DE2454524A1

DE2454524A1 - Verfahren und system zum bestimmen eines vertikalen sektors mit einem radio-interferometer

Info

Publication number: DE2454524A1
Application number: DE19742454524
Authority: DE
Inventors: Robert Nicholas Alcock; Stephen Joseph Robinson; Richard Paul Vincent
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1973-11-21
Filing date: 1974-11-16
Publication date: 1975-05-28
Also published as: JPS5081764A; US3971027A; GB1449196A; FR2251829A1; FR2251829B1; SE7414421L; AU7546774A

Description

PHB 32392

mesm/deen/jb „ f _ 4-11-1974

,,Nu., PHB-32.392 13. HOV, 1974

»Verfahren und System zum Bestimmen eines vertikalen Sektors mit einem Radio-Interferometer".

Die Erfindxmg betrifft ein Verfahren zum Bestimmen eines Winkelsektors in der vertikalen Ebene an einer bestimmten Bodenstelle mit Hilfe eines Radio-Interferometers und zum Angeben, ob eine entfernte Funkquelle, insbesondere eine Quelle in einem zur Landung ansetzenden Plugzeug, in diesem Sektor fällt, sowie ein System zum Durchführen dieses Verfahrens.

Bei Flugzeuglandungssystemen, die Radio-Interferometrie-Empfanger benutzen, ist es erwünscht, bestimmen zu können, ob eine aus einem Flugzeug herrührende Funksendung oberhalb oder unterhalb eines bestimmten Elevationswinkeis im Raum liegt, das heisst, um einen vertikalen

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Sektor zu bestimmen, in dem der entfernte Sender liegt. Wenn dieser Sektor bekannt ist, kann der von der Antennenreihe eines vertikalen Interferometers umfasste Bereich erweitert werden, und ein kennzeichnendes Beispiel einer derartigen Sektorbestimmung ist in der britischen Patentschrift 1 337 099 toHBB$ beschrieben.

Ein wesentliches Problem dabei ist jedoch, dass einfache Interferometer oder Amplitudenvergleichesysteme zwar zum bestimmen von Winkelsektoren verwendet werden können, aber dass sie bei kleinen Erhebungswinkeln, zum Beispiel unter 3°» wobei sich der Bodenrückstrahlungskoeffizient den Wert 1 nähert, ziem3.ich rasch unzm^erlässig werden und die Anwendung von Richtantennen im Interferometer, um die Richtcharakteristieken zu schützen und auf diese Weise rückgestx"ahlte Signale zu unterdrücken, reicht nicht mehr aus.

Es ist die Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zum Bestimmen eines vertikalen Sektors anzugeben, bei dem der Einfluss des Bodenrückstrahlungskoeffizienten ρ beseitigt wird. Die Erfindung hat gleichfalls die Aufgabe, ein System zum Durchführen dieses Verfahrens anzugeben.

Das erfiiidungsgemässe Vei-fahren zum Bestimmen

eines vertikalen Sektors mit Hilfe von Radiointerferometrie, wobei an jeder Antenne aus einer Reihe mit mindestens drei auf einer vertikalen Geraden angeordneten Antennen ein Datensignal abgegriffen wird, das sowohl vom Erhebungs-

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— >*■■—

winkel θ, unter dem eine Funkwelle einer entfernten Quelle in der Antennenreihe eingefangen wird, als auch vom Bodenrüchstrahlungskoeffizienten ρ abhängig ist, ist dadurch gekennzeichnet, dass aus den Datensignalen einer ersten Antennengruppe, die mindestens zwei Antennen der erwähnten Reihe enthält, bwz. aus den Datensignalen einer in bezug auf die Mitte "der ersten Gruppe symmetrisch liegenden zweiten Antennengruppe, die mindestens eine Antenne der erwähnten Reihe enthält, ein erstes bzw. zweites Hilfssignal hergeleitet wird, dessen Amplitude proportional einer für beide Antennengruppen gleichen funktion f(p) von ρ ist, multipliziert mit einer für beide Antennengruppen. verschiedenen Funktion JT₁(Q) bzw. ί_?(θ), die von θ und nicht von ρ abhängig ist, und dass der Modulus des einen Hilfssignals durch den Modulus des anderen Hilfssignals zur Gewinnung eines Quotientsignals geteilt wird, das von θ abhängig,." aber von ρ unabhängig ist.

