DE2851218C2

DE2851218C2 - Doppler-Impulsradarsystem für Luftfahrzeuge zur Messung der Geschwindigkeit über Grund

Info

Publication number: DE2851218C2
Application number: DE2851218A
Authority: DE
Inventors: Theodore Pleasantville N.Y. Hubka; Robert William Bardonia N.Y. Slater
Original assignee: Singer Co
Current assignee: Singer Co
Priority date: 1977-11-25
Filing date: 1978-11-27
Publication date: 1987-04-30
Also published as: GB2008884A; GB2008884B; US4158202A; DE2851218A1; FR2410284B1; NO783962L; SE439996B; JPS6250789B2; CA1137600A; NO147536C; IL55399A; SE7812040L; JPS5476092A; NO147536B; FR2410284A1

Description

Die Erfindung geht aus von einem Doppler-Impulsradarsystem für Luftfahrzeuge zur Messung der Geschwindigkeit über Grund der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegebenen Gattung.
Solche Doppler-Impulsradarsysteme arbeiten im Zeitmultiplexbetrieb, um die Radarstrahlen nacheinander zu senden und deren Echosignale zu empfangen und zu verarbeiten. Zur Messung von Geschwindigkeiten über Grund von bis zu etwa 750 Knoten stehen billige Standardkomponenten zur Verfügung, welche es erlauben, die Echosignale mit positiver Doppler-Verschiebung der vorderen Radarstrahlen zu verarbeiten und nach einigen Millisekunden umzuschalten, um dann die Echosignale mit negativer Doppler-Verschiebung der hinteren Radarstrahlen zu verarbeiten. Auch erfordern diese niedrigen Geschwindigkeiten nur einen Durchlaßbereich von etwa ±12 KHz bei einer Zwischenfrequenz von etwa 40 KHz, so daß mit einer Energiequelleninverterfrequenz kleiner als 55 KHz, wie für einen hohen Wirkungsgrad der Umschaltenergiequelle günstig, jedoch unterhalb des Duchlaßbereiches gearbeitet werden kann, um zu gewährleisten, daß Energiequellenwellungsfrequenzen und -harmonische außerhalb des Durchlaßbereiches liegen, so daß sie keine störenden Echosignale verursachen können. Dagegen können für hohe Geschwindigkeiten über Grund in der Größenordnung von beispielsweise 2000 Knoten Standardkomponenten nicht verwendet werden, und zwar wegen der hohen Führungsgeschwindigkeit bzw. -frequenz, mit welcher von den Echosignalen mit positiver Doppler-Verschiebung zu den Echosignalen mit negativer Doppler-Verschiebung übergegangen werden muß. Auch ist es erforderlich, den Zwischenfrequenzbereich des Empfängers auf 40 KHz±25 KHz zu vergrößern, was eine Energiequelleninverterfrequenz größer als 70 KHz bedingt, welche für eine hochwirksame Umschaltenergiequelle unzweckmäßig ist.
Es ist ein FM-CW-Radarsystem für Luftfahrzeuge zur gleichzeitigen Messung der Geschwindigkeit über Grund auf der Basis des Doppler-Effektes und der Höhe über Grund auf der Basis von Phasenverschiebung bekannt, welches so aufgebaut ist und arbeitet, wie im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegeben. Dabei wird die 13.320 MHz-Signalquelle des Senders über einen Schalter je nach Flughöhe an einen 21 KHz-Modulationsoszillator oder einen 126 KHz-Modulationsoszillator angeschlossen, um ein entsprechend frequenzmoduliertes HF-Signal an den Koppler abzugeben, dessen einer Ausgang unmittelbar mit der Sende- und Empfangsweiche verbunden ist. Der Einseitenbandmodulator ist im Empfänger angeordnet und eingangsseitig einerseits an den zweiten Ausgang des Kopplers sowie andererseits an einen 30 MHz- Oszillator angeschlossen, um mit seinem Ausgangssignal als Überlagerungsoszillatorsignal den abgeglichenen HF-Mischer des Empfängers zu beaufschlagen, welcher eingangsseitig ferner unmittelbar an die Sende- und Empfangsweiche angeschlossen ist, während der Ausgang über einen 30 MHz-Vorverstärker, ein 30 MHz-Kerbfilter und einen 30 MHz-Nachverstärker einerseits mit einer Schaltung zur Höhenmessung und andererseits mit einer Schaltung zur Geschwindigkeitsmessung verbunden ist, welche aus einem an einen 29,748 MHz-Oszillator angeschlossenen verstärkenden Mischer zur Verstärkung des Eingangssignals und Verschiebung seiner Frequenz, einem nachgeschalteten Kerbfilter, welches nur das untere Seitenband erster Ordnung durchläßt, und einer anschließenden Frequenznachlaufstufe besteht ("An FM-CW Radar for Simultaneous Three-dimensional Velocity and Altitude Measurement" von Walter R. Fried in "IEEE TRANSACTIONS ON AEROSPACE-SUPPORT CONFERENCE PROCEDURES", Band AS-1, Nr. 2, August 1963, Seiten 17 bis 37).

