungskreis
enthält die untenstehend bezeichneten Elemente, die in der untenstehenden Reihenfolge miteinander verbunden
^ sind: eine Empfangsantenne 5>
(oder 6), eine Koppelanordnung 7 (oder 8), ein Bandpassfilter 9 (oder 10), eine
Diode 11 (oder 12), einen Vorverstärker 13 (oder 1U), eine
Frequenzmischstufe 15 (oder i6) und ein Tiefpassfilter 17
(oder 18), dessen Ausgang durch 19 (oder 2θ) bezeichnet ist.
Ein Multiplizierer 21 ist mit den Ausgängen 19 und 20 der
beiden Kreise verbunden und liefert einer Ausgangsschaltung 22 ein Ausgangssignal. Ebenso wie die Sendeantenne sind auch
die genannten Antennen 5 und 6 auf der Vorderseite des Flugzeugs angeordnet. Mit Hilfe der Koppelanordnuxigen 7» 8
ist es möglich, dem von jeder Empfangsantenne 5» 6 empfangenen
Signal das durch das ausgestrahlte Signal gebildete
Ortsoszillatorsignal zu überlagern. Der Unterschied in elektrischer Länge der Koppelleitungen, die die Koppelanordnungen
7t 8 mit der Sendeantenne verbinden, beträgt
eine Viertelwellenlänge ( ~h/h) der Wellenlänge der ausgestrahlten
Welle, so dass die Eingangssignale der Filter 9»10 tun etwa 90° gegenübereinander verschoben sind. Die genannten
Filter sind HF-Filter zum Eliminieren etwaiger Störsignale, die beispielsweise durch andere Radaranordnungen verursacht
werden, die Signale ausstrahlen mit Frequenzen, die ausserhalb
des Frequenzbandes der Anordnung nach der Erfindung liegen. Die Dioden 11, 12 mischen das empfangene Signal mit
909821/0534
3. 1 1.78 V PHF 77
dem ausgestrahlten Signal und liefern ein Schwebungssignal
mit den Frequenzen fb.. (bzw. fbp, wobei fb.. = fb„ ist).
Das Frequenzspektrum dieses Signals wird ausschliesslich
durch in gleichem Abstand voneinander liegende Spektrallinien mit der Frequenz Fr gebildet. Jede Spektrallinie
hat eine Frequenz, die ein Vielfaches der Frequenz Fr vermehrt bzw. verringert um die Dopplerfrequenz ist.
Das genannte Schwebungssignal ist also gleichzeitig einerseits dem Dopplereffekt, zuzuschreiben, der für die
W relative Geschwindigkeit repräsentativ ist und andererseits
dem Abs l-andseff ekt, wobei die Rangordnungsnummer
jeder Spektral]inie des Spektrums mit einem bestimmten
Abstand vor dem Flugzeug kombiniert werden kann, wobei der genannte Abstand um die Rangordnungsnummer der Spektral-
^ linie vergrössert. Das Spektrum jedes Schwebungssignals
zeigt eine maximale Energie bei derjenigen Frequenzkomponente,
die dem Abstand von dem Hindernis entspricht. Irn allgemeinen tritt dieser maximale Energieinhalt bei zwei
oder drei nebeneinander liegenden Spektrallinien des Spektrums auf, was bedeutet, dass das Hindernis einige hundert
Meter lang ist. Die Vorverstärker 13, 14 sind identisch
und ihre Funktion ist die Pegeländertingen des empfangenen
Signals autornatisch auszugleichen, wobei die genannten
Änderungen insbesondere durch die Oberfläche des Hinder-
nisses verursacht sind. Wie weiterhin im Text erläutert wird, wird die genannte Pegelregelung mittels einer Regelschleife
erhalten, Das Durchlassband der genannten Vorverstärker entspricht dem Bereich der zu überwachenden Abstände.
Das genannte Durchlassband erstreckt sich über
beispielsweise 50 kHz und ist um eine Frequenz von etwa
kHz zentriert. In den Frequenzmischstufen 15, 16 werden
die zugeführten Sxgnale miteinander multipliziert. Die Filter 17, 18 haben ein festes Durchlassband in der Grössenordnung
von einigen kHz und sind zum Unterdrücken der
HF-Komponente des Ausgangssignals der Mischstufen 15, eingerichtet. Der Multiplizierer 21 ist den beiden Kreisen
gemeinsam. Die Aufgabe dieses Multiplizierers 21 ist einen Phasenunterschied zwischen den AusgangsSignalen der genannten
909821/0534
3.11.78. -5. PHF 77 379
Kreise deutlich zum Ausdruck bringen. Da die beiden Verarbeitungskreise
bei hoher Frequenz funktionieren, sei erwähnt, dass die bei verschiedenen Pegeln eingeführten Phasenverschiebungen
zwd.schen den beiden Kreisen (Empfangsantonnen,
Koppelanordnungen, etwaigen Frequenzmischstufen) allgebraisch
addiert und bis zum Ausgang der genannten Kreise aufbewahrt werden, was von grösster Bedeutung ist, wie dies in der nachfolgenden
Beschreibung der Wirkungsweise der Anordnung ersichtlich ist.
Ausser dem Kreis zum Ausstrahlen des HF-Signals und den
ersten und zweiten Kreisen zum Erzeugen des empfangenen Signals enthält diese Anordnung ebenfalls eine Regelschleife
zum Regeln der Amplitude der Schwebungssignale, einen Kreis zum Synthetisieren eines Signals, eine "Dopplereffektfolgeschleife",
eine Schaltung zum Analysieren der Vorderflanke des Dopplereffektes und eine Ausgangsschaltung 22, deren
Ausgang 23 ein logisches Signal liefert, das nötigenfalls eine nicht dargestellte Alarmschal tung akti\riert, wobei die
genannte Alarmschaltung beispielsweise ein visuelles oder ein auditives Signal erzeugen kann.