Weiter nach der Erfindung besteht ein System zum Bestimmen eines vertikalen Sektors mit Hilfe von Radio-Interferometrie, welches System sich zum Durchführen des oben beschriebenen Verfahrens eignet, aus einer Reihe mit mindestens drei auf einer vertikalen Geraden angeordneten Antennen, aus Funkempfängmitteln zum Empfangen eines Datensignals aus jeder Antenne, welches Signal sowohl die Amplituden- als auch die 'Phaseninformation des empfangenen Signals enthält und eine Funktion des Erhebungs-

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winkeis 9 und des Bodenrückstrahlungskoeffizienten ρ ist, aus ersten Mitteln zur Bildung einer linearen Vektorkombination zweier oder mehrerer Datensignale, die aus einer ersten Antennengruppe empfangen worden sind, die mindestens zwei Antennen aus der erwähnten Reihe enthält, zui" Bildung eines ersten HiI.fs signals, aus zweiten Mitteln zur Bildung eines zweiten Hilfssignals aus empfangenen · Datensignalen, aus einer in bezug auf die Mitte der" ersten Gruppe symmetrisch liegenden zweiten Antennengruppe, die mindestens eine Antenne aus der erwähnten Reihe enthält, sowie aus Mitteln zum Dividieren des einen Hilfssignals durch das andere zum· Erhalt eines Quotientsignals, das eine Funktion von 9, aber von ρ unabhängig ist.

Die Erfindung wird an Hand der Figuren näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 schematisch eine vertikale geradlinig angeordnete Antennenreihe,

Fig. 2 ein Vektordiagramm,

Fig. 3i '+» 5 und 6 weitere Vektordiagramme,

Fig. 7 das Blockschaltbild einer ersten Ausführung s f ο r m,

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines Empfängers,

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform ,

Fig.' 10 und 11 Verstärker,

Fig. 12 in Form graphischer Darstellungen

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einige mathematische Funktionen, und

Fig. 13 ein Diagramm einer geeigneten Antennenreihe.

Fig. 1 zeigt schematisch eine auf einer vertikalen Geraden angeordnete Antennenreihe, die aus den Antennen x, a, b, c und y besteht und über einem Punkt g auf der Oberfläche des Bodens angeordnet sind, wobei die Antenne b in Reihenmitte liegt;· die beiden Antennen a und c liegen in einem Abstand d an beiden Seiten der Antenne b; auf entsprechende Weise sind die Antennen χ und y in einem Abstand iid an beiden Seiten der Antenne b angeordnet. Die vertikale Höhe zwischen dem Punkt g und der Antenne c ist mit h bezeichnet..

In dieser Antennenreihe wird die Funkwelle

aus einer entfernten Quelle, zum Beispiel aus einem Flugzeug, eingefangen; die Welle erreicht jede. Antenne auf zwei Wegen, nähmlich direkt auf dem Weg DP und indirekt auf einem Weg IP durch Rückstrahlung am Boden vor der Reihe, Auf diese Weise besteht für jede Antenne das empfangene Signal aus einem direkten Signal, das unter· einem Erhebungswinkel 9 auf einem Weg DP, und aus einem zurückgestrahlten Signal, das unter einem Erhebungswinkel- -Θ'auf einem Weg IP durch Rückstrahlung am Boden empfangen wird und in Fig. 1 mit einer gestrichelten Linie angegeben ist.

Der Einfachheit halber wird hier von einer Anzahl Voraussetzungen ausgegangen, die zwar nicht notwen-.

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digerweise absolut richtig sind, aber die sich in der Praxis so wirklichkeitsnah herausgestellt haben, dass das Ausniass der Unrichtigkeit in der Praxis keinen wesentlichen Einfluss auf die Wirkung des Systems ausübt. Diese Voraussetzungen sind, dass die Antennenreihe über einem Gelände angeordnet ist, das glatt und eben ist und einen konstanten Rückstrahlungskoeffizienten ρ hat, so dass vom direkten Signal in jeder Antenne angenommen werden kann, dass es den ¥ert eins und das rückgestrahlte Signal den Wert ρ hat. Um die mathematische Bearbeitung zu vereinfachen, wird davon ausgegangen, dass ρ negativ sein kann, um 'auf diese Weise mit der Phasenänderung über 180° zu rechnen, das heisst mit *f1 Radialen, welche Ehasenverscliiebung bei der .Rückstrahlung vertikal polarisierter Signale auftritt. Weiter werden, wie normalerweise üblich ist, alle Phasen und weitere Winkel in Radialen ausgedrückt, wenn nicht ausdrücklich anders angegeben.