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Doppler-Impulsradarsystem für Luftfahrzeuge zur Messung der Geschwindigkeit über Grund der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegebenen Gattung zu schaffen, bei welchem der HF-Mischer des Empfängers Ausgangssignale in ein und derselben Richtung für die Doppler-Verschiebungen der Echosignale aller vier Radarstrahlen liefert, also sowohl für die positiven Doppler-Verschiebungen der Echosignale der beiden vorderen Radarstrahlen als auch für die negativen Doppler-Verschiebungen der Echosignale der beiden hinteren Radarstrahlen.

Diese Aufgabe ist durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen Doppler-Impulsradarsystems sind in den restlichen Patentansprüchen angegeben.

Beim erfindungsgemäßen Doppler-Impulsradarsystem ergibt sich selbst bei einer Geschwindigkeit über Grund von 2000 Knoten nur eine Doppler-Verschiebungsdifferenz entsprechend einer Geschwindigkeit von einigen wenigen 100 Knoten zwischen den Echosignalen der vorderen Radarstrahlen und den Echosignalen der hinteren Radarstrahlen und ist die Bandbreite auf die Hälfte reduziert, so daß es auch zur Messung hoher Geschwindigkeiten über Grund nur billige Standardkomponenten benötigt und mit einer verhältnismäßig niedrigen Energiequelleninverterfrequenz oberhalb des Durchlaßbereichs arbeiten kann, um entsprechende Störungen auszuschalten.

