DE3912851C1 - Vorrichtung zur Erzeugung eines breitbandigen linear frequenzmodulierten Trägersignals hoher Frequenz - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft die direkte digitale Erzeugung von Signalen mit linearer Frequenzmodulation (LFM), welche beispielsweise in der Radartechnologie anwendbar sind.

Ein frequenzmoduliertes (FM) Radar ist eine Form von Radar, bei dem die abgestrahlte Welle frequenzmoduliert wird und das zurückkehrende Echo sich mit der abge­ strahlten Welle trifft, so daß die Möglichkeit geschaf­ fen wird, einen Bereich zu messen oder abzutasten. Die Verwendung von breitbandigen linear frequenzmodulierten (LFM) kodierten Wellenformen bei Radaranlagen zum Zwecke einer Pulskompression ist allgemein bekannt. In Radartrans­ mittern, die spitzenleistung-begrenzt sind, erlaubt die Verwendung von LFM die Übertragung einer erhöhten Ener­ giemenge in einem Radarimpuls durch Erhöhung der Puls­ dauer, während die Bereichsauflösung oder Signalband­ breite eines kürzeren Impulses aufrecht erhalten wird.

Breitbandige LFM-Wellenformen sind anwendbar bei synthetischen