Zunächst wird die Phase eines auf einem

direkten Weg DP in der Antenne c ankommenden Signals in bezug auf die Phase eines entsprechenden Signals das gleichfalls auf einem direkten Weg ankommt und im Punkt g das Gelände trifft, betrachtet. Für die Phase dieses direkten Signals in c in bezug auf die Phase des Signals in g gilt
0^ = (2-tTh sin Q)/ (i)

Auf entsprechende Weise gilt für" die Phaöe des

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direkten Signals in der Antenne a ·

0 = (2 -ff (h + 2d) sin θ) /Λ (ü)

und für die Phase des direkten Signals in b 0 = (2-fi(h + d) sin β/\ = (0_& + 0_c)/2 ■' (iii) Die zurückgestrahlten Signale erreichen die Reihe unter einem Winkel —θ und auf entsprechende Weise kann nachgewiesen werden, dass ihre Phasen wie folgt sind: ' -0 in a, -0 in c und -(0 + 0 ) /2 in b.

el C et C

Jetzt wird das in jede Antenne einfallende zusammengestellte Signal betrachtet; dabei werden die Gesamtsignale in den Antennen mit A, B, C bezeichnet, die aus einer direkten Komponente A₁, B₁ und C₁, die je die Grosse eins haben, xxnd aus einer reflektierten Komponente A₂, Bp und Cp. bestehen, die je die Grosse p_ haben.

Die Ergebnisse des vektoriellen Kombinierens zweier oder mehrerer dieser drei Signale A, B und C werden näher betrachtet. Wie sich zeigen wird, ist es dabei am leichtesten, die vektorielle Kombination der Direktsignalkomponenten und die der Reflektionssignalkomponenten gesondert zu betrachten-.

Zunächst werden die drei Direktsignalkomponenten A₁, B₁ und C₁ betrachtet, die in Fig. 2 dargestellt sind, wobei die Komponente A₁ einen Winkel 0 , die Komponente B₁ einen Winkel 0, und die Komponente. C₁ einen Winkel 0 bildet; wenn 0 für den halben Phasenunterschied

C Cl

(0 - 0 )/2 geschrieben wird, so dass

cL O

5 0 9 8 2 2/0 6 7 0

0_d = (0_a - 0_c)/2 = (2 lid sin Q)/^ (iv)

ist, bildet der Vektor B₁ einen ¥inkel 0 mit jedem der beiden anderen Vektoren. Nun wird betrachtet, was geschieht, wenn die Vektoren A₁ und C₁ auf die in Fig. 3 dargestellte Weise vektoriell addiert werden: wie Fig. 3 darstellt, ist die Resultiereride der Addierung von A₁ und C₁ ein Vektor mit der gleichen Richtung wie der Vektor B₁; es ist also erlaubt, in Modulus- und Argumentform die Identitäten zu schreiben
A₁ + C₁ = (2 cos 0_d), 0_h) ' ·

(v)

Das Vektordiagramm nach Fig. 4 entspricht dem nach Fig. 3> bezieht sich jedoch auf das Reflektionssignal. Dabei liegen die Vektoren A„ und C„ auf entsprechende Weise unter je einem Winkel 0* in bezug auf den Vektor B₂, der hier jedoch einen Winkel von -0, statt + 0, bildet, und es wird einleuchten, dass die Addierung der Vektoren A„ und C einen resultierenden Vektor in der gleichen Richtung wie der \^rektor B ergibt; eine Betrachtung der Fig. h führt zu den Identitäten

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A₂ + C₂ = (2p cos 0_d), - 0_b)

) ■

) (vi) ·

B₂ = P , -"0_b )

Jetzt wird betrachtet, was geschieht, wenn

die direkten und die indirekten Signale in den Antennen a und c addiert werden. G-emäss Fig. 5 kann ein Vektor, der die direkten Komponenten (A₁ + G₁) angibt, unter einem ¥inkel 0, in bezug auf eine Nullreferenzlinie sowie ein Vektor unter einem Winkel von -JZL mit dieser Linie gezogen werden, die die indirekten Komponenten (A„ + C„) angibt. Auf diese Weise wird der, resultierende Vektor (A + C) erhalten, dessen Modulus durch nachstehende Identität ausgedrückt werden kann

|a + O [= 2

cos

j . (1 + ρ² +2p cos 20_b)^T (vii)

Auf entsprechende Weise bekommt man

|b| = (1 + p² + 2p cos 2 0_b )^T (viii)

und wenn nun geschrieben wird

(1 + p² H- 2p cos 2 0_h)? ZTf₁(P)" (ix)

können Ausdrücke für verschiedene lineare Vektorkombinationeii von A, B und C abgeleitet werden, zum Beispiel