Der Ausgang eines der beiden Kreise zur Verarbeitung des empfangenen Signals, beispielsweise der Ausgang 20, ist
mit zwei Eingängen eines Multiplizierers 2k verbunden, dessen Ausgang über eine automatische Verstärkungssteuerschaltung
mit dem gemeinsamen Verstärkungssteuereingang der Vorverstärker 13 und 1^ verbunden ist; dieses Ganze bildet die
Schleife zur Regelung der Amplitude des Schwebungssignals.
Andererseits enthält der Kreis zum Synthetisieren eines Signals den Taktimpulsgenerator 1, der über einen Abstandsfenstersignalgenerator
an eine Mischstufe 26 angeschlossen ist Dieser Generator 27 eines bekannten Typs erzeugt ein Signal,
dessen Frequenzspektrum auf eine Spektrallinie oder auf mehrere nebeneinander liegende Spektrallinien beschränkt ist,
wobei die Frequenzen dieser Linien ganzen Vielfachen der
3$ Frequenz Fr entsprechen. Abhängig von der Art eines möglichen
Hindernisses und von der gewünschten Genauigkeit der Anordnung kann das genannte Signal, das den Mischstufen 15»
16 zugeführt wird, durch beispielsweise nur eine Spektrallinie
909821/0534
3.11.78 & PHF 77 579
gebildet werden.
Die Dopplereffektfolgeschleife wird durch die Kaskadenschaltung
des Ausganges eines der Filter 17> 18» beispielsweise
Ausgang 20, einer Dopplerfolgeschaltung 28, der Frequenzstufe
26, von der ein zweiter Eingang das Ausgangssignal der Schaltung 27 erhält., eines Durchlassfilters 29,
das mit dem Ausgang der Mischstufe 26 verbunden ist und dessen Ausgang unmittelbar mit einem Eingang der Mischstufe
16 verbunden ist und über eine Stabilitätskorrektur-
W schaltung 31 mit einem Eingang der Mischstufe 15. Die genannte
Schaltungsanordnung 31 erteilt dem Schwebungssignal eine
Phasenverschiebung über einen positiven oder negativen Winkel, abhängig von dem Kreis, auf dem das genannte Schwebungssignal
seinen Einfluss ausübt, wobei die Grosse des genannten
^ Winkels für den Stabilitätswinkel des Flugzeuges repräsentativ
ist.
Der Ausgang 20 ist ebenfalls mit einer Spektrumanalyseschaltung 33 verbunden. Abhängig von der Form des Spektrums
des dieser Schaltung 33 zugeführten Signals liefert diese
" Schaltungsanordnung an einem zweiten Eingang der Schaltungsanordnung
22 ein Signal, das bestimmte Eigenschaften des Frequenzspektrunis von dem Signal kennzeichnet, das am Ausgang
20 auftritt.
WIRKUNGSWEISE DER ANORDNUNG:
WIRKUNGSWEISE DER ANORDNUNG:
*® Die Anordnung hat nun zur Aufgabe, ein Alarmsignal
zu liefern, wenn ein praktisch frontales Hindernis in einem vorbestimmten Abstand vor einem in der Luft befindlichen
Flugzeug erscheint. Die Anordnung ist imstande, ein Hindernis zu "wählen" in einem geschlossenen vor dem Flugzeug
. 3" liegenden Volumen, wobei jedoch die Anordnung "blind" bleibt
und nicht beeinflusst wird durch ein beliebiges anderes hindernis in dem Raum ausserhalb des genannten Volumens.
Die Empfindlichkeit der Anordnung für ein Hindernis, das
sich in dem genannten geschlossenen Volumen befindet, ist von der relativen Geschwindigkeit, mit der sich das Flugzeug
in Richtung des Hindernisses bewegt, abhängig. Dies gelangt nämlich zum Avisdruck in der besonderen Form des Spektrums
des Schwebungssignals mit der Frequenz fb., oder fb„ am Ausgang
909821/0534
3.11.78 Ί PHF 77 579
der Dioden 11 und 12. Das genannte geschlossene Volumen wird durch die Oberflächen zweier Kugelsegmente mit vorbestinimtem
Radius und bei denen dieMitte mit dem Flugzeug zusammenfällt,
sowie durch eine kegelförmige Oberfläche, deren Achse mit
der Flugzeugachse zusammenfällt und dessen Scheitelpunkt mit den Antennen der Anordnung zusammenfällt, begrenzt. Der auf
diese Weise definierte Raum ist bereits als "Abstandsfenster"
bezeichnet und wird durch den Synthesekreis verwirklicht, der durch die Elemente 1, 27, 26, 29, 30, 16 bzw. 31, 15 gebildet
wird. Die wichtigste Aufgabe der genannten Verarbeitungskreise ist das Analysieren der Phasenverschiebung zwischen
den von den beiden Antennen 5> 6 empfangenen Wellen. Diese Phasenverschiebung ist nämlich ein Mass für den Winkel
zwischen der Richtung Flugzeug-Hindernis und der Flugebene
"* oder der horizontalen Ebene. Die Form des Spektrums des
empfangenen Signals wird nun ciuch durch die Richtung Flugzeug-Hindernis
und die sich daraus ergebende Dopplerverschiebung, sowie durch die Art des Hindernisses selbst bestimmt.
Dieses Spektrum wird nun durch die Schaltungsanordnung 33 analysiert.
Die Aufgabe der Regelschleife zur Regelung der Amplitude des empfangenen Signals und der Dopplerfolgeschleife ist,
dass in der Amplitude Normen bzw. in der maximalen Frequenz
Normen der Ausgangssignale der Multiplizierer 1 und 2k.
Um die genannte Anordnung Funktionieren zu lassen, wie
obenstehend angegeben und um eine stabile Wirkung zu erhalten, die schwer störbar und ausserdem empfindlich ist, ist es
notwendig, in bezug auf die Werte oder die Wertbereiche der sich geltend machenden Parameter eine Wahl zu machen.
An erster Stelle ist die ausgestrahlte Welle eine
■Zentimeterwelle, was eine Frequenz F bedeutet in der Grössenprdnung von einigen Gigahertz. Als zentrale Frequenz der
HF~Signalgenerators 3 wird beispielsweise die Frequenz F = 4,28 GHz gewählt, d.h. eine Wellenlänge ^ = 7 cm.