Nachstehend ist eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Doppler-Impulsradarsystems anhand von Zeichnungen beispielsweise beschrieben. Darin zeigt
Fig. 1 perspektivisch vier von einem Doppler-Impulsradarsystem an Bord eines Flugzeuges abgestrahlte Radarstrahlen;
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Doppler-Impulsradarsystems, entsprechend dem eingangs erörterten FM-CW-Radarsystem, welches die Radarstrahlen gemäß Fig. 1 sendet;
Fig. 3A das Spektrum des Ausgangssignals des HF-Mischers des Empfängers des Doppler-Impulsradarsystems gemäß Fig. 2;
Fig. 3B das Spektrum des Eingangssignals der Frequenznachlaufstufe des Empfängers des Doppler-Impulsradarsystems gemäß Fig. 2;
Fig. 4 ein Blockschaltbild der Frequenznachlaufstufe des Empfängers des Doppler-Impulsradarsystems gemäß Fig. 2;
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Doppler-Impulsradarsystems, welche die Radarstrahlen gemäß Fig. 1 sendet;
Fig. 6A bis 6F jeweils das Spektrum eines bestimmten Signals bei dem Doppler-Impulsradarsystem gemäß Fig. 5;
Fig. 7 ein Blockschaltbild des HF-Mischers des Empfängers des Doppler-Impulsradarsystems gemäß Fig. 5;
Fig. 8 ein Blockschaltbild des digitalen Einseitenbandmodulators und des HF-Leistungsverstärkers mit phasensynchronisierbarem Oszillator des Senders des Doppler-Impulsradarsystems gemäß Fig. 5; und
Fig. 9A und 9B jeweils die Wirkungsweise der logischen Schaltglieder des digitalen Einseitenbandmodulators gemäß Fig. 8 bei fallender bzw. ansteigender Phasenverschiebung des zugeführten HF- Signals.
In Fig. 1 ist ein mit einem Doppler-Impulsradarsystem versehenes Flugzeug 10 angedeutet. Das Flugzeug 10 bewegt sich in Richtung der Längsachse X, senkrecht zu welcher die Querachse Y und die Hochachse Z verlaufen. Das bordeigene Doppler-Impulsradarsystem des Flugzeuges 10 sendet zwei vordere Radarstrahlen 1 und 2 sowie zwei hintere Radarstrahlen 3 und 4 schräg nach unten zum Boden.
Das Doppler-Impulsradarsystem gemäß Fig. 2 weist einen Sender, einen Empfänger und eine gemeinsame Sende- und Empfangsantenne 18 auf und wird periodisch zwischen Sende- und Empfangsbetrieb umgeschaltet, um eine bestimmte Impulsfolgefrequenz (PRF) zu gewährleisten. Dabei werden der Sender, der Empfänger sowie die Sende- und Empfangsantenne 18 im Zeitmultiplexbetrieb für die vier Radarstrahlen 1 bis 4 gemäß Fig. 1 verwendet.
Ein HF-Signal von einer HF-Signalquelle 11 des Senders wird einem Koppler 12 zugeführt, welcher einen Teil des HF-Signals weggedämpft und zu einem analogen Einseitenbandmodulator 19 des Empfängers gelangen läßt. Der Hauptteil des HF-Signals geht vom Koppler 12 einem HF-Schalter 13 des Senders zu und gelangt von dort zu einem HF-Leistungsverstärker 14 desselben, um vor der Eingabe in eine Sende- und Empfangsweiche 16 verstärkt zu werden. Von letzterer geht das verstärkte HF-Signal einem Mikrowellenschalter 17 zu, um schließlich zur Sende- und Empfangsantenne 18 zu gelangen und abgestrahlt zu werden.
Das Echosignal wird über die Sende- und Empfangsantenne 18, den Mikrowellenschalter 17 und die Sende- und Empfangsweiche 16 einem HF-Empfängerverstärker 21 zugeführt. Dessen Ausgangssignal gelangt über einen HF-Schalter 22 des Empfängers zu einem HF-Mischer 20 desselben, welcher ferner mit dem Ausgangssignal des Einseitenbandmodulators 19 als Überlagerungsoszillatorsignal beaufschlagt wird und ein ZF-Signal abgibt, welches in einem ZF-Verstärker 23 des Empfängers verstärkt wird und dann einer Frequenznachlaufstufe 24 desselben zur Bestimmung der Geschwindigkeit über Grund des Flugzeuges 10 zugeht. Der HF-Leistungsverstärker 14 und der diesem vorgeschaltete HF-Schalter 13 werden synchron periodisch mit positiven Torsignalen beaufschlagt, um den Sender einzuschalten. Jeweils gleichzeitig werden der HF-Empfängerverstärker 21 und der diesem nachgeschaltete HF-Schalter 22 mit negativen Torsignalen angesteuert, um den Empfänger während der jeweiligen Sendeperiode zu isolieren.
Auf diese Weise werden die vier Radarstrahlen 1 bis 4 gemäß Fig. 1 in zeitlicher Aufeinanderfolge gesendet und deren Echosignale empfangen. Fig. 3A zeigt das Spektrum des Ausgangssignals des HF-Mischers 20 des Empfängers, Fig. 3B das Spektrum des Eingangssignals der Frequenznachlaufstufe 24 desselben. Die Zwischenfrequenz liegt im allgemeinen nach dem ersten Mischen bei etwa 30 MHz und nach dem zweiten Mischen bei annähernd 40 KHz. Gemäß Fig. 3A liegen die Echosignale 31 der hinteren Radarstrahlen 3 und 4 links und die Echosignale 32 der vorderen Radarstrahlen 1 und 2 rechts von der ersten Zwischenfrequenz (30 MHz) bei einem Durchlaßbereich 33 von etwa 50 KHz. Gemäß Fig. 3B liegen die Echosignale 34 der hinteren Radarstrahlen 3 und 4 links und die Echosignale 36 der vorderen Radarstrahlen 1 und 2 rechts von der zweiten Zwischenfrequenz (40 KHz) bei einem Durchlaßbereich 37 von etwa 30 KHz.
Es ist eine Energiequelle 15 vorgesehen, wobei es sich gewöhnlich um einen Umschaltregler geringen Gewichtes handelt, welcher mit einer Umschaltfrequenz kleiner als 55 KHz arbeitet, um einen hohen Wirkungsgrad zu erzielen. Das Ausgangssignal der Energiequelle 15 weist Welligkeiten bei der Grundfrequenz und den Harmonischen der Umschaltfrequenz auf, welche im Durchlaßbereich liegen. Wenn nicht außerordentliche Vorsichtsmaßnahmen getroffen werden, dann können diese Frequenzen unerwünschte Echosignale im Durchlaßbereich verursachen, was zu entsprechenden Fehlern führt.
In Fig. 4 ist ein Blockschaltbild der Frequenznachlaufstufe 24 wiedergegeben, bei welcher es sich um eine übliche Sinus/Kosinus-Nachlaufstufe handelt. Sie ist im Zeitmultiplexbetrieb den vier Radarstrahlen 1 bis 4 zugeordnet. Die Frequenznachlaufstufe 24 weist einen Frequenzdiskriminator 40, einen Verstärker 41, einen spannungsgesteuerten Oszillator 42 und einen Integrator 43 auf. Letzterer muß den Oszillator 42 schnell von Strahl zu Strahl während sehr kurzen Dauer (annähernd 2 Millisekunden) derjenigen Periode führen, während welcher der Empfänger abgeschaltet ist.
Im Frequenzdiskriminator 40 wird ein Fehlersignal abgeleitet, welches der Differenz zwischen der Frequenz des Oszillators 42 und der spektralen Mittenfrequenz des Echosignals proportional ist und dem Verstärker 41 sowie dem Integrator 43 zugeführt wird, welcher seinerseits die Frequenz des Oszillators 42 positioniert, bis die Frequenzdifferenz gleich Null ist. Da die Doppler- Verschiebungen für die vier Radarstrahlen 1 bis 4 im allgemeinen voneinander verschieden sind, weist der Integrator 43 vier Kondensatoren C 1, C 2, C 3 und C 4 auf, welche synchron mit der Radarstrahlumschaltfrequenz elektronisch durch Schalter SW 1, SW 2, SW 3 und SW 4 umgeschaltet werden. Jeder Kondensator C 1 bzw. C 2 bzw. C 3 bzw. C 4 nimmt eine Spannung entsprechend der durchschnittlichen Doppler-Verschiebung für die jeweilige Radarstrahlperiode auf und speichert sie dann, während die anderen drei Radarstrahlen angeschaltet sind. Das Ausgangssignal der Frequenznachlaufstufe 24 ist ein geschaltetes Überlagerungsoszillatorsignal, welches die Doppler-Verschiebung für jeden Radarstrahl 1 bzw. 2 bzw. 3 bzw. 4 repräsentiert.
Der Frequenznachlaufstufe 24 gemäß Fig. 4 ist eine Zeitkonstante γ=Konstante/ (K _D · K _LO) zugeordnet (K _D=Gewinn des Frequenzdiskriminators 40; K _LO=Skalenfaktor des Oszillators 42). Als Funktion der hauptsächlichen Fehlerquelle bei einer Sinus/Kosinus-Nachlaufstufe, nämlich der Integratordrift, ist weiterhin für die Frequenznachlaufstufe 24 der Fehler &epsi;=Integratordrift/ K _D gegeben.
Zur Umwandlung der Frequenznachlaufstufe 24 für niedrige Geschwindigkeiten in eine solche, welche für Geschwindigkeiten von bis zu 2000 Knoten geeignet ist, ist es erforderlich:

a) den Spannungsbereich des Integrators 43 unter Konstanthaltung des Skalenfaktors K _LO des Oszillators 42 zu vergrößern, oder aber
b) den Skalenfaktor K _LO des Oszillators 42 zu verdoppeln oder zu verdreifachen.

Für ein Doppler-Impulsradarsystem hoher Leistungsfähigkeit ist keine dieser beiden Lösungen aus den folgenden Gründen zweckmäßig:

a) Die Vergrößerung des Spannungsbereiches des Integrators 43 würde die erforderliche Führungsgeschwindigkeit bzw. -frequenz entsprechend vergrößern. Eine Verdoppelung oder Verdreifachung des Geschwindigkeitsbereiches würde aus diesem Grund eine Führungsgeschwindigkeit bzw. -frequenz erfordern, welche jenseits der Leistungsfähigkeit billiger Standardkomponenten liegt, und würde die Verwendung eines teueren, verwickelten Funktionsverstärkers im Integrator 43 nötig machen.
b) Die Vergrößerung des Skalenfaktors K _LO des Oszillators 42 würde es erfordern, daß der Gewinn K _D des Frequenzdiskriminators 40 entsprechend vermindert wird, um zu gewährleisten, daß die Kurzzeitkonstante unverändert bleibt, was erforderlich ist, um die Geschwindigkeitsfluktuationen innerhalb des linearen Abschnittes der Frequenzdiskriminatorkurve zu halten. Für eine vorgegebene Integratorvorspannung hat jedoch eine Verminderung des Gewinns K _D eine Vergrößerung des Fehlers &epsi; zur Folge, wie sich aus der obigen Gleichung ergibt. Für ein Hochgeschwindigkeitssystem, welches auch hohe Genauigkeit erfordert, ist dies nicht annehmbar.