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+ B+cJ= 1+2 cos 0, I . T
A - B + CI = 1 - 2 cos 0_d j . T₁(P) ) (x)

[a + 2B + C I = 2 1 + cos 0_d I . JF₁

ΙΑ - 2B + C I = 2 |i - cos 0_d I . f ₁ (p) )

Eine andere Betrachtung der Ausdrücke (vii) bis (x) zeigt, dass jede dieser Grossen einen Faktor f.. (p) enthält, und dass, wenn ein Ausdrück durch einen beliebigen anderen Ausdruck geteilt wird, dieser Faktor verschwindet und ein Quotientausdruck übrig bleibt, der eine Funktion von 0 und also ein Funktion von θ jedoch völlig unabhängig von ρ ist. Der beste Teiler ist warseheinlich B , da er selbstverständlich gleich f₁(p) ist, so dass zum Beispiel geschrieben werden kann

Ia + el = 2 I cos 0 \. (xi)

■ Jetzt werden die Antennen χ und y nach Fig.

betrachtet. Wenn dabei auf entsprechende Weise wie oben in bezug auf die Antennen a und c beschrieben gearbeitet wird, kann die Gleichung

Jx + Y I = 2 (cos 0_e If₁(P) (xii)

hergeleitet werden, worin 0 den halben Phasenunterschied (0-0 )/2 darstellt.
^VJx ⁷^y"

Daraus lässt sich ein weiterer Quotient

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X + Υ' = |cos. 0 j (xiii)

A + C .

j j cos -

herleiten, aus dem ersichtlich ist, dass das Prinzip, auf dem die Erfindung basiert, sowohl bei der Anwendung zweier Antennen, die im gleichen Abstand von einer mittleren Antenne liegen, als auch bei der Verwendung zweier Antennenpaare angewandt werden kann, welche Paare symmetrisch in bezug auf einen mittleren Punkt, an dem sich keine Antenne befindet, liegen, wobei die'zwei Antennen des einen Paares in einem anderen Abstand vom Mittelpunkt als die des anderen Paares liegen, mit anderen Worten wenn die Reihe aus mindestens drei Antennen besteht, die symmetrisch in bezug auf einen mittleren Punkt angeordnet sind, liegt ein bestimmtes Verhältnis zwischen der mittleren Phase eines beliebigen symmetrischen Antennenpaares und der Phase in diesem mittleren Punkt vor, sogar wenn zu diesem mittleren Punkt selbst keine Antenne gehört.

Bekanntlich kann die gegenseitige Phase 0 zweier Antennen in einem Interferometer durch folgenden Ausdruck vorgestellt werden ■

(2-tf d sin e)/\ · * (xiv)

und wenn von der in Fig. .1 dargestellten Anordnung ausgegangen wird, worin die Antennen a und c in einem Abstand von 2d auseinander liegen, während die Antennen χ und y. in einem Abstand von 2nd auseinander liegen, kann der Ausdriick (xiii) in folgender Form geschrieben werden

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IX -ι- Y 1 _ I cos nj2i_d I (xv)

I A + 0 j j cos 0_d|

Es ist dabei interessant, dass bei dieser algebraischen Bearbeitung die endgültigen Ausdrücke auch von der Höhe h unabhängig sind.

Nach dieser Betrachtung der Folgen des Addierens der an Antennenpaaren abgegriffenen Phasen-Datensignale wird vollständigkeitshalber betrachtet, was die Folge des Abgreifens eines Differenzsignals zwischen den Antennen eines Paares statt eines Summensignals ist. Fig. 3 zeigt weiter den Vektor, der -C₁ darstellt, und den resultierenden Differenzvektor (A₁ - C₁); letzterer Vektor bildet selbstverständlich einen Winkel (0, + -ff /z) und steht senkrecht auf dem Summenvektor und dem Vektor B=. . Fig. 6 stellt ein kennzeichnendes Verhältnis zwischen dieser Summen- und Differenzvektor.en und ihre Beziehung zum Vektor B₁, 0, dar.

Auf entsprechende Weise zeigt; Fig. k den

Differenzvektor -C„ und den resultierenden Vektor-...¹ (A„ - Cp), der auch hier senkrecht auf dem Summenvektor und unter einem Winkel -(0_b ~+Yt/z) steht. Diese Bearbeitungen ergeben gleichartige Identitäten wie die nach den Ausdrücken (v) und (vi) und mit der Form . .