Die Wiederholungsfrequenz der Sägezähne mit der Frequenz Fr wird derart gewählt, dass keine einzige Mehrdeutigkeit
zwischen den beiden Frequenzen möglich ist: (m+i)Fr (mFr
+ F max) und(m Fr + Fd max) - m Fr, wobei m eine ganze
909821/0534
3.11.78 /f PHP 77
Zahl und Fd max die höchste durch die Anordnung detektierbare
Dopplerfrequenz ist. Diese Dopplerfrequenz Fd max muss immer kleiner sein als Fr. Insbesondere muss gelten, dass
Fr > 2 Fd max ist (1).
Der Wert Fd max tritt auf, wenn ein Hindernis sich genau in der Mitte vor dem Flugzeug befindet und das Flug-~
zeug seine maximale Geschwindigkeit hat und das Hindernis stillsteht. Bewegt sich das Hindernis jedoch mit maximaler
Geschwindigkeit in Richtung des Flugzeuges, so ist Fd max
w höher.
Als Daten gelten: die bekannten Leistungsmöglichkeiten des Flugzeuges und die möglichst hohe Fluggeschwindigkeit:
so kann aus (i) der Wert von Fr bestimmt werden. Vorausgesetzt beispielsweise Va = 278 Meter/Sekunde, Fd max = ~3^~
= 7936 Hz, so kann für Fr gewählt werden: 20 kHz. Eine
weitere Variable ist die Breite des Abstandsfensters, d.h. der Abstand zwischen den beiden bereits definierten Kugelsegmenten.
Dieses Abstandsfenster wird durch die Wahl der Anzahl nebeneinander liegender und vom Generator 27 erzeugter
Frequenzkomponenten und durch den Wert der Modulationsfrequenz Fi' völlig bestimmt. Es ist nämlich so, dass ein
Abstandsfenster für eine FM-Radaranordnung dadurch verwirklicht
werden kann, dass das empfangene Signal mit Hilfe eines harmonischen Signals demoduliert wird, dessen Frequenz der
Modulationsfrequenz, im vorliegenden Fall also dem Wert Fr entspricht. In der Anordnung nach Fig. 1 wird diese Demodulation
in den Mischstufen I5 und 16 mit dem in der Frequenz-.
mischstufe 26 in der Frequenz verschobenen Ausgangssignal
des Generators 27 durchgeführt. Der Zusammenhang, den es zwischen dem Unterschied in der ausgestrahlten und der
empfangenen Frequenz und dem Abstand von dem Hindernis gibt, wird gegeben durch:
worin:
£ die Fortpflanzungsgeschwindigkeit einer elektromagnetischen
Welle ist,
jd ein Abstand zwischen dem Hindernis und dem Flugzeug ist und
F^ eine auf den genannten Abstand d bezogene Frequenz ist.
909821/0534
3.11.78. _y PHF 77
Venn von einer Demodulation mit Hilfe von drei Spektrallinien ausgegangen wird, werden die Radien r.. und r„ der
beiden Kugelsegmente durch die zwei äusseren Spektrallinien bestimmt. Aus (2) folgt dann, dass
r1 = * (n + 1) Fr
und
und
r.
Tr. c
(n - 1) Fr (4)
2 ~ 2AF
wobei η die Rangordnungsnummer der mittleren Spektrallinie bezeichnet.
Aus den Beziehungen (3) und (k) folgt nun, dass:
wobei η die Rangordnungsnummer der mittleren Spektrallinie bezeichnet.
Aus den Beziehungen (3) und (k) folgt nun, dass:
Γ1 " r2 = Tf istl (5)
Venn von einer Demodulation mit Hilfe von zwei Spektrallinien ausgegangen wird, so gilt, dass:
r1 ~ r2 = Τ
Venn für das Abstandsfenster eine Breite von beispielsweise
r.. - r„ = 200 ni gewünscht wird und wenn davon ausgegangen
wird, dass die Demodulation des empfangenen Signals mit drei Frequenzkompoiienten stattfindet, folgt aus dem
Ausdruck (5)> dass:
Λ F = = 1,5 MHz.
1 2
Der Radius r dieses Abstandsfensters ist weiterhin aus-
Der Radius r dieses Abstandsfensters ist weiterhin aus-
schliesslich von der Rangordnungsnummer der zentralen Spektrallinie
abhängig. Dieser Radius r kann folglich aus den Formeln (3) tJnd (h) berechnet werden:
Tr. c
r n Fr
wobei η unbedingterweise eine ganze Zahl sein muss.
Venn r etwa 2 km betragen muss, wird der Vert n gleich:
n = iAL£ = 20
Der gewünschten Einfachheit und Festigkeit des verwendeten Materials wegen sind die gewählten Antennen fest und
wenig richtungsempfindlich. Die feste Anordnung der genannten
Antennen lässt die Detektion des Veglängenunterschiedes zwischen der eintreffenden Velle auf der einen Antenne und der
eintreffenden Velle auf der anderen Antenne zu. Venn der
zwischen der Richtung Flugzeug-Hindernis und der Flugebene gebildete Vinkel dxirch θ bezeichnet wird und wenn deutlichkeitshalber
vorausgesetzt wird, dass es nur ein punktförmiges
909821/0534
3.11.78. ■ xf' I1HF 77 579
Hindernis anbelangt, das sich, in dem Abstandsfenster befindet,
entspricht der Weglängenunterschied Az zwischen den beiden
eintreffenden Wellen der Foi^nel:
Δζ = χ sin θ (7)
* in der der Wert x, der positiv ist, den Abstand zwischen den
übereinander angeordneten Empfangsantennen senkrecht zur
Ebene des Flugzeuges bezeichnet. Der genannte Weglängenunterschied entspricht einer Phasenverschiebung 2 ΔΥ5 zwischen den
von den Empfangsantennen übertragenen Signalen, so dass
2ΑΨ= -^- . ZT . (8).
Es sei bemerkt, dass diese Phasenverschiebung positiv oder negativ sein kann und zwar abhängig von der Tatsache,
ob der Winkel $■ selbst positiv (Hindernis oberhalb der Flugebene) oder negativ (Hindernis unterhalb der Flugebene) ist.