Beim Doppler-Impulsradarsystem gemäß Fig. 5 sind die erörterten Schwierigkeiten behoben. Es weist eine HF-Signalquelle 50, welche ein CW-Signal der Frequenz f&sub0;=13.350 MHz abgibt, einen Koppler 51, einen HF-Schalter 52, einen digitalen Einseitenbandmodulator 53, einen HF-Leistungsverstärker 54, eine Sende- und Empfangsweiche 56, eine Sende- und Empfangsantenne 58, einen HF-Empfängerverstärker 59, einen HF-Schalter 60, einen HF-Mischer 61, einen ZF-Verstärker 62 und eine Frequenznachlaufstufe 63 auf. Es unterscheidet sich dadurch vom Doppler-Impulsradarsystem nach Fig. 2, daß kein Mikrowellenschalter zwischen der Sende- und Empfangsweiche 56 und der Sende- sowie Empfangsantenne 58 vorhanden ist und der Koppler 51 über den Einseitenbandmodulator 53 mit dem HF-Leistungsverstärker 54 sowie über den HF-Schalter 52 mit dem HF-Mischer 61 verbunden ist.
Die HF-Signalquelle 50 gibt ein HF-Signal ab, dessen Spektrum in Fig. 6A wiedergegeben ist. Ein kleiner Teil dieses HF-Signals wird mittels des Kopplers 51 dem Empfänger zugeführt, um als kohärentes Überlagerungsoszillatorsignal im HF-Mischer 61 verwendet zu werden. Der größte Teil des von der HF-Signalquelle 50 gelieferten HF-Signals geht über den Koppler 51 dem Einseitenbandmodulator 53 zu, welcher die Frequenz des HF-Signals verschiebt, und zwar mittels einer schrittweisen Phasenverschiebung entsprechend einer Sägezahnfunktion, was einer linearen Phasenverschiebung annähernd gleichkommt. Die Frequenzverschiebung von annähernd 60 KHz verbessert die Sender/Empfänger-Isolierung und reduziert die Auswirkungen von Mischerrauschen auf die Echosignal-Verarbeitung auf ein Mindestmaß.
Statt einer Frequenzverschiebung um eine feste Zwischenfrequenz erfolgt jedoch eine Frequenzverschiebung nach oben während des Sendens der beiden hinteren Radarstrahlen 3 und 4 gemäß Fig. 1 und eine Frequenzverschiebung nach unten während des Sendens der beiden vorderen Radarstrahlen 1 und 2 gemäß Fig. 1. Damit wird erreicht, daß die den vorderen und den hinteren Radarstrahlen 1, 2 bzw. 3, 4 zugeordneten Echosignale mit Doppler-Verschiebung hinter dem HF-Mischer 61 immer in ein Echosignal mit Doppler-Verschiebung in ein und derselben Richtung übergehen. In Fig. 6B und 6C ist jeweils das Energie/Frequenz-Spektrum des Ausgangssignals des Einseitenbandmodulators 53 beim Senden der hinteren Radarstrahlen 3 und 4 bzw. der vorderen Radarstrahlen 1 und 2 wiedergegeben.
Fig. 7 gibt ein Blockschaltbild des HF-Mischers 61 wieder. Ein π-Phasenschieber 70 wird mit zwei unterschiedlichen logischen Signalen, welche jeweils den vorderen Radarstrahlen 1 und 2 bzw. den hinteren Radarstrahlen 3 und 4 zugeordnet sind, und mit dem Überlagerungsoszillatorsignal vom HF-Schalter 52 her beaufschlagt. Ein π/2-Phasenschieber 72 wird mit dem Ausgangssignal des HF-Schalters 60 beaufschlagt und liefert ein Ausgangssignal an eine Mischstufe 73. Letztere empfängt weiterhin gleichfalls das besagte Überlagerungsoszillatorsignal und liefert ihr Ausgangssignal an einen +π/4-Phasenschieber 76, dessen Ausgangssignal einem Signalkombinator 78 zugeht, der an die Frequenznachlaufstufe 63 angeschlossen ist. Eine weitere Mischstufe 74 wird mit den Ausgangssignalen des π-Phasenschiebers 70 und des HF-Schalters 60 beaufschlagt und liefert ihr Ausgangssignal an einen -π/4-Phasenschieber 77. Dessen Ausgangssignal geht ebenfalls dem Signalkombinator 78 zu.
Der als Spiegelfrequenzsperre wirkende HF-Mischer 61 ermöglicht die Auswahl von Informationen entweder oberhalb der Überlagerungsoszillatorfrequenz f&sub0; (Fig. 6B) oder unterhalb der Überlagerungsoszillatorfrequenz f&sub0; (Fig. 6C). Ferner wird übergefaltetes Rauschen gelöscht. Wenn beispielsweise gemäß Fig. 6D das Überlagerungsoszillatorsignal der Frequenz f&sub0; mit dem Echosignal der Frequenz f&sub0;+f _ZF-f _d gemischt wird, dann würde das Hintergrundrauschen bei der Frequenz f&sub0;-f _ZF+f _d in den aus Fig. 6F ersichtlichen Durchlaßbereich überfalten, was zu einem Abbau des Signal/Rauschen-Verhältnisses von 3 dB führt.