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A₁ - C₁ = (2 sin 0_d), (0_b +fi/2) )

) (xvi)

^A2 " ^C2 ⁼ (²P sⁱⁿ #_d)» ~(0_h + ii/2) )

Diese Unterschiede zwischen den direkten und den indirekten Signalen können jetzt auf gleichartige Weise wie oben an Hand'der Figur 5 beschrieben addiert werden, so dass ein resultierender Vektor (A - C) entsteht, dessen Modulus durch folgende Identität dargestellt werden kann

[a - C [= 2|sin 0_d |(1 , + *p² - 2p cos 2 0_b)^T (xvii). , für die einfachheitshalber geschrieben werden kann

A - C J = 2 |sin 0-_d |f₂(p) ' (xviii) , worin selbstΛ^!·erständlich

f₂(p) = (1 +P² - 2p cos 0_h)^Y ' (xix)

Auf gleichartige Weise ergeben die Antennen χ und y den

Ausdruck " . ,

|X - Y j = 2|sin 0_e|f₂(p) . (xx), woraus hergeleitet werden kann, vgl. den Audruck (xv),

Ix - yI ₌ (sin η 0_d I . " . (xxi)

I^A- ^C! "|i0, -'■

Interessant dabei ist, dass wenn η gleich 2 ist, das heisst, wenn die Antennen x, a, b, c und y in gleichen · Abständen auseinander liegen, der letzte Ausdruck wie folgt vereinfacht werden kann

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X-Y =2 cos

0_d\

Ia - c I

I Als Zusammenfassung der bisher gegebenen Auseinandersetzung wird vorgeschlagen, das eingangs erwähnte Problem dadurch zu lösen, dass bei einer Antennenreihe mit den beschriebenen Eigenschaften ein Quotientsignal gebildet wird, das eine Funktion von (d sin θ), aber vom Reflektionsfaktor ρ und von der Höhe h unabhängig ist: dieses Quotientsignal wird durch Teilung eines ersten Hilfssignals, das einer Funktion von (d sin θ) nach Multiplikation mit.einer Funktion f(p) proportional ist, durch ein zweiter Hilfssignal, das einer anderen Funktion von" (d sin θ) nach Multiplikation mit der Funktion f(p) proportional ist, erhalten.

Wie bei allen Selctorbestimmungssystemen wird nicht die Messung des Winkels der empfangenen Strahlung, sondern die Angabe angestrebt, ob dieser Winkel in oder aus einem bestimmten Sektor fällt, um den durch einen Hauptinterferometer umfassten Bereich zu vergrössern. Der Hauptinterferometer selbst wird zum Angeben des Winkelbereichs verwendet, in dem Sektoren liegen, die -je einen Teil dieses Bereichs bilden.

Biespielsweise wird die Winkelabmessung von Sektoren betrachtet, die mit Hilfe eines aus dem Vorangehenden hergeleiteten Ausdrucks bestimmt werden kann, ^τ. ^Λ wobei angenommen sei, dass es sich um einen Sektor handelt, dessen einer Begrenzung horizontal ist, das heisst

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7*5 ^%

θ.= Null. Es"wird, von nachstehendem Ausdruck ausgegangen. Ia + 2B + el = J1 + cos 0 Γ (xxiii)

Fig. 12 (a) zeigt die graphische Darstellung für diesen Ausdruck, aus der ersichtlich ist, dass zwischen den Grenzen 0, = 0 und 0, = 3*if/2 eindeutig ein Sektor ab 0, = 0 bis -ff/2, bei dem [1 + cos 0,j grosser ist als eins, sowie ein Sektor ab 0 = <f /2 bis 3^1f/2, bei dem [1 + cos 0,j kleiner als eins ist, bestimmt werden kann. Wenn 0, grosser ist als 3^/2, wird die Anzeige mehrdeutig.

Ein anderer gleichartiger Ausdruck ist

Ia - 2B + ei L . _/ . · (xxiv),

—w—⁼ I¹ "^cos ⁰\

- COS

der gleichfalls in der Fig. 12(a) dargestellt ist; auch hier ist die graphische Darstellung bis zu 0, = 3<T/2 eindeutig, Und geeignete Sektoren sind 0 bis ·<ί/2, wobei

- cos

kleiner ist als eins, und von -in /2 bis 3^(C/2-, worin dieser letzte Ausdruck grosser als eins ist. Interessant ist dabei, dass dieser Ausdruck einen Nullwert' der Amplitude auf der Horizontale gibt, das. heisst θ .= Null, was vorteilhaft sein kann, um Streuungseinflüsse möglichst zu verringern. Ein anderes Paar gleichartiger Ausdrücke ist