Eine geeignete Wahl von χ gegenüber 7\ wird zu einer eindeutigen
Beziehung zwischen den Winkeln 2 At1 und θ führen
müssen und zwar derart, dass der Wort von θ dabei auf einen
maximalen Wert θ max begrenzt bleibt, der im Absolutwert
26
kleiner ist als -x— und wobei ausserdem vorausgesetzt werden
kann, dass ein etwaiges von der Detektionsanordnung detektiertes Hindernis zu einem derartigen Dopplerfrequenzspektrum
führt, dass kein Alarmsignal auftreten kann.' Unter Berücksichtigung des Obenstehenden lässt sich sagen, dass
}2&^1 = 3L- für θ = Q max. Dies führt entsprechend den
Formeln (7) und (8) zu der nachfolgenden Beziehung:
T* χ sin i 9 max/ „--%.
■5— - p^
.2» , also
χ =
2L_ L
4 ' sin I θ maxi
- -X- ■
Für |·β max j = beispielsweise, wird
χ= —-?
, was bei einem Wert von 7\ = 7 cm, wie oben-
stohend als Beispiel vorausgesetzt wurde, dass x = 315 cm ist.
Wie bereits angegeben wurde,'wird bei der Phase 2Af
Wie bereits angegeben wurde,'wird bei der Phase 2Af
-ir
noch eine Phasenverschiebung entsprechend —— addiert
3S (Phasenverschiebung zwischen den Koppelanordnungen 7 und 8). An den Ausgängen 19 und 20 der Filter I7 und 18 treten nun
Signale der nachstehenden Form auf:
909821/0534
3., K 78 ■
A sin (2TTFd1 t + 2Ο.Ψ + ^2) =
A cos (2TFd1 t + 2A1/ ),
und A sin (2TFd1 t) .
A cos (2TFd1 t + 2A1/ ),
und A sin (2TFd1 t) .
In diesen Ausdrücken bezeichnet A die genormte maximale
Amplitude des Signals, während Fd1 eine praktisch konstante
niedrige weiterhin im Text definierte Frequenz entsprechend etwa einigen Kilohertz bezeichnet.
Durch Verschiebung des Ursprungspunktes von Ar werden
nun die nachfolgenden Ausdrücke erhalten: A cos(2 TFd1 t + Δψ ),
und A SiH(SlFd1 t - Δ '~P ).
und A SiH(SlFd1 t - Δ '~P ).
Das Produkt aus diesen beiden Ausgangssignalen ist:
2 2
~ sin 4TTFd1 t - ~ sin (2Af),
Der mittlere Wert dieser Funktion ist —sin 2 i\f bzw,
„sin ( 2L ΐ^
2 sin I θ max I '
Für kleine Werte von θ ist dieser Ausdruck etwa gleich
Für kleine Werte von θ ist dieser Ausdruck etwa gleich
- sin( 7;—: τη
) Θ. Dieser Ausdruck ist abhängig von -Θ,
x 2sxn j θ maxi
was es ermöglicht einen Unterschied zwischen einem Hindernis oberhalb der Flugebene und einem Hindernis unterhalb der
A2 Flugebene zu unterscheiden. Das zweite Glied —- SXn(^TfFd1 t),
et \
das eine viel höhere Frequenz hat und auftritt, wenn eine
Schwingung auf beiden Seiten der -r
sin 2AiP-Kurve auftritt,
wird durch Filterung in der Schaltungsanordnung 22 eliminiert.
Die maximale Amplitude A des Signals wird durch die Schleife 20, 2k, 25 bzw. 13, \k genormt. Dazu ist im ein-,
fachsten Fall das Ausgangssignal des Multiplizierers 2k
gleich A2sin2(eTT Fd1 t). Von diesem Signal ist die Amplitude
dem Wert A2 proportional. In der Schaltungsanordnung wird
diese Amplitude zum Erzeugen eines Signals benutzt, dessen Pegel eine linear abnehmende Funktion von A2 ist. Dieses
letztgenannte Signal stetxert nun auf bekannte Weise die
Verstärkung der Vorverstärker 13 und 1H. Die genannte Schaltungsanordnung
25 ist folglich als Diskriminator wirksam. Es ist vorteilhaft, für θ max einen geringen Wert zu wählen,
denn dadurch erhält die Anordnung eine entsprechend grössere Empfindlichkeit zur Bestimmung der Lage des Hindernisses
in grösserer oder geringerer Höhe als die Höhe, auf der sich das Flugzeug befindet. Dieses Optimalisierungskriterium ist
909821/0534
3.11.78- · JrtC PHF 77 579
mit dem Optimalisicrungskriteriiim in bezug auf die Schaltungsanordnung
33 gebunden, denn die Form der Umhüllenden des Signalspektrums, die für das empfangene Dopplersignal kennzeichnend
ist, das von dem Hindernis herrührt, ist eben— falls von den Winkeln Θ, in denen die jeweiligen Hindernispunkte,
die vom Flugzeug aus sichtbar sind und innerhalb des Abstandsfensters gesehen werden, weitgehend abhängig
(der Fall eines nicht punktförmigen Hindernisses). Abhängig
von der bei der Analyse der genannten Form erhaltenen Genauig-
^ keit ist es möglich, den Wert θ max um einen entsprechenden
Betrag zu verringern und zwar durch Beeinflussung des Ab—
Standes zwischen den Empfangsantonnen und/oder der Wellenlänge
des ausgestrahlten Signals.