Zur Erläuterung von Fig. 7 sei angenommen, daß dem π-Phasenschieber 70 und der Mischstufe 73 das Überlagerungsoszillatorsignal cos ω&sub0; · t zugeführt werde. Die dem π-Phasenschieber 70 zugeführten logischen Signale bewirken beim Senden der vorderen Radarstrahlen 1 und 2 gemäß Fig. 1 eine Phasenverschiebung von 180° um beim Senden der hinteren Radarstrahlen 3 und 4 gemäß Fig. 1 eine Phasenverschiebung von 0°.
Demzufolge werden die Mischstufen 73 und 74 für die vorderen Radarstrahlen 1 und 2 jeweils mit dem Eingangssignal cos ω&sub0; · t bzw. -cos ω&sub0; · t als Überlagerungsoszillatorsignal beaufschlagt, für die hinteren Radarstrahlen 3 und 4 jeweils mit dem Eingangssignal cos ω&sub0; · t als Überlagerungsoszillatorsignal. Der HF-Schalter 60 gibt für die vorderen Radarstrahlen 1 und 2 gemäß Fig. 6E das Ausgangssignal cos (ω&sub0;-ω _ZF+ω _d) · t und für die hinteren Radarstrahlen 3 und 4 gemäß Fig. 6D das Ausgangssignal cos (ω&sub0;+ω _ZF-ω _d) · t ab, welches im π/2-Phasenschieber 72 eine Phasenverschiebung von 90° erfährt, so daß die Mischstufe 73 für die vorderen Radarstrahlen 1 und 2 mit dem Eingangssignal sin (ω&sub0;-ω _ZF+ω _d) · t und für die hinteren Radarstrahlen 3 und 4 mit dem Eingangssignal sin (ω&sub0;+ω _ZF-ω-_d) · t vom HF-Schalter 60 her beaufschlagt wird.
Die den Mischstufen 73 und 74 für die vorderen Radarstrahlen 1 und 2 zugeführten Eingangssignale cos ω&sub0; · t und sin (ω&sub0;-ω _ZF+ω _d) · t bzw. -cos ω&sub0; · t und cos (ω&sub0;-ω _ZF+ω _d) · t werden in der jeweiligen Mischstufe 73 bzw. 74 miteinander multipliziert. Dasselbe geschieht mit den Eingangssignalen cos ω&sub0; · t und sin (ω&sub0;+ω _ZF-ω _d) · t bzw. cos ω&sub0; · t und cos (ω&sub0;+ω _ZF-ω _d) · t für die hinteren Radarstrahlen 3 und 4.
Unter Berücksichtigung nur der Differenzdirektprodukte ergeben sich bei den Mischstufen 73 und 74 die Ausgangssignale -sin (ω _ZF-ω _d) · t bzw. -cos (ω _ZF-ω _d) · t für die vorderen Radarstrahlen 1 und 2 sowie sin (ω _ZF-ω _d) · t bzw. cos (ω _ZF-ω _d) · t für die hinteren Radarstrahlen 3 und 4. Diese Ausgangssignale durchlaufen dann jeweils den +π/4-Phasenschieber 76 bzw. den -π/4-Phasenschieber 77 und anschließend den Signalkombinator 78, so daß sich für die vorderen Radarstrahlen 1 und 2 das kombinierte Ausgangssignal -cos (ω _ZF-ω _d) · t-cos (ω _ZF-ω _d) · -t und für die hinteren Radarstrahlen 3 und 4 das kombinierte Ausgangssignal cos (ω _ZF-ω _d) · t+cos (ω _ZF-ω _d) · t ergibt.
Das Rauschen, welches bei der Spiegelfrequenz des Echosignals um ω&sub0;, beispielsweise bei ω&sub0;-ω _ZF+ω _d in Fig. 6D, vorhanden ist, wird durch die vorgeschlagene Ausgestaltung gesperrt. Man kann zeigen, daß die Rauschsignale im Signalkombinator 78 gemäß Fig. 7 um 180° außer Phase sind, so daß diese Überfaltrauschenkomponente gelöscht wird, statt eine Signalsummierung zur Folge zu haben, wie im obigen Ausdruck gezeigt.
Gemäß Fig. 8 weist der digitale Einseitenbandmodulator 53 einen π/4-Phasenschieber 80, einen π/2-Phasenschieber 81 und einen π-Phasenschieber 82, drei ODER-Gatter 83, 84 und 86, einen Inverter 85, drei Paare von UND- Gattern 87 und 88, 90 und 91, 92 und 93 sowie drei digitale Binärzähler 94, 96 und 98 auf. Der π/4-Phasenschieber 80 wird mit dem vom Koppler 51 abgegebenen HF-Signal beaufschlagt. Das Ausgangssignal des π/4-Phasenschiebers 80 wird dem π/2-Phasenschieber 81 eingegeben, dessen Ausgangssignal dem π-Phasenschieber 82. Die Einschaltperioden der digitalen Phasenschieber 80, 81 und 82 sind in Fig. 9A und 9B dargestellt. Alle UND-Gatter 87, 88, 90, 91, 92 und 93 werden gleichzeitig mit einem Torsignal beaufschlagt, und zwar periodisch mit der Impulsfolgefrequenz (PRF) des Doppel-Impulsradarsystems, ferner die UND-Gatter 87, 90 und 92 sowie der Inverter 85, an welcher die restlichen UND-Gatter 88, 91 und 93 angeschlossen sind, mit einem logischen Signal "1" für die vorderen Radarstrahlen 1 und 2 und mit einem logischen Signal "0" für die hinteren Radarstrahlen 3 und 4, um die digitalen Phasenschieber 80, 81 und 82 gemäß Fig. 9A bzw. gemäß Fig. 9B so zu aktivieren, daß sie eine fallende bzw. ansteigende Phasenverschiebung bewirken, was eine Frequenzverschiebung nach unten bzw. nach oben zur Folge hat.
Der digitale Binärzähler 91 wird mit Taktsignalen beaufschlagt. Sein Ausgang Q ist mit dem Eingang des folgenden digitalen Binärzählers 96 verbunden, dessen Ausgang Q ebenfalls an den Eingang des folgenden digitalen Binärzählers 98 angeschlossen ist. Die beiden Ausgänge Q und &wedgeq; jedes digitalen Binärzählers 94 bzw. 96 bzw. 98 sind jeweils mit dem einen bzw. dem anderen der beiden zugehörigen UND-Gatter 87 und 88 bzw. 90 und 91 bzw. 92 und 93 verbunden.
Das Ausgangssignal des π-Phasenschiebers 82 wird einem Zirkulator 101 des HF-Leistungsverstärkers 54 zugeführt, um einen Oszillator 102 desselben phasenstarr zu halten. Der HF-Leistungsverstärker 54 wird ferner durch ein Torsignal angesteuert, womit ein Modulator 103 synchron zur Beaufschlagung des Einseitenbandmodulators 53 mit dessen Torsignal periodisch beaufschlagt wird, um Energie zu sparen und entsprechendes Rauschen während jeder Empfangsperiode zu unterdrücken. Ein Regler 104 wird dazu verwendet, die dem Modulator 103 aufgegebene Spannung zu steuern. Da der HF-Leistungsverstärker 54 mit dem phasensynchronisierten Oszillator 102 zugleich ein guter Begrenzer ist, werden Zwischenimpulsamplitudenmodulationseffekte vermindert und wird die Spektrumqualität verbessert.
Das Ausgangssignal des Einseitenbandmodulators 53 wird durch den HF-Leistungsverstärker 54 verstärkt. Dessen Ausgangssignal wird über die Sende- und Empfangsweiche 56 der Sende- und Empfangsantenne 58 zugeführt. Sender und Empfänger werden zeitlich aufeinanderfolgend wirksam, und zwar gleich lange, so daß die gemeinsame Sende- und Empfangsantenne 58 verwendet werden kann.
Ein Teil des gesendeten und vom Boden zurückgeworfenen HF-Signals wird von der Sende- und Empfangsantenne 58 empfangen. Dieses Echosignal gelangt über die Sende- und Empfangsweiche 56 zum HF-Empfängerverstärker 59. Dessen Ausgangssignal geht über den HF-Schalter 60 dem HF-Mischer 61 zu, um in dessen beiden abgeglichenen Mischstufen 73 und 74 mit dem Ausgangssignal des HF-Schalters 52 als Überlagerungsoszillatorsignal gemischt zu werden.
Dabei wird das obere Seitenband für die hinteren Radarstrahlen 3 und 4 und das untere Seitenband für die vorderen Radarstrahlen 1 und 2 ausgewählt. Dazu wird das Ausgangssignal des HF-Schalters 52 vor der Eingabe in die Mischstufe 74 im π-Phasenschieber 70 um 180° phasenverschoben, und zwar synchron zum Senden der vorderen Radarstrahlen 1 und 2 und zum Empfang der zugehörigen Echosignale.
Fig. 6D und 6E zeigen jeweils das Spektrum der Echosignale mit Doppler-Verschiebung der hinteren bzw. der vorderen Radarstrahlen 3, 4 bzw. 1, 2. Fig. 6F gibt das Spektrum des Ausgangssignals hinter dem HF-Mischer 61 wieder.
Auf diese Weise wird der Frequenznachlaufbereich, innerhalb dessen die Frequenznachlaufstufe 63 arbeiten muß, halbiert, so daß der Skalenfaktor K _LO ihres spannungsgesteuerten Oszillators nicht vergrößert zu werden braucht und der Gewinn K _D ihres Frequenzdiskriminators konstant bleiben kann, also der Fehler &epsi; der Frequenznachlaufstufe 63 nicht größer wird. Darüber hinaus braucht der Integrator der Frequenznachlaufstufe 63 nicht extrem schnell umzuschalten, weil selbst bei hoher Geschwindigkeit über Grund die Doppler-Verschiebungsdifferenz von Radarstrahl zu Radarstrahl nur einige wenige hundert Knoten ausmacht, im Gegensatz zu den 3600 Knoten - 1800 Knoten (vordere Radarstrahlen 1 und 2) + 1800 Knoten (hintere Radarstrahlen 3 und 4) - bei der bekannten Arbeitsweise. Das Integrieren kann also mit Hilfe eines billigen Standardfunktionsverstärkers erfolgen. Da der digitale Einseitenbandmodulator 53 mit einer Frequenz von 50 KHz übersetzen kann, gegenüber analogen Einseitenbandmodulatoren, welche nur mit Verschiebungsfrequenzen im Megahertz-Bereich übersetzen und das Spiegelfrequenzsignal sperren können, kann weiterhin eine Energiequelleninverterfrequenz von 55 KHz gewählt werden, so daß keine Energiequellenfrequenzen innerhalb des Durchlaßbereiches gemäß Fig. 6F liegen.

Claims

1. Doppler-Impulsradarsystem für Luftfahrzeuge zur Messung der Geschwindigkeit über Grund, mit einem Sender, einem Empfänger und einer Sende- und Empfangsantenne zum Abstrahlen zweier Radarstrahlen schräg nach vorne und unten sowie zweiter Radarstrahlen schräg nach hinten und unten, welche zyklisch gesendet werden, wobei

a) der Sender und der Empfänger über eine Sende- und Empfangsweiche an die Sende- und Empfangsantenne angeschlossen sind und jeweils eine HF-Signalquelle bzw. einen HF-Mischer aufweisen,

b) der HF-Signalquelle ein Koppler zur Beaufschlagung des HF-Mischers mit einem Teil des HF-Signals der HF-Signalquelle als Überlagerungsoszillatorsignal nachgeschaltet ist und

c) ein Einseitenbandmodulator vorgesehen ist, welcher eine bestimmte Zwischenfrequenz des Empfängers gewährleistet,

dadurch gekennzeichnet, daß

d) der Einseitenbandmodulator (53) digital ausgebildet, im Sender angeordnet und derart steuerbar ist, daß er aus dem HF-Signal konstanter Frequenz der HF-Signalquelle (50) beim Senden der vorderen Radarstrahlen (1, 2) ein nach unten und beim Senden der hinteren Radarstrahlen (3, 4) ein nach oben frequenzversetztes Ausgangssignal erzeugt, welches nach Verstärkung durch einen HF-Leistungsverstärker (54) gesendet wird, und

e) der HF-Mischer (61) so ausgebildet ist, daß er die Spiegelfrequenz sperrt, und einen Phasenschieber (70) aufweist, welcher derart steuerbar ist, daß der HF-Mischer (61) beim Echosignalempfang für die vorderen Radarstrahlen (1, 2) auf dem unteren Seitenband und beim Echosignalempfang für die hinteren Radarstrahlen (3, 4) auf dem oberen Seitenband empfängt.

2. Doppler-Impulsradarsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Einseitenbandmodulator (53) und der HF-Leistungsverstärker (54) gemeinsam von einem Torsignal periodisch ein- und ausschaltbar sind und daß der HF- Leistungsverstärker (54) von einem über einen Zirkulator (101) vom Ausgangssignal des digitalen Einseitenbandmodulators (53) synchronisierten Oszillator (102) gebildet ist.

3. Doppler-Impulsradarsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß dem HF-Mischer (61) das Überlagerungsoszillatorsignal und das empfangene Echosignal über je einen HF- Schalter (52 bzw. 60) zugeführt werden und daß diese HF-Schalter (52, 60) bei jedem Ausschalten des von einem periodisch ein- und ausschaltbaren digitalen Einseitenbandmodulators (53) eingeschaltet werden.

4. Doppler-Impulsradarsystem nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß empfängerseitig an die Sende- und Empfangsweiche (56) ein HF-Empfängerverstärker (59) angeschlossen ist, der bei jedem Ausschalten des von einem Torsignal periodisch ein und ausschaltbaren digitalen Einseitenbandmodulators (53) eingeschaltet wird.

5. Doppler-Impulsradarsystem nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß dem HF-Mischer (61) ein ZF-Verstärker (62) und eine Frequenznachlaufstufe (63) nachgeschaltet sind.