' Ia + B + el I_{1 o} r* [ (xxv) FrI =1+2 cos 0 J ^v '

und . ■ -

Ia - β + c

= I 1-2 cos

von denen die graphischen Darstellungen 'in Fig. 12"(b) dargestellt sind. Für beide Ausdrücke köiinen zwei Sektoren

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bestimmt werden; es kann zum Beispiel einer, in dem der Ausdruck grosser als eins, und ein zweiter, in dem dies nicht der Fall ist, bestimmt werden, wobei sich die Sektoren in einem derartigen Fall wieder ab 0, = 0 bis ^f/2 und ab 0 = -ff /2 bis 3 -<f/2 erstrecken.

Bei allen diesen Ausdrucken sind die Grenzen der Sektoren selbstverständlich mehr oder weniger von der Wahl des Ausdruckswertes bei der gemeinsamen Grenze abhängig. Nehmen wir zum Beispiel den Ausdruck (xxiii) mit denjenigen Grenzen, bei denen der Ausdrxick gleich 0,5 ist. Dabei erstrecken sich die Sektoren von 0 bis 2 ff/3 und von 2 ff/3 bis 4ff/3» wobei über dem letzten ¥ert von 0, hinaus Zweideutigkeit eintritt.

Der Einfachste Fall ist der des Ausdrucks (xi), aber hier kann Zweideutigkeit bei einem Winkel grosser als 0 = ^f/2 auftreten, und deshalb ist der Nutzen dieses Ausdrucks geringer als in den Fällen nach den Ausdrücken (xxiii) bis (xxvi), in denen, der Bereich der Eindeutigkeit grosser ist.

Als Leitfaden für die Beziehung zwischen dem Erhebungswinkel θ und dem halben Phasenunterschied 0 ,, siehe die Ausdrücke (i) bis (iv), sei erwähnt, dass bei einer Wellenlänge /Λ, von 6 cm und einem Abstand -d zwischen den Antennen von 18 cm, wie in der nachstehend zu beschreibenden Ausführungsform, in Fig. 12 eine Phase 0, von •ff/2, die wie oben bereits erwähnt eine geeignete Grenze

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für Systeme bildet, bei denen die Ausdrücke (xxiii) bis (xxvi) verwendet werden, einem Erhebungswinkel θ von 4,7° entspricht, und 0_d = 3<V² entspricht θ = 9,6 Grad.

Nachstehend werden zwei der möglichen Anordnungen zum Durchführen des' erfindungsgemässen Verfahrens beschrieben.

Fig. 7 stellt eine experimentelle Anordnung dar, die ein Ausgangssignal in der vom Ausdruck (xxv) angegebenen Form liefert. Die Antennenreihe besteht aus drei Hornantennen a, b und c, die auf einer vertikalen Geraden angeordnet sind, wobei der Abstand vom mittleren Hornstrahler b zu jedem der beiden.äusseren Hornantennen a und c 18 cm beträgt. ' · -

Dies bedeutet in Fig. 1, dass der Abstand d 18 cm beträgt. Die Betriebsfrequenz .ist 5 GHz, so'dass die Wellenlänge X 6 cm beträgt.

Das Ausgangssignal jeder Hornantenne wird einem getrennten Empfänger R zugeführt, zu dem auch Signale LO eines örtlichen Oszillators mit gleicher Phase' gelangen, um die Phaseninformation beizubehalten; wie Fig. 8 darstellt, besteht jeder Empfänger R aus einer Mischstufe M, die das Signal der betreffenden Hornantenne und das des örtlichen Oszillatox's empfängt und von einem Zwischenfrequenzverstärker IFA gefolgt wird, der ein Ausgangssignal mit einer Zwischenfrequenz von 12 MHz liefert;

t dieses Ausgangssignal enthält selbstverständlich immer

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noch die ursprüngliche Phaseninformation des von der betreffenden Hornantenne empfangenen Signals.

In der Anordnung nach Fig. 7 werden die

zwischenfrequenten Ausgangssignale der zu den Antennen a., b und c gehörenden Empfängern in einer Addierstufe SA addiert und das gewonnene Summensignal, immer noch auf der Zwischenfrequ^nz, wird einem logarithmischen Verstärker LA zugeführt, Das Ausgangssignal des zur Hornantenne b gehörenden Empfängers wird ausserdem einem zweiten logarithmischen Verstärker LA zugeführt, wobei an den Ausgängen der beiden Verstärker Spannungsignale gewonnen werden, die [A +B +C bzw. |b| darstellen, und diese beiden Signale werden in einer Differenzstufe SS miteinander verglichen, wodurch ein Ausgangssignal der im Ausdruck (xxv) angegebenen Form gewonnen wird. In Fig. 7 sind die drei Ausgangssignale A, B und C der Empfänger und die Formen der Ausgangssignale der beiden logarithmischen Verstärker angegeben.