Eine Eigenschaft, die durch die Erfindung benutzt wird in bezug auf den Dopplereffekt ist, dass das Dopplersignal
ein kontinuierliches und auf der Oberseite begrenztes Frequenz-Spektrum
aufweist. In der Anordnung tritt dieser höchste Wert Fd max bei einem kleinsten Winkelwert θ im Abstands—
fenster auf. Im Falle eines frontalen Hindernisses ist
Q=O. Es sei bemerkt, dass der durch die Anordnung gewählte
Vert Fd max nur der höchste Wort ist, der einem Winkel entspricht,
wobei eine Spektrurnkomponente mit einer nicht ver—
nachlässigbaren Amplitude entsteht, d.h., dass die genannte Amplitude von den Frequenzmischstufen 15 und 16 detektiort
werden kann. Dies führt dazu, dass wenn das genannte Spektrum eine langsam sinkende Vorderflanke hat ein Dopplersignal
vorhanden ist, das nicht Null ist, obschon die Amplitude des genannten Signals kleiner ist als ein fester, von der
Anordnung festgehaltener Wert von Fd max. Wenn dagegen das
Spektrum eine steile Vorderflanke hat, entspricht der Wert von Fd max dem Maximalwert der empfangenen Dopplerfrequenz.
Da die Geschwindigkeit Va des Flugzeuges einen beliebigen Wert aufweisen kann und zwar zwischen bestimmten Grenzgeschwindigkeiten
bei einer gegebenen Konfiguration Flugzeug-Hindernis und da die Dopplerfrequenzen der genannten Geschwindigkeit
Va proportional sind, regelt die erflndungsgemässe
Anordnung den Wert Fd max auf einen etwa konstanten Wert Fd. und die Anordnung selektiert bei einem Wert niedriger
9821/0534
3.11.78. - JS PHF 77 579
als Fd1 nur einen gewissen Prozentsatz der Dopplerfrequenzen,
wobei das ganze Dopplerfrequenzgebiet in der Frequenz über denselben ausgeriblicklichen Wert \ Fd1 - Fd max| verschoben
wird. Dieses Frequenzgebiet liegt beispielsweise zwischen 0,95 Fd1 und Fd1 und wird weiterhin im Text als "Vorderflanke"
des Dopplereffekts genannt, wobei diese Flanke steil sein
kann (also deutlich begrenzt) oder "weich" abhängig von der Norm der Lage des Hindernisses gegenüber dem Flugzeug. Diese
Frequenzregelung erfolgt durch die Schleife 20, 28, 26, 29,
1" 30, 16 bzw. 31 j 15· Der Vorteil dieser Regelung ist, dass die
Tiefpassfilter 17> 18 einfach sind. Diese Filter müssen jedoch
einander genau entsprechen, damit keine parasitäre relative Phasenverschiebung zwischen die zwei Kreisen zur Behandlung
des empfangenen Signals eingeführt wird. Die genannte Identitat
der Filter ist möglich durch die Tatsache, dass ihr Durchlassband ein festes Band ist durch die Verwendung der Frequenzre.gelschleif
e. Andererseits ist es möglich, Grenzfrequenzen des genannten Durchlassbandes unabhängig von den möglichen
Dopplerfrequenzen zti wählen und ebenfalls derart zu wählen,
"· dass die genannten Grenzfrequenzen anderen Anforderungen noch
entsprechen. Eine dieser Anforderungen ist, dass die Ausgangsfrequeriz
Fd1 relativ hoch sein muss um auf einfache Weise
durch Filterung in der Schaltungsanordnung 22 das Glied
•p*~ sin (^lTi'Fd1 t) eliminieren zu können. Eine andere An-
" förderung ist, dass die zu dem genannten Durchlassband gehörenden
Frequenzen nicht gleich der Frequenz einer Harmonischen der Wiederholungsfrequenz der Sägezähne Fr sein
dürfen. Ein weiterer Vorteil der genannten Frequenzregelung ist, dass die Fluggeschwindigkeit Va des Flugzeuges zum
Funktionieren der Anordnung nicht bekannt zu sein braucht.
Nach einer nicht dargestellten Ausführungsform der Detektionsanordnung
nach der Erfindung, wobei die Genauigkeit weniger gross sein darf, werden in Fig. 1 die Elemente 28, 2.6 und
fortgelassen, wobei dann der Ausgang des Elementes 27 unmittelbar
mit dem Zweig 30 verbinden ist und das Frequenzdurchlassband der Filter 17» 18 von Fd max abhängig ist,
während in der Schaltungsanordnung 33 die Schaltungsanordnungen zum Analysieren der Energie ebenfalls von der genannten
909821/0534
3.11.78. ■
Frequenz Fd max abhängig sind.
Die Frequenzschleife nach Fig. 1 arbeitet auf die
untenstehend angegebene Weise, wobei deutlichkeitshalber die jeweiligen Frequenzwerte gegeben werden, je nachdem die
S Beschreibung fortschreitet.
Es wird vorausgesetzt, dass unter normalen Flugumständen des Flugzeuges und im Falle eines stillstehenden Hindernisses
der Bereich der möglichen Dopplorfrequenzen sich zwischen den Frequenzen 1 kHz und 8 IcPIz erstreckt (die Geschwindig-W
keit Va ändert sich zwischen 3h,7 m/s und 278 m/s).
Kraft der bereits erwähnten Anforderungen in bezug auf das Durchlassband der Filter 17 und 18 ist das Durchlassband
beispielsweise um den Frequenzwert 20 kHz zentriert. Das
genannte Durchlassband ist beispielsweise durch den Frequenz-IS
wert 29, 33 kHz und 30,77 kHz begrenzt. Die maximale Frequenz des Signals Fd1 c\n den Ausgängen 19j 20 wird beispielsweise
zwischen 30,4 kHz und 30,6 kHz gehalten. Diese Änderung am Eingang der Schaltungsanordnung 28 zeigt sich als Änderung
in entgegengesetztem Sinne eines von der Schaltungsanordnung 28 ausgestrahlten Signals mit einfacher Frequenz Fd^. Diese
Frequenz Fd0 ist derart, dass für jeden Wert von Fd1 zwischen
den genannten Frequenzen die nachfolgende Beziehung gilt:
Fd_ + Fd ' = Fd1.
0 max 1
0 max 1
In der Detektionsanordnung bedeutet eine Änderung von
2δ Fd eine Änderung in entgegengesetztem Sinne von etwa Fd~
und dieser Wert Fd_ ist eine praktisch linear abnehmende Funktion von Fd1.
