DE2800152C2

DE2800152C2 - Verfahren und Radarschaltung zur Messung der Höhe eines sich unter niedrigen Erhebungswinkeln bewegenden Ziels

Info

Publication number: DE2800152C2
Application number: DE2800152A
Authority: DE
Inventors: Robert Anthony Guilhen; Maurice Palaiseau Rivron; Bruno Paris Weulersse
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1977-01-07
Filing date: 1978-01-03
Publication date: 1986-02-06
Also published as: IT7847548A0; FR2377043A1; DE2800152A1; IT1155758B; NL7800100A; FR2377043B1; US4163975A; GB1581212A

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren entsprechend dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 sowie eine Schaltung zu seiner Durchführung entsprechend dem Oberbegriff des Patentanspruches 2.

Die Verfolgung eines Ziels mit Hilfe eines Monopulsradar geschieht gewöhnlich sehr exakt, solange die flöhe des Ziels ausreichend groß ist, um Störungen durch den Erdboden oder die Meeresoberfläche auszuschließen.

Bewegt sich das Ziel in sehr geringer Höhe, beispielsweise in einer Höhe, die kleiner als die Breite der Keule der Antenne ist, empfangt die Antenne nicht nur von dem Ziel direkt reflektierte Wellen sondern solche, die nach Reflexion am Ziel ein weiteres Mal am Boden oder an der Meeresoberfläche reflektiert wurden. Wenn der Boden oder die Meeresoberfläche gleichförmig sind, handelt es sich bei dieser weiteren Reflexion um eine Spicgelreflexion. Die Antenne empfängt aber auch vom Ziel reflektierte und nachfolgend noch mehrfach an den genannten Oberflächen reflektierte Wellen, wenn diese Oberflächen relativ stark gegliedert sind (diffuse Reflexion).

In diesem Fall führt die klassische Verarbeitung des Summen- und des Differenzsignals zu fehlerhaften Ergebnissen. Bei einem Monopulsradar ist unter günstigen Verfolgungsbedingungen der das Differenzsignal darstellende Zeiger entweder in Phase oder liegt gegenphasig zu dem das Summensignal darstellenden Zeiger. Wenn Spiegclreflexion oder diffuse Reflexion im Fall von Zielen in niedriger Höhe vorliegen, verändert das Vorhandensein der Spiegelbilder des Ziels das von dem Radar empfangene Signal vollständig, so daß das Radar keine korrekte Verfolgung mehr durchführen kann.

Untersuchungen dieses Problems haben gezeigt, daß der Winkel, den die Visierachse des Radars mit der Richtung zum Ziel, der sogenannte Ablagewinkel, der bis auf einen Proportionalitätskoeffizienten gleich dem Verhältnis der Werte des Differenzsignals und des Summensignals ist, keine reelle Größe mehr, sondern eine komplexe Größe ist, mit anderen Worten, der Differen?.signalzciger ist nicht mehr parallel mit dem Summensignalzciger sondern schließt mit diesem einen bestimmten Winkel ein. Hieraus ergibt sich, daß dieser Diffcrenzsignalzeiger eine zu dem Summensignalzeiger parallele Komponente umfaßt, die den Realteil bildet, sowie eine hierzu rechtwinklige Komponente, die den Imaginärteil bildet.

Dieselben Untersuchungen haben ergeben, daß zur Gewinnung einer dem Ablagewinkel entsprechenden Größe und folglich zur korrekten Höhenbestimmung des Ziels diese beiden Komponenten berücksichtigt werden müssen, denn eine Ermittlung der Höhe allein mit Hilfe der reellen Komponente würde zu fehlerhaften Ergebnissen führen. Ein Verfahren zur Bestimmung der Höhe eines sich unter niedrigen Erhebungswinkeln bewegenden Zieles mit Hilfe eines Monopulsradars ist beschrieben in dem Aufsatz »Complex Indicated Angles Applied to Unresolved Radar Targets and Multipath«, erschienen in IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, vol AES 7, Nr. 1, Januar 1971, Seiten 160 bis 170.

Im Falle eines Zieles mit einem einzigen Spiegelbild wird bei diesem Stand der Technik berücksichtigt, daß der Summenkanal zwei Werte ί,_Α und S₈ liefert, die den jeweiligen Echos des Zieles und seines Spiegelbildes entsprechen, und daß das Summensignal S die Resultierende der durch ihre Amplituden repräsentierten Signale S_A und S_B ist, nämlich S = S_A+ S₈, wobei A und B die Ablagewinkel des Zieles bzw. seines Bildes sind.

Das resultierende Differenzsignal D ist ebenfalls die

Summe von durch ihre Amplituden repräsentierten Signalen D_A und D_B, die dem Echo des Ziels bzw. dem Echo seines Spiegelbildes in dem Höhen-Differenzkanal entsprechen. Es wird nur der Höhenwinkel betrachtet, weil die Bestimmung des Seitenwinkels im angenommenen Fall kein Problem darstellt. Man kann also auch schreiben

D=D_A+D_B=K(AS_A+BS_B),

worin K ein Proportionalitätsfaktor ist; dieser Ausdruck entspricht dem Ausdruck, der den Ablagewinkel des Ziels im Verhältnis zu der Visierachse des Radars bei einem Monopulsradar im klassischen (ungestörten) Fall liefert.
Man setzt dann

-g-r-t",

worin g ■ r das mit dem richtungsbezogenen Antennengewinn gewichtete Amplitudenverhältnis von Echo des Zielbildes zu Zielecho, und φ die Phasenverschiebung zwischen S₈ und S_A bedeuten.

Der Wert — — wird dann ein komplexer Ausdruck:

Λ 5

A+Bg re*

l+g-r-e*

worin A und B die zuvor definierten Ablagewinkel sind.

Für ein einzelnes Ziel ist g ■ r = Oder Ausdruck (1) ist dann reell und stellt den Ablagewinkel A dar. Im Falle eines Zieles, das von seinem Spiegelbild begleitet wird, ist dieser Ausdruck jedoch komplex und beschreibt den sogenannten komplexen Winkel.

so Wenn man annimmt, daß während eines kurzen Augenblicks die Größen A und B konstant bleiben, ist das Produkt g ■ τ konstant und wenn die Phasenverschiebung zwischen den Echos entsprechend dem Ziel und seinem Spiegelbild nichtsdestoweniger sich hinreichend ändert, kann man zeigen, daß das Ende des Zeigers, den der Ausdruck (1) darstellt, einen Kreis beschreibt, der einer Kreisschar angehört, von denen zwei Punkte durch die Enden der reellen Zeiger mit den Beträgen A und B gebildet werden. Somit gehört zu jedem Wert des Produktes g ■ r ein Kreis dieser Schar. Eine zweite Kreisschar, die orthogonal zu den zuvor genannten verläuft, ergibt sich, wenn sich g · r ändert und φ konstant bleibt, wobei diese Kreise durch die zuvor derfinierten Punkte gehen.

Das Verfahren nach dem Stand der Technik besteht folglich darin, zunächst den Wert des Produktes g ■ rzu bestimmen und dann für den bekannten Wert von g · r den Verlauf (die Änderung) des komplexen Winkels mit

28 OO

den Kurven entsprechend den möglichen zeitlichen Änderungen der Werte der Winkel A und B für eine Anzahl von Bahnen zu mitteln.

Ein weiteres im Stand der Technik bekanntes Verfahren besteht darin, den Ablagewinkel aus der Ablage- s messung mit Hilfe des Quotienten aus dem Differenzsigna! und dem Summensignal zu ermitteln und dann ausgehend von den auf einer Anzahl unterschiedlicher Frequenzen gewonnenen Werten eines Mittelwert des Ablagewinkels zu errechnen, vgl. Alta Frequenza 43 (1974) 9 (September), Seite 708-444E bis 455E-719.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltung der gattungsgemäßen Art zu schaffen, die im Gegensatz zum Stand der Technik eindeutig Meßwerte für den Abiagewinke! liefern.

Bei einem Verfahren der eingangs genannten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Ansprüchen 2 bis 4 angegeben.

Bei einer Schaltung der eingangs genannten Art wird die Aufgabe erfindungsgeniäß durch die im Kennzeichen des Anspruchs 2 angegebenen Merkmale gelöst. Die Ansprüche 3 bis 6 betreffen vorteilhafte Weiterbildungen dieser Schaltung.

Das Verfahren nach der Erfindung sowie eine Schaltung zu seiner Durchführung wird nachfolgend anhand der Zeichnung erläutert.
Es zeigt

F i g. 1 eine Anzahl von Kurven für die Ermittlung des Abbgewinkels und der Quadraturkomponente des Differenzzeigers,

F i g. 2 eine geometrische Darstellung der verarbeiteten Summen- und Differenzsignale,

Fig. 3 eine Darstellung der Echos im Summenkanal und im Differenzkanal in Abhängigkeit vom Ablagewinkel,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Monopulsradar zur Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung,

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel eines Filters und der Prüfschaltung,

Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel der Ausgangsschaltung und

Fig. 7 ein Ausfuhrungsbeispiel der Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung des Quadratur-Differenzkanals.

Ausgegangen wird von einem Monopulsradar bekannter Art, mit dem die Ablagemessungen in bekannter Weise durchführbar sind. Zusätzlich wird jedoch auch noch diejenige Komponente des Differenzsignals ausgewertet, die in Quadratur (d. h. orthogonal) zum Summensignal liegt und die als Quadraturkomponents des Differenzsignals, kurz als Quadraturkomponente, bezeichnet wird.

Gemäß der Erfindung werden in dem Frequenzband, in dem das Radar arbeitet, Ablagemessungen auf der Grundlage der am Antennenausgang gebildeten Summen- und Differenzwerte der Signale durchgeführt Für die Ablagemessungen wird diejenige Komponente dieser Differenz benutzt, die gleichphasig mit oder gegenphasig zu der Summe liegt. Diese Ablagemessungen werden für eine große Zahl von Frequenzwerten innerhalb der Durchlaßbandbreite des Radars durchgeführt. Dies geschieht schrittweise, damit Festechos oder Störechos geringer Geschwindigkeit ausgeblendet werden können (sogenannte Moving Target Indicator). Die von dem Monopulsradar verarbeiteten Signale werden folglich zunächst nach einem der bekannten Verfahren zur Unterdrückung von Störechos behandelt. Für jede betrachtete Träger-Frequenz wird daher eine bestimmte Anzahl von Impulsen gesendet. Gleichzeitig wird bei jeder dieser Frequenzen eine Ablagcmessung durchgeführt. Bei einer zwischen 35 und 39 Gl Iz liegenden Bandbreite von 4 GHz werden beispielsweise 160 Messungen bei im Abstand von 25 MHz aufeinanderfolgenden Frequenzen durchgeführt.

Alle bei diesen verschiedenen Frequenzen erhaltenen Ablagemeßwerte E_n, ergeben eine Kurve, die den VerlaufderKurvelinFig. 1 haben kann, wobei auf der Abszisse die Frequenzen und die entsprechenden Entfernungen und auf der Ordinate der Wert der Ablagcspannung aufgetragen sind. Nachfolgend wird das Verfahren zur Errechnung von E_n, erläutert. Der Vorlauf der die gemessenen Augenblickswerte der Ablage eines niedrig fliegenden Zieles darstellenden Kurve ist auf zwei sich überlagernde Effekte zurückzuführen, nämlich eine langsame Änderung großer Amplitude, die auf die wenig frequenzselektive Spiegelreflexion zurückgeht und eine Änderung höherer Frequenz, die im betrachteten Beispiel geringerer Amplitude besitzt und die auf die sehr frequenzselektive, diffusen Reflexionen zurückgeht.

Um in Rahmen des Möglichen den Einfluß insbesondere von diffusen Reflexionen zu verringern, wird der Mittelwert der verschiedenen Messungen von E_m bestimmt. Dieser Mittelwert wird aus einer solchen Anzahl von Frequenzgruppen gebildet, daß die auf die diffusen Reflexionen zurückzuführenden, raschen Änderungen verschwinden; die Anzahl der Frequenzgruppen darf jedoch nicht so groß sein, daß die Änderung aufgrund der Spiegelreflexion verschwindet. F.s wird daher ein sogenannter »gleitender« Mittelwert gebildet, der für den Mittelwert der Ablagcmessung durch folgenden Ausdruck beschrieben wird:

F =-L

worin N die Anzahl der Frequenzpunkte innerhalb einer gegebenen Frequenzgruppe / ist.

Zur Bildung des Verlaufes der »gleitenden« Mittelwerte (vgl. Fig. 1, Kurve Hl) werden /Gruppen von je N aufeinanderfolgenden Frequenzpunkten betrachtet. Zur Ermittlung von E₁ ₊1 wird der erste Wert der N vorhergehenden Frequenzen weggelassen und durch den Wert für die Frequenz N + 1 ersetzt. In dieser Weise wird fortgefahren, bis alle Frequenzen bzw. die hierfür erhaltenen Ablagewerte berücksichtig sind.

Gleichzeitig wird für alle gewählten Frequenzen der Wert der Quadraturkomponente (DQ_n) des Differenzsignales ermittelt Die so erhaltenen Werte ergeben die Kurve II in Fig. 1, für die der Ordinatenmaßstab (DQ) rechts aufgetragen ist

Der Verlauf dieser Kurve ist denselben Effekten zuzuschreiben, die zuvor bereits in Verbindung mit der Kurve I genannt wurden. Um sich im Rahmen des Möglichen von diesen Effekten freizumachen, wird in der bereits beschriebenen Weise auch hier ein Mittelwert gebildet Der Mittelwert der Quadraturkomponente ist durch den folgenden Ausdruck gegeben:

—— J ^-"i

N m = /-JV+I

Die Kurve Π wird dann zur Kurve IV.

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' l-p

; = Σ DQ₁ -

i /-2/J+I /-

DQ₁ für / > Ip

(2)

Hin Extremwert V₁. liegt vor, sobald das Produkt V₁- V₁₊₁ das Vorzeichen wechselt.

Somit gestattet die Kenntnis des Vorhandenseins eines Extremwertes des Mittelwertes der Quadraturkomponente des DiPferenzsignales die Ermittlung oder Überprüfung des entsprechenden Mittelwertes der Ablagcmessung.

Im folgenden wird zunächst anhand einer Zeigerdarstellung die Gültigkeit des beschriebenen Verfahrens erläutert, und zwar wiederum für den Fall, daß ein Extremwert der Quadraturkomponente des Differenzsignales den in diesem Augenblick für den Ablagewinkel dos Ziels ermittelten Wert als den richtigen Wert bezeichnet. Dabei wird die Ausleuchtung des Ziels als konstant angenommen.

Fig. 2 bezieht sich auf einen solchen Fall. Im Falle einer klassischen Monopulsverfolgung wird die Ablage dos Ziels wie folgt ermittelt, also durch

E =

DS*

mit ISI² =

_ Da Dn

55

wobei D'n der transformierte Zeiger des Zeigers D_B ist

Der resultierende Differenzzeiger D'= D_A+D"_B bleibt kolinear zu dem Summenvektor 5 im Verlauf der frequenzmäßigen Abtastung, das heißt bei sich änderndem Winke) φ, da die Dreiecke mit den Seiten S_A, S_B, S bzw. D_A, D'_B D' ähnlich sind.
Rs ergibt sich, daß der Ablagewert £*, der zu

D = -gehört, den richtigen Wert E = -^⁴-

ΙΛI S_A

annimmt

Man stellt fest, daß die Kurve IVeinen Extremwert im Punkt //durchläuft. Diesem Punkt //entspricht auf der Kurve IH ein Punkt G, dessen Ordinate mit einem sehr geringen Fehler dem genauen Wert des Ablagewinkels des Zieles entspricht. Die Feststellung eines Extremwertes der Mittelwerte DQ₁ der Quadraturkomponente des Diffcrenzsignals geschieht durch Bildung einer bewerteten algebraischen Summe Kmit dem /auf Index / der 2p-lelzten Werte für die Frequenzgruppe /', wobei die ρ ersten Werten mit dem Koeffizienten+1 und die ρ ίο letzten Werte mit dem Koeffizienten -1 versehen werden. Man erhält auf diese Weise eine Gleichung:

Nun muß noch ein solcher Winkel φ gefunden werden, daß die zuvor durchgeführte, ähnliche Abbildung keinerlei Einfluß auf die Errechnung des Ablagewertes hat. Dieser Zustand liegt vor, wenn der Zeiger D'_B orthogonal zu D' ist. In diesem Fall ist der Beitrag des Echos des Bildes Im Differenzkanal Null, da es rechtwinklig zu dem Summenkanal liegt. S ist entsprechend der vorgenommenen geometrischen Konstruktion kolinear zu D', D₃ ist dem Betrag nach konstant und folglich rechtwinklig zu dem Summensignal, die Quadraturkomponente der Differenz durchläuft also einen Extremwert.

Die Gültigkeit des Verfahrens nach der Erfindung kann statt auf geometrischem Wege auch auf analytischem Wege nachgewiesen werden. Hierzu sind in Fig. 3 die Echos in dem Summenkanal und dem Differenzkanal dargestellt. Mit C ist der Betrag des Summenzeigers des Ziels für einen Ablagewinkel A bezeichnet; mit /ist der Betrag des Summenzeigers des Bildes des Zieles bei einem Ablagewinkel B bezeichnet. Die entsprechenden Beträge Differenzzeiger sind hier a C und

Die Komponenten der in dieser Weise in der komplexen Ebene definierten Summen- und Differenzzeiger sind gegeben durch

S = C + I cos φ +j I sin φ D = C + I cos φ +j I sin φ,

worin φ den Winkel der Phasenverschiebung zwischen dem Echo des Zieles und dem Echo seines Bildes bezeichnet und α und β jeweils Koeffizienten < 1 sind. Die Ablage ergibt sich aus:

D_~] ₌ a C² + Cl(ß + a) cosy +ßi²
J C¹ + 1' + 2CIcOS₉ '

Tür das Ziel allein ergibt sich E = —4-, wobei die zwei

Zoiger D_A und S_A kolinear sind. Im Fall des gleichzeitigen Vorhandenseins eines Zieles und seines Bildes, wobei der Index Λ das Ziel und der Index B dessen Bild bezeichnet, gilt

D = D₄+ Z)_e und S = S₄ + S₃

wobei der geometrische Ort der Endpunkte der Vektoren S und D durch die in F i g. 2 eingezeichneten Kreise C] bzw. C₇ beschrieben wird. Der weitere Kreis C3 mit dem Mittelpunkt R ist geometrisch ähnlich zu dem Kreis C₂, und zwar in dem Verhältnis

_F ₌ „ [_D_] ₌
LsJ

Die Quadraturkomponente DQ ist gegeben durch:

DQ = _Im\-Dj\ = CIiß-a)«n₉
LsJ C + 1' + 2CIcOS₉

Diese Differenz durchläuft Extremwerte für

cos φ =

-c . -ι

—— oder cosy ——-

Der erste Fall kann außer Betracht bleiben, wenn die Antenne auf einen Punkt oberhalb des Meeresspiegels bzw. des Bodens gerichtet ist.

Der zweite Fall cos φ = —— liefert als Ablagewert

denjenigen des für sich allen betrachteten Ziels, nämlich E = a. Man erhält folglich den Ablagefehler Null, wenn man den Meßwert bestimmt, für den die Quadraturkomponente des Differeiizsignals einen Extremwert hat

Wie sich aus dem Vorangegangenen ergibt, ist es hier nicht notwendig, wie im Fall des bekannten Verfahrens mit der Annahme zu arbeiten, daß die Ablagemeßwerte linear abhängig von der Ablage sind.

Jedoch wurde eine konstante Ausleuchtung des Ziels durch den Sender angenommen. Diese Annahme erleichtert das Verständnis der späteren Erläuterung der automatischen Verstärkungsregelung des Quadratur-Differenzkanals.

28 OO ίο

Vorstehend wurde ein Verfahren beschrieben, das es gestattet, den Erhebungswinkel und folglich die Höhe eines sehr niedrig über dem Boden oder über der Meeresoberfläche fliegenden Ziels zu bestimmen. Das Verfahren besteht im wesentlichen in der Ermittlung des augenblicklichen Ablage winkeis des Ziels für mehrere Frequenzwerte innerhalb der Betriebsbandbreite des verwendeten Monopulsradars, in der anschließenden Mittelwertbildung über eine bestimmte Anzahl von Meßwerten für die einzelnen Frequenzwerte, sowie in der Feststellung des »richtigen« Mittelwertes über die Bestimmung des Extremwertes des Verlaufes Mittelwerte der Quadraturkomponente des für dieselben Frequenzwerte erhaltenen Differenzsignals.

Im folgenden wird anhand von Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel eines Monopulsradars zur Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung erläutert.

Dieses Radargerät umfaßt eine Antenne 1, die mit der Ausgangsstufe 2 des Radargeräts verbunden ist, die ihrerseits mit einem Hochfrequenzverstärker 3 verbunden ist, der seine Eingangssignale einerseits von einem Frequenzsynthesizer 4 und andererseits von einem Modulator 5 erhält. Dieser Synthesizer 4 liefert neben den verschiedenen Frequenzen, für die die Ablagemessungen durchgeführt werden, die Überlagerungsfrequenz. Die Ausgangsstufe 2, die für die Empfangssignale gleichzeitig die Eingangsstufe bildet, ist mit zwei Kanälen 6 und 7 verbunden, von denen er eine das Summensignal und der andere das Differenzsignal entsprechend der üblichen Monopulstechnik verarbeitet.

Im Summenkanal ist zunächst ein Mischer 8 vorgesehen, dem ein Zwischenfrequenzverstärker 10 nachgeschaltet ist, auf den eine Torschaltung 17 für die Entfernungswahl folgt, die einen Demodulator 20 speist, an den sich ein Filter 23 anschließt, das mit einer Ausgangsschaltung 27 verbunden ist, die bei 28 die ein dem »richtige« Ablagewinkel entsprechendes Signal liefert.

Im Differenzkanal 7 folgt auf einen Mischer 9 ein Zwischenfrequenzverstärker 11, an den sich eine Torschaltung 18 zur Entfernungsauswahl anschließt, die mit einem Demodulator 20 verbunden ist. Die anschließenden Schaltungen, nämlich das Filter 23 und die Ausgangsschaltung 27, sind die gleichen wie im Summenkanal, da sie beiden Kanälen gemeinsam sind.

Der Radarempfänger besitzt einen dritten Kanal für die Verarbeitung der Quadraturkomponente des Differenzsignals. Dieser dritte Kanal umfaßt einen Zwischenfrequenzverstärker 12, gefolgt von einer Torschaltung 19 zur Entfernungsauswahl, einer π/2-Phasenschieberschaltung 21 und einem Demodulator 22. An den Demodulator 22 sind nacheinander ein Filter 24, ggf. ein A/u-wandier Z5 und eine sogenannte Prüfschaltung 26 angeschlossen, deren Ausgang mit der Ausgangsschaltung 27 verbunden ist Der Empfänger besitzt eine Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung. Sie umfaßt einen Verstärker 16, der einerseits mit einer Bezugsspannungsquelle 29 und andererseits mit einer Gleichrichterschaltung 15 verbunden ist, die ihrerseits mit dem Ausgang des Entfernungstors 17 verbunden ist

Der Verstärker 16 liefert eine Spannung V„ die als Regelspannung für die Zwischenfrequenzverstärker 10 bzw. 11 des Summenkanals bzw. des Differenzkanals benutzt wird. Diese Spannung V₁ dient gleichzeitig zur Gewinnung einer Regelspannung V_n fur den dritten, die Quadraturkomponente des Differenzsignals verarbeitenden Kanal. Die Aufgabe dieser Spannung Jj, besteht darin, die Verstärkung dieses Quadraturkanals derart zu indem, daß die raschen Änderungen der Ausbuchtung des Ziels durch den Sender so genau wie möglich kompensiert werden. Der Mittelwert dieser bei /V.ugeführten Regelspannung V_p ist ohne Bedeutung, solange der Verstärker nicht übersteuert ist, da das Aufsuchen eines Extremwertes des von dem Quadraturkanal gelieferten Signals nicht von dem für den Mittelwert festgelegten Maßstab (= Verstärkungsfaktor) abhängt.

Diese Regelspannung wird aus der Regelspannung V_x über eine Filterschaltung erhalten, die schematisch in Fig. 7 dargestellt ist und den beiden folgenden Bedingungen genügt:

a) Gleichheit der Mittelwerte über ein sehr langes Zeitintervall (mehrere Sekunden);

b) rasche Änderungen der Spannung V₁, gleich der Hälfte der raschen Änderungen von V_s.

Das Ziel wird vom Sender über den Summenkanal angestrahlt oder ausgeleuchtet. Die Verstärkungskennlinien der Zwischenfrequenzverstärker 10, Il und 12 verlaufen logarithmisch und theoretisch identisch, so daß dann, wenn die raschen Änderungen von V₁, gleich der Hälfte der raschen Änderungen vor J^ sind, die Verstärkung des Verstärkers 12 exakt die Änderung der Ausleuchtung des Ziels durch den Sender kompensici -. Fig. 7 gibt ein Beispiel des Filters wieder, das V₁, in Abhängigkeit von V₁ liefert. Die Kapazität Sl verhält sich fur rasche Änderungen von V_x wie ein Kurzschluß; V_s wird daher durch den aus den zwei gleich großen Widerständen 52 und S3 gebildeten Spannungsteiler halbiert. Der Mittelwert der Spannungen V₁, und V_x ist identisch.

Die beiden Operationsverstärker 54 am Eingang bzw. 55 am Ausgang des Filters, die jeweils über Widerstände 57 bzw. 59 gegengekoppelt sind, dienen ausschließlich zur Impedanzanpassung und haben im Prinzip jeweils einen Verstärkungsfaktor von -1.

In Fig. 4 ist weiterhin eine zur Entfernungsverfolgung dienende Schaltung 14 des Radarempfängers angegeben, die über eine Gleichrichterschaltung 13 mit dem Ausgang des Zwischenverstärkers 10 des Summenkanals verbunden ist und die die Entfernungstore 17,18 und 19 im Summenkanal bzw. im Differenzkanal bzw. Quadratur-Differenzkanal steuert. Der Quadratur-Differenzkanal und der.Differenzkanal sind beide an den Ausgang des Mischers 9 angeschlossen.

Die Quadraturkomponente des Differenzsignals wird in dem zusätzlichen Kanal gewonnen und verarbeitet Die Spannung, die das in dem Zwischenfrequenzverstärker 12 verstärkte und nach dem Entfernungsbereich in dem Enifcfnungstör 19 ausgeblendete Differenzsignal darstellt, wird in dem Phasenschieber 21 um π/2 phasenverschoben. Diese ^-Phasenverschiebung kann gemäß einer anderen Ausführungsform auch vor der Entfernungsselektion durchgeführt werden. Das erhaltene Signal wird in dem Demodulator 22 demoduliert, so daß dieser Demodulator eine Spannung Z)Qliefert, die die Quadraturkomponente des Differcnzsignals darstellt.

Die Gesamtheit der von dem Demodulator 22 gelieferten Werte DQ ist durch die Kurve II in F i g. 1 versinnbildlicht Wie erwähnt, bilden die für die verschiedenen Frequenzwerte des Radars von dem Demodulator 20 gelieferten Werte der Ablagespannung £ die Kurve 1 in Fig. 1.

Die auf die Ausgänge der Demodulatoren 20 bzw. 22 folgenden Filter 23 bzw. 24 bilden den Mittelwert der

28 OO

jedes Mal für cine bestimmte Zahl von Frequenzen durchgeführte Msssungen, derart, daß am Ausgang der Filterdie Mittelwerte £,bzw^DQ, zur Verfugung stehen. Der Spannungsmittelwert E₁ wird der Ausgangsschaltung 27 zugeführt, die über einen weiteren Eingang das Prüf-, Markiersignal erhält, das die Prüfschaltung 26 abgibt, die eingangsseitig den Spannungsmittelwert DQ, aus dem Filter 24, ggf. über einen A/D-Wandler 25, erhält.

Die Prüfschaltung 26 hat die Aufgabelten Durchgang der Spannung des Mittelwertes DQ, durch einen Extremwert festzustellen. Wenn ein solcher Extremwert existiert, wird an die Ausgangsschaltung 27 ein Signal abgegeben, das den zugehörigen Ablagewert am Ausgang 28 dieser Schaltung erscheinen läßt, wobei dieser Wert genau der tatsächlichen Ablage des verfolgten Ziels entspricht.

Der vorstehenden Beschreibung wurde ein aus analog arbeitenden Schaltungen aufgebauter Empfänger als Ausluhrungsbeispiel zugrunde gelegt; weiterhin wurde angenommen, daß die Sendefrequenzen stets nach steigenden oder stets nach fallenden Werten aufeinanderfolgen, so daß die Mittelwerte E, und DQ₁ ohne vorherigen Orrfnungs- oder Klassiervorgang gebildet werden können. Eine digitale Verarbeitung im Anschluß an die Demodulatoren 20 und 22 ist dann besonders zweckmäßig, wenn mit Zufallsfrequenzen gesendet wird. Hierdurch vereinfacht sich nämlich das Speichern und Ordnen (Klassieren) jJer Informationen vor Bildung der Mittelwerte £,und OQ₁.

Im folgenden werden noch einige der in Fig. 4 benutzten Schaltungen näher erläutert.

Fig. 5 stellt ein vereinfachtes Schaltbild einer Ausfuhrungsform eines Filters 23 oder 24 und der Prüfschaltung 26 dar.

Jedes der Filter 23 oder 24 besteht aus einem Verstärker 29, dessen Ausgang mit einem mit Masse verbundenen Widerstand 30 sowie mit einem Widerstand 31 verbunden ist, der in Serie mit einer Impedanz 32 und einer zu dieser parallel geschalteten Kapazität 33 liegt. Dem Filter wird beispielsweise die von dem Demodulator 22 gelieferte Spannung DQ zugeführt. Als Ausgangssignal liefert das Filter dann den Spannungsmittelwert DQ₁. Das in gleicher Weise wie das Filier 24 aufgebaute Filter 23, dem di£ Spannung E₁ zugeführt wird, liefert die Spannung E_r

Die Prüfschaltung 26, die in diesem Beispiel direkt mit dem Filter 24 verbunden ist, umfaßt einen Verstärker 34, der über drei Verzögerungsglieder, wie etwa 36, jeweils bestehend aus einer Serienimpedanz und einer Parallelkapazität, mit einem Differenzverstärker 37 verbunden ist

Die Schallungselemente 35, 37 und 36 subtrahieren die Mittelwerte der von dem Verstärker 34 abgegebenen Spannung DQ_n wobei diese Werte während zwei aufeinandcrfolgenden, gleichen Zeitintervallen summiert wurden, so daß die zwei ρ letzten Werte des gleitenden Mittelwertes der Spannungen des Quadratur-Differenzkanals gefiltert werden. Wie bereits beschrieben, bilden die direkte Verbindung über die Leitung 35 und die Verbindung über die Verzögerungsglieder 36 zusammen mit dem Differenzverstärker 37 eine bewertete algebraische Summe, die durch die Gleichung (2) ausgedrückt wird.

Dieses am Ausgang 38 der Prüfschaltung26 auftretende Signal V, ist es, das, angelegt an die Ausgangsschaltung 27, an deren Ausgang 28 die »richtige« Ablage-SDannune auftreten läßt

Fig. 6 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild der Ausgangsschaltung 27. Diese Schaltung umfaßt vom Eingang 38 aus gesehen einen Verstärker 40 mit einer Gegenkopplungsschleife 41, der die einen Extremwert des Mittelwertes der Quadraturkomponente des Differenzsignals darstellende Spannung V₁ verstärkt. Ein nachfolgendes Difförenzierglieci, Westehend aus einem Kondensator 42 und einem Widerstand 43 liefert je nach Vorzeichen des Extremwertes einen positiven oder negativen Impuls. Diese Impulse werden je nach Vorzeichen über Dioden 44 bzw. 45 einer monostabilen Kippschaltung 46 zugeführt, deren Ausgang mit einer Torschaltung 47 verbunden ist.

Die Ausgangsschaltung 27 umfaßt des weiteren von ihrem zweiten Eingang 39 aus einsn Verstärker 48, gefolgt von Verzögerungsgliedern ähnlich den Gliedern 36 der Prüfschaltung 26, deren Ausgangssignal der Torschaltung 47 zugeführt wird. Diese letztere läßt dann, wenn an ihren beiden Eingängen ein Signal vorhanden ist, die überprüfte oder bestätigte Ablagespannung E₁, an ihrem Ausgang 50 auftreten.

Ebenso kann die Einhaltung bestimmter Betriebsbedingungen für die Erzielung bestmöglicher Ergebnisse bei Anwendung des Verfahrens nach der Erfindung ratsam sein. Zum Beispiel ist es bei dem beschriebenen Fall vorteilhaft, die Antenne in bezug auf das Ziel nach oben von der Zielrichtung abweichen zu lassen, da hierdurch in gewissem Maße der Einfluß von Reflexionen auf der Meeresoberfläche vermindert wird. Die Antenne ist in der Höhenebene dann so ausgerichtet, daß der Schnittpunkt des Summen- und des Differenzdiagramms in der Zielentfernung beispielsweise 8 Meter über der Meeresoberfläche liegt.

In Fig. 1 ist eine Gerade D eingezeichnet, die die theoretische Ablage des Ziels unter der Annahme, daß die auf Spiegelreflexionen und diffuse Reflexionen zurückzuführenden Echos unterdrückt sind, angibt. Diese Ablage ist im Verlauf der Bewegung des Ziels praktisch konstant. Man stellt fest, daß der die gemäß dem vorgeschlagenen Verfahren bestimmte Ablage angebende Punkt G sehr nahe bei dem entsprechenden, theoretischen Ablagewert liegt.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims

28 OO Patentansprüche:

1. Verfahren zur Messung der Höhe eines sich unter niedrigen Erhebungswinkeln bewegenden Ziels durch Bestimmung des als Ablagewinkel bezeichneten Winkels zwischen der Richtung zu dem Ziel und der Visierrichtung eines Monopuls-Radars aus dem direkt von dem Ziel reflektierten Signal und dem von dem Ziel und nachfolgend vom Boden reflektierten Signal durch Bildung von Differenz- und Summensignalen aus den reflektierten Signalen, die gegeneinander derart phasenverschoben sind, daß sich komplexe Summensignale Sund komplexe Differenzsignale D ergeben, wobei

clas Verhältnis — gebildet und der Realteil die-

ses Verhältnisses zur Bestimmung der Ablagespannung

25

Re\-=r

entsprechend einem Ablagemeßwert verwendet wird,

sowie auf mehreren verschiedenen Frequenzen gesendet und Ablagemeßwerte bestimmt werden, aus denen Ablagewinkel ermittelt werden, deren Mittelwert errechnet wird,

dadurch gekennzeichnet, daß

- für jede der Frequenzen die Quadraturkomponente DQ dieser Ablagespannung entspre-

chend dem Imaginärteil des Verhältnisses —, also ^s

40

bestimmt wird;

die auf diese Weise erhaltenen Werte nach steigenden oder fallenden Frequenzen geordnet werden;

die Augenblickswerte E_n, und DQ_n, mit

50

E_n, = Re Κ" "^nd DQ_n, = Im -^-

bei der Frequenz^, für eine Anzahl von / Gruppen zu je ./V Frequenzen ermittelt werden; anschließend aus den verschiedenen Werten E_m und DQ_n, Mittelwerte £,und DQ₁ entsprechend

m i-W + l

und

65

bestimmt werden, wobei / die Ordnungszahl der im Arbeitsfrequenzband gewählten Frequenzgruppen bedeutet;

- daß der Extremwert ^ies Mittelwertes der Quadraturkomponente DQi aus 2p Mittelwerten (/ = 1, 2,... 2p) gesucht wird;

- und daß der dem gefundenen Extremwert des Mittelwertes der Quadraturkomponente bei der gleichen Frequenz und dem gleichen Erhebungswinkel entsprechende Mittelwert E₁ (i = 1, 2,... 2p) der Ablagemessung als Ablagewert weiterverarbeitet wird.

2. Schaltung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, mit einem Monopulsradar mit mindestens einem Kanal zur Verarbeitung des komplexen Summensignals und einem Kanal zur Verarbeitung des komplexen Differenzsignals, sowie einem Demodulator, dessen Ausgangssignal dem Verhältnis Differeuzsignal zu Summensignal entspricht, das proportional zu dem Augenblickswert des Ablagewinkels bei der Arbeitsfrequenz des Radar ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein Frequenzsynthesizer (4) an die Ausgangsstufe (2) des Monopulsradars eine Vielzahl von Frequenzen derart liefert, daß das Radar nacheinander oder nach einer Zufallsfolge auf jeder dieser Frequenzen arbeitet, und daß parallel zu dem das Difierenzsignal verarbeitenden Kanal ein Kanal zur Verarbeitung der Quadraturkomponente des Differenzsignals vorgesehen ist, der im Anschluß an den Mischer (9) des Differenzkanals einen ZF-Verstärker(12), einen π/2-Phasenschieber (21), einen mit einem seiner Eingänge mit dem Summenkanal-Demodulator (22), der ein Signal entsprechend der Quadraturkomponente des Differenzsignals liefert, ein den Mittelwert dieses Signals lieferndes Filter (24) und eine Prüfschaltung (26) enthält, die ein einen Extremwert des Mittelwertsignales detektierendes Signal liefert und mit einer Ausgangsschaltung (27) verbunden ist, die außerdem über ein Filter (23) mit dem das Differenzsignal mittels des Summensignals demodulierenden Demodulator (20) verbunden ist.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Filter (23,24) einen Verstärker (29, 290) und ein Verzögerungsglied, bestehend aus einer Serienimpedanz (32, 320) und einem Parallelkondensator (33, 330), enthalten.

4. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Prüfschaltung (26) einen Verstärker (34) und einen mit diesem einerseits direkt, andererseits über Verzögerungsglieder (36) verbundenen Differenzverstärker (37) enthält.

5. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung (27) einen ersten Eingang (38) mit nachfolgendem Differenzverstärker (40) mit einer Gegenkopplungsschaltung (41), ein darauffolgendes Differenzierglied (42, 43) und eine mit diesem über Dioden (44, 45) verbundene, bistabile Kippschaltung (46), auf die eine Torschaltung (47b) folgt, sowie einen zweiten Eingang (39) mit nachfolgendem Verstärker (48), dessen Ausgang über Verzögerungsglieder (49) mit dem zweiten Eingang der Torschaltung (47) verbunden ist, besitzt.

6. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der ZF-Verstärker (12) des Diflerenz-Quadraturkanals ein geregelter Verstärker ist, dessen Regelspannung V₁, von der Regelspannung K₁TUr die geregelten Verstärker (10, Ii) des Summen- bzw.

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des Diffcrenzkanals abgeleitet ist und daß hierzu die Verstärkungsregelung einen ersten Differenzverstärker (54) mit Gegenkopplung (57), einen ersten Widerstand (52), der mit einem zweiten Widerstand (53) gleichen Wertes einen Spannungsteiler bildet, eine Kapazität (51) und einen zweiten Verstärker (55) mit Gegenkopplung (59) enthält.