Fig. 9 zeigt eine Anordnung, bei der das Ausgangssignal die im Ausdruck (-xxiv) angegebene Form hat. An Hand der Beschreibung nach Fig. 7 wird die Wirkung derj· Anordnung nach Fig. 9 deutlich sein. Wie ersichtlich ist, wird jedoch zum Erhalt eines Signales, das -2B darstellt, das Signal B verdoppelt und durch eine Anordnung hindurchgeführt, die eine Phasenverschiebung um Ii Radialen, das heisst um 18O°, bewirkt, wodurch, gleichsam mit -1 multi-

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pliziert wird. In· diesem Punkt hat das Signal immer noch die Zwischenfrequenz.

.Fig'. 10 zeigt eine Ausführungsform eines

logarithmischen Verstärkers, der sich für die Verstärker LA in den Figuren 7 und 9 geeignet gezeigt hat. Er basiert auf einem logarithm!sehen Verstärker von Plessey, vom Typ SL 521B, und liefert, ausgehend von einem radiofrequenten Eingangssignal, ein Gleichspannungsausgangssignal, das eine logarithmische Funktion der detektierten Amplitude des Eingangssignals ist. Wie nach Fig. 10 wird das Eingangssignal ab einer Eingangsklemme TI über einen Kondensator von 0,1 /uF den Klemmen 6 und 7 der integrierten Schaltung IC 1 zugeführt. Eine Klemme 2 dieser Schaltung ist über einen Widerstand von 10 Ohm mit einer Positivspannungsleitung V2 von 6 Volt verbunden, während eine Klemme 5 direkt mit einer gemeinsamen negativen Leitung verbunden ist, die in der Figur als Erde angedeutet ist. Das Gleichspannungsausgangssignal an der Klemme TO wird über einen Widerstand von 47 Ohm an einer Klemme 4 der integrierten Schaltung abgegriffen, welche Klemme weiter* über einen Widerstand von 680 Olim mit einer Positivspannungsleitung V4 von 5 V verbunden ist. Ein Wechselstromüberbrückungskondensator von ungefähr 220 pF ist zwischen den Klemmen h und 5 geschaltet.

_r Fig. 11 zeigt eine verbesserte Ausführungsform

des logarithmischen Verstärkers, die, wie sich herau-sge-

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stellt hat, eine bedeutend grössere Dynamik aufweist. In der Schaltung nach Fig. 11 haben die Widerstände und Kondensatoren die gleichen Werte wie die entsprechenden Elemente in Fig. 10, und jede integrierte Schaltung 'IC1 ist vom gleichen Typ wie die in Fig. 10, das heisst vom Typ Sl 521B. Wie ersichtlich ist, sind in Fig. 11 die integrierten Schaltungen durch Zuführen des Ausgangssignals an der Klemme 3' jeder integrierten Schaltung an die gemeinsamen Eingangsklemmen 6 und 7 der nächsten integrierten Schaltung kaskadengeschaltet; bei der letzten integrierten Schaltung wird selbstverständlich kein Ausgangssignal an der Klemme 3 abgegriffen, vgl. Fig. 10. Die Ausgangssignale jeder der Schaltungen der■Kaskade werden an den miteinander verbundenen Klemmen h abgegriffen und auch hier über einen Widerstand von 47 Ohm der Ausgangsklemme TO'zugeführt, wobei diese Klemmen h wiederum mit einer Positivspannungsleitung Yh von 5 Volt verbunden sind.

Auf diese Weise wird bei jeder der Anordnungen nach den Fig. 10 und 11 an einer Ausgangsklemme TO ein Gleichspannungssignal erhalten, dessen Amplitude eine logarithmisch^ Funktion der einer Eingangsklemme TI zugeführten radiofrequenten Signale ist. Wenn, wie üblich, die in.der Antennenreihe ankommenden Signale Impulsform haben, so dass das Zwischenfrequenzsignal an der Klemme TI nach Fig. 10 oder nach Fig. 11 auch Impulsform hat, wird selbstverständlich das Ausgangssignal an der Klemme TO die Form

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• Αι.

von Gleichspannungsinipulsen aufweisen.

Die Addierstufe SA nach Fig. 7 .kann vorteilhaft die Form eines einfachen Widerstandsaddiernetzwerk haben und nach Bedarf einen linearen Verstärker enthalten, um jedem der logarithmischen Verstärker LA ein Eingangssignal mit einem geeigneten Pegel zu liefern.

Fig. 13 zeigt schematisch eine bei den Ausführungsformen nach den Fig. 7 und 9 verwendete Antennenanordnung; sie spricht im wesentlichen für sich und besteht aus drei Hornantennen, deren Längsachesen ba parallel verlaufen und einen Winkel t von ungefähr¹ 1 1 Grad mit der Horizontale bilden. Diese Anordnung ist nahezu der in der oben erwähnten -britischen Patentschrift 1 337 099 beschriebenen Anordnung identisch.

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Claims

PATENTANSPRÜCHE:

( 1. / Verfahren zum Bestimmen eines vertikalen Sektors mit Hilfe von Radiointerferometrie, wobei von jeder Antenne aus einer Reihe mit mindestens drei auf einer vertikalen Geraden angeordneten' Antennen ein Datensignal bezogen wird, das sowohl vom Erhebungswrnkel Θ, unter dem eine Radiowelle aus einer entfernten Quelle in der Reihe ankommt, als auch vom Bodenrückstrahlungskoeffizienten ρ abhängig ist, dadurch gekennzeichnet, dass von den Datensignalen einer ersten Antennengruppe, die mindestens zwei Antennen der erwähnten Reihe enthält, bzw. von den Datensignalen aus einer in bezug auf die Mitte der ersten Gruppe symmetrisch liegenden zweiten Antennengruppe, die mindestens eine Antenne der erwähnten Reihe enthält, ein erstes bzw. zweites Hilfssignal hergeleitet w±Td, dessen Amplitude einer für beide Antennengruppen gleichen Funktion f(p) von ρ nach Multiplikation mit einer für beide Antennengruppen verschiedenen Funktion f₁(q) bzw. f_(©), die von θ und nicht von ρ abhängig ist, proportional ist und dass der Modulus des einen Hilfssignals durch den Modulus des anderen Hilfssignals zum Erhalt eines Quotientsignals geteilt wird, das von θ abhängig ist, jedoch von ρ unabhängig ist.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Dividieren des einen Hilfssignals durch das andere durch Verstärken beider Signale in ein'em logarith-

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mischen Verstärker und dabei durch Bildung eines resultierenden Differenzsignals, das den Logarithmus des Quotienten der beiden hergeleiteten Signale darstellt, in einer Differenzstufe durchgeführt wird.
3. System zum Bestimmen eines vertikalen Sektors

mit Hilfe von Radiointerferometrie, das zum Durchführen eines Verfahrens nach Anspruch 1 oder 2 geeignet ist, dadurch gekennzeichnet, dass das System aus einer Reihe mit mindestens drei auf einem vertikalen Geraden angeord:-. neten Antennen, aus Radioempf angmi.tteln zum Erhalt eines Datensignals aus jeder Antenne·, das sowohl die Amplitudenais auch die Phaseninformation des empfangenen Signals enthält und eine Funktion des Erh.ebungswinkels θ und^des. Bodenrückstrahlungskoeffizienten ρ ist, aus ersten Mitteln zur Bildung einer linearen Vektorkombination zweier oder mehrerer Datensignale, die aus einer ersten Antennengruppe erhalten sind, die mindestens zwei Antennen aus der erwähnten Reihe enthält, zur Bildung eines" ersten Hilfssignals, aus zweiten Mittel zur Bildung eines zweiten Hilfssignals aus Signalen, die aus einer in bezug auf die Mitte der ersten Gruppe symmetrisch liegenden zweiten Αητ'" tennengruppe gewonnen werden, die mindestens eine.Antenne aus der erwähnten Reihe enthält, sowie aus einer- Teilungsanordnung besteht, um das eine HilfssiLgnal durch das andere zum Erhalt eines Quotientsignals zu teilen, das eine Funktion von Θ, jedoch Unabhängig von ρ ist»

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k. System nach Anspruch 3> dadurch gekennzeichnet, dass die erwähnten ersten und zweiten Mittel je einen logarithmischen Verstärker enthalten, während die Teilungsanordnung eine Differenzstufe zur Bildung des Unterschiedes zwischen den AusgangsSignalen der erwähnten Verstärker zum Erhalt eines Quotientsignals enthält, das dem Logarithmus des Verhältnis der Moduli der beiden sinusförmigen Eingangssignale proportional ist.

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