Wenn Fd1 beispielsweise vom Wert 30,4 kHz zu dem Wert
30,6 kHz ändert, was einer Erhöhung von Fd max urn 1 kHz auf 8 kHz entspricht, verringert der Wert Fd„ von 29,4 kHz zu
22,6 kHz. Das Ausgangssignal der Frequenzmischstufe 2.6 enthält
das Summensignal und das Differenzsignal der den beiden
Ausgängen der genannten Anordnung 26 angebotenen Signale .
Da die Anordnung nach der Erfindung nur die vom Generator *' herrührenden Spektrallinien benutzt, die über die Frequenz
Fd0 positiv verschoben sind, ist die ausschliessliclie
Funktion des Durchlassfilter 29, die dem genannten Summensignal entsprechenden Spektrallinien durchzulassen. Dazu
909821/0534
3.11. 78 · ^4-g- PHF 77
muss Fd hoch genug sein, damit sogar in dem in dieser Hinsicht
nachteiligsten Fall, und zwar in dem Fall von drei Spektrallinien am Ausgang des Generators 27 und vom kleinsten
Wert von Fd, die zwei Spektrallinien dem Summensignal bzw. dem Differenzsignal entsprechen. Ausserdem ist die Breite
des Durchlassbandes des Filters 29 mindestens der Breite des Ausgangsspektrunis des Generators vermehrt um den etwaigen
möglichen grösseren Wert von Fd gleich. Entsprechend dem obenstehenden numerischen Beispiel kann das genannte Durchlassband
zwischen den Frequenzen ^00 kHz und ^70 kHz liegen
und die beiden obenstehend erwähnten Bedingungen sind erfüllt.
Es sei bemerkt, dass das Verschieben der Signale der beiden Verarbeitungskreise über einen Frequenzabstand Fd„
aiich unmittelbar erfolgen kann und zwar dadurch, dass der
Atisgarig des Generators 27 unmittelbar mit dem Zweig 30
verbunden wird und der Ausgang der Schaltungsanordnung 28
unmittelbar mit einer Frequenzmischstufe verbunden wird,
die zwischen der Frequerizinischstufe 15 bzw. 16 und dem
Filter 17 bzw. 18 liegt, wobei dem letztgenannten Filter
seinerseits ein Banddurchlassfiltor folgt, dessen Funktion
der des Filters 29 entspricht.
Die Dopplerfrequerizregelschlei f e und insbesondere die
Schaltungsanordnung 28 können derart eingestellt werden, dass bei einem Wert unter einem minimalen Schwellenwert
von Fd max, beispielsweise Fd max = 1 kHz, der Wert von Fd„
konstant bleibt und gleich einem maximalen Wert, beispielsweise 29,h kHz. Für diesen Dopplerfrequenzbereich' gibt es
von dem Wert Fd max = 0 folglich keine Regelung mehr sondern eine einfache Frequenzverschiebung des empfangenen Signals
und das Signal kann an den Ausgängen I9 und 20 nicht mehr
von der Schaltungsanordnung 30 analysiert werden und zwar
wegen der zu starken Verschieuung nach niedrigeren Frequenzen des oberen Teils des Frequenzspektrums des Signals an den
Ausgängen 19» 20.
Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung 33 i"ur die Spektrunianalyse wird untenstehend an Hand der Fig. 2 näher beschrieben. In dieser Figur 2 zeigt die Kurve C1 das Spektrum des Ausgangssignals am Ausgang 19 und die Kurve Cp das Spektrum
Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung 33 i"ur die Spektrunianalyse wird untenstehend an Hand der Fig. 2 näher beschrieben. In dieser Figur 2 zeigt die Kurve C1 das Spektrum des Ausgangssignals am Ausgang 19 und die Kurve Cp das Spektrum
909821/0534
3.11.78. ytr PHF 77 579
des Ausgarigssignals am Ausgang 20, während Fc1 die untere
Grenzfrequenz und Fc„ die obere Grenzfrequenz der Filter 17
und 18 bezeichnen. Fig. 2 zeigt in a. und _b ebenfalls das
Durchlassband dreier schmaler Spektrumanalysefilter 41,42, h"}·
Der in Fig. 2 dargestellte Fall ist der eines Hindernisses, das parallel zu der Flugebene liegt, wobei dieses Hindernis
beispielsweise ein flacher Boden ist bei horizontalem Flug des Fl-ugzeuges; in diesem Fall tritt eine "weiche" Vorder—
flanke auf. In dem genannten Fall kann vorausgesetzt werden, dass wenn das Flugzeug auf einer ausreichend geringen Höhe
fliegt, das Ausgangssignal des Multiplizierers 21 zu einer
positiven Anzeige in der Ausgangsschaltung 22 führt, beispielsweise
zu einer Anzeige in Form eines logischen Signals "1", wobei die genannte Anzeige das Vorhandensein eines
Hindernisses bedeutet, das sich in einem bestimmten scharfer·
Winkel gesehen, in einem vorbestimmten Abstand vor dem Flugzeug
befindet. Es kann ebenfalls vorausgesetzt werden, dass die Dopplerfrequenzregelsclil'eife funktioniert, was sich
zeigt dux'ch das Vorhandensein der Kurve c„ aus Fig. 2a,
wobei der Wert Fd1, beispielsweise wie im obenstehenden Beispiel,
zwischen 30,4 kHz und 30,6 kHz liegt. In diesem Fall muss die Schaltungsanordnung 33» die im wesentlichen eine
Wertbestimmungsschaltung für das am ei"s ten Eingang der
Schaltungsanordnung 22 empfangene Signal ist, nicht die erste positive Information bewerten, die unmittelbar von
den zwei Verarbeitungskreisen für das empfangene Signal herrührt, da das auf diese Weise detektierte Hindernis kein
reelles Hindernis ist und das Flugzeug also in geringer Höhe seinen Flug ohne Risiko fortsetzen kann. Dies zeigt sich
beispielsweise durch ein logisches Signal "0" am Ausgang der Schaltungsanordnung 33>
wobei die Schaltungsanordnung ein nicht dargestelltes UND-Tor enthält, von dem ein
erster Ausgang unmittelbar mit dem Ausgang der Schaltungsanordnung 33 verbunden ist und von dem ein zweiter Eingang
** das von den Schaltungsanordnungen zur Analyse des Ausgangssignals
des Multiplizierers 21 herrührende logische Signal erhält, wobei im Falle der Fig. 2a am genannten zweiten
Toreingang das logische Signal "1" vorhanden ist.
909821/0534
In diesem Fall liefert das UND-Tor ein logisches Signal "0" über den Ausgang, der am Ausgang 23 der Schaltungsanordnung
22 entspricht. Im Folgenden bedeuten W1 und W3 die jeweiligen Energien, die von den Filtern kl, kj detektiert
werden. Zum Erhalten des obenstehend beschriebenen erwünschten Resultates wird beispielsweise das Verhältnis
rrpr durch eine bekannte Vergleichsschaltung verwirklicht,
die einen Teil der Schaltungsanordnung 33 bildet, während,
W1
wenn das genannte Verhältnis rrr grosser ist als ein vor-
wenn das genannte Verhältnis rrr grosser ist als ein vor-
Wj
bestimmter Schwellenwert, beispielsweise = 0,15, eine zweite Vergleichsschaltung, die auf Basis der Differenzbildung
funktioniert und hinter der bereits genannten Vergleichsschaltung in der Schaltungsanordnung 33 liegt, ein logisches
Signal "0" am Ausgang ergibt, der am Ausgang der Schaltungsan.ordnung
33 entspricht.
Fig. 2b zeigt den Fall eines praktisch frontalen Hindernisses, was eine steile Vorderflanke im Dopplerspektrum bedeutet:
die Kurve c„ ist deutlich auf den Maximalwert Fd1
begrenzt, was insbesondere bei einem frontalen Hindernis der Fall ist, das sich über oder unter der Flughöhe des
F3.ugzeuges befindet, wobei die Anordnung zum Detektieren des genannten Hindernisses dann Dopplerfrequenzen erhält,
die einem "Maximum Maximorum" bei geringen Winkelwerten entsprechen, die positiv sowie negativ sein können. In diesem
Fall ist ¥'
was am Ausgang der genannten zweiten Vergleichsschaltung ein logisches Signal "1" bedeutet, wodurch eine logische "1"
am Ausgang 23 der Detektionsanordnung auftritt und dadurch
die Alarmschaltung wirksam wird. Die Verwendung des Filters k2
30
ist fakultativ. Dieses Filter kann dazu benutzt werden, zwischen den Kurven C1 und c„ besser unterscheiden zu können.
Sie können die von den jeweiligen Filtern 41 , k2, 43 detektierten
Energien W1, W„, W als veränderliche Parameter einer
geeignet gewählten Funktion betrachtet werden, die für die 35
Vorderflanke des Dopplerspektrums repräsentativ ist, wobei wie vorhin, der Wert der genannten Funktion mit einem vorbestimmten
Schwellenwert verglichen wird,
909821/0534
3.11.78. *8" PHF 77 579
Nachstehend werden noch andere in den Figuren nicht dargestellte Ausführungsformen der Anordnung beschrieben.
Ausser der Verwendung von drei Antennen ist es ebenfalls möglich, nur zwei Antennen zu verwenden und zwar durch Verwendung
von Zirkulatoren, wobei dann die Sendeantenne durch eine der Empfangsantennen gebildet wird.
Nach einer anderen Ausführungsform ist es möglich, die
Multiplizierer 21, Zh durch nicht dargestellte einfache
Frequenzmischstufen 51» 5^ zu ersetzen. Wenn V und V„ die
'" jeweiligen Signale an den Ausgängen 19 bzw. 20 bezeichnen,
enthält das Ausgangssignal der Frequenzmischstufe 51 die
Signale (V-V2) und (v-|+v 2) die i>ür sin Λ V3 und cos Δ ψ repräsentativ
sind und die Ausgleichsschaltung 22 bildet das Verhältnis zwischen den genannten Signalen.
909821/0534
Lee at .
r s e 11
Claims (2)
- 3.11.1978 1 PHF 77PATENTANSPRÜCHE1 .J Schaltungsanordnung zum Gebrauch in einem Flugzeug zum Detektieren von Hindernissen, wobei die genannte Anordnung von dem CW-Radar~Typ ist und mit einem mit einer festen Sendeantenne verbundenen Generator zum Erzeugen eines fre— quenzmodulierten HF-Signals, einer festen Empfangsantenne, ersten Mitteln zum Liefern eines Schwebungssignals zwischen dem ausgestrahlten Signal und dom empfangenen Signal, einer Ausgangsschaltung sowie einer Alarms chal tuiig versehen ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung ebenfalls eine'" zweite feste Einpf angsantenne, zweite Mittel zum Erzeugen eines zweiten Schwebungssignals zwischen dem von dieser zweiten Empfangsantenne empfangenen Signal und dem ausgestrahlten Signal enthält, welche Antennen in einem bestimmten Abstand voneinander liegend und mit je einem bestimmten Abstand voneinander liegend und mit je einem Signalverarbeitungskreis verbunden sind, wobei diese Kreise denselben Aufbau haben und üb ei' ihre jeweiligen Ausgänge mit der genannten Ausgangsschaltung über einen ersten Multiplizierer verbunden sind und dass die genannte Anordnung Mittel enthält zum Demodulieren des genannten amplitudengenormten Signals mittels eines Signals, dessen Frequenz von dem ausgestrahlten Signal abgeleitet und für den genannten bestimmten Abstand repräsentativ ist, Mittel zum Regeln des maximalen Wertes der Frequenz des genannten909821/05343.11.78 2 PHF 77deinodulierten Signals und ebenfalls einen Frequenzanalysator zum Analysieren der Form der Umhüllenden des Spektrums des Ausgangssignals mindestens eines der genannten Verarbeitungskreise mit einem zweiten Eingang der genannten Ausgangsschaltung verbunden ist.
- 2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das genannte amplitudengenormte Schwebungssignal durch ein von einem Abstandsfenstersignalgenerator erzeugtes Signaldemoduliert wird. 10909821/0534
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR7733911A FR2408842A1 (fr) | 1977-11-10 | 1977-11-10 | Dispositif detecteur d'obstacles aeroporte |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2848625A1 true DE2848625A1 (de) | 1979-05-23 |
Family
ID=9197486
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19782848625 Withdrawn DE2848625A1 (de) | 1977-11-10 | 1978-11-09 | Anordnung zum gebrauch in einem flugzeug zum detektieren von hindernissen |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4208659A (de) |
JP (1) | JPS5475292A (de) |
DE (1) | DE2848625A1 (de) |
FR (1) | FR2408842A1 (de) |
GB (1) | GB2007933B (de) |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56100372A (en) * | 1979-12-28 | 1981-08-12 | Ibm | Movinggtarget detector |
GB8919963D0 (en) * | 1989-09-04 | 1990-01-04 | Marconi Co Ltd | Intruder alarm system |
US4994809A (en) * | 1990-03-07 | 1991-02-19 | Hughes Aircraft Company | Polystatic correlating radar |
JP3726441B2 (ja) * | 1997-03-18 | 2005-12-14 | 株式会社デンソー | レーダ装置 |
US6211808B1 (en) * | 1999-02-23 | 2001-04-03 | Flight Safety Technologies Inc. | Collision avoidance system for use in aircraft |
US7697594B2 (en) * | 2001-03-30 | 2010-04-13 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for regenerative based interference cancellation within a communication system |
US20050222769A1 (en) * | 2003-06-26 | 2005-10-06 | Jefferey Simon | Modular sensor system |
EP1777549B1 (de) * | 2005-10-24 | 2012-10-03 | Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. | Objektabstandsmessung |
CN100498372C (zh) * | 2007-07-06 | 2009-06-10 | 哈尔滨工程大学 | 跟踪同一载体上三部雷达信号的装置 |
JP2010208546A (ja) * | 2009-03-11 | 2010-09-24 | Japan Aerospace Exploration Agency | 航空機用障害物検知方法とそのシステム |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3187328A (en) * | 1960-02-04 | 1965-06-01 | Hazeltine Research Inc | Obstacle indicating doppler system |
US3603990A (en) * | 1968-07-23 | 1971-09-07 | Joseph L Poirier | Spectrum analysis radar system |
US3720949A (en) * | 1970-04-06 | 1973-03-13 | Us Navy | Variable resolution radar for tropospheric sounders |
JPS495778B1 (de) * | 1970-12-18 | 1974-02-08 |
-
1977
- 1977-11-10 FR FR7733911A patent/FR2408842A1/fr active Granted
-
1978
- 1978-11-01 US US05/956,766 patent/US4208659A/en not_active Expired - Lifetime
- 1978-11-07 GB GB7843429A patent/GB2007933B/en not_active Expired
- 1978-11-08 JP JP13777478A patent/JPS5475292A/ja active Pending
- 1978-11-09 DE DE19782848625 patent/DE2848625A1/de not_active Withdrawn
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB2007933A (en) | 1979-05-23 |
JPS5475292A (en) | 1979-06-15 |
GB2007933B (en) | 1982-03-10 |
FR2408842A1 (fr) | 1979-06-08 |
FR2408842B1 (de) | 1982-04-23 |
US4208659A (en) | 1980-06-17 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3107444C2 (de) | Hochauflösendes kohärentes Pulsradar | |
DE2728769C2 (de) | Radioelektrisches System zur Lokalisierung eines bestimmten Gegenstandes | |
CH622105A5 (de) | ||
DE2819321C3 (de) | Laser-Entfernungs- und Geschwindigkeitsmesser | |
DE3030515A1 (de) | Radargeraet zum erkennen und zum orten von fahrzeugen | |
DE2744651A1 (de) | Signalverarbeitungs-vorrichtung | |
DE2848625A1 (de) | Anordnung zum gebrauch in einem flugzeug zum detektieren von hindernissen | |
DE3334453A1 (de) | Verzoegerungssimulator fuer ein entfernungsmessgeraet | |
DE2057776A1 (de) | Radarsystem mit Puls-Pseudozufallsfolge | |
DE2854844A1 (de) | Hochfrequenz-radiometriesystem | |
DE10348216A1 (de) | Objekterfassungssystem für ein Fahrzeug | |
EP0030764A1 (de) | Dopplerradar-Messverfahren und Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens | |
DE3106461C2 (de) | Radaranordnung insbesondere zum Messen der Geschwindigkeit "v" eines Gegenstandes | |
DE2133395A1 (de) | Verfahren und Schaltungsanordnung fuer kohaerente Impuls-Doppler-Radaranlagen | |
DE2157342C3 (de) | Doppler-Radarecho-Verarbeitungseinrichtung mit Bandsperrfilter und Torschaltung | |
DE3313358A1 (de) | Schaltungsanordnung fuer ein ueberwachungssystem | |
DE3342057C2 (de) | ||
DE2756413C3 (de) | Gerät zur Messung des Abstandes und der Näherungsgeschwindigkeit oder der Entfernungsgeschwindigkeit eines beweglichen Zieles | |
DE2908261A1 (de) | Rueckstrahlortungsgeraet, insbesondere radargeraet fuer kraftfahrzeuge | |
DE2746392A1 (de) | Anordnung zum schutz vor unerwuenschten echos | |
DE1591319B1 (de) | Bordradarempfaenger fuer bewegte Ziele mit Monopuls-Summen- und Diffierenzkanaelen zur Azimut- und Elevationsrichtungsverfolgung | |
EP3255464A9 (de) | Empfängerschaltung für eine mikrowellenschranke | |
DE2833050A1 (de) | Impuls-dopplerradar-filteranordnung | |
DE2137206C3 (de) | Frequenzumtast-Radarsystem zur Dopplerphasendifferenz-Abstandsmessung, Dopplerfrequenz-Geschwindigkeitsmessung und Annäherung/AbstandsvergröBerung-Unterscheidung | |
DE2225837C1 (de) | Empfangseinrichtung für halbaktive Radar-Lenksysteme mit frequenzgeregeltem Überlagerungsoszillator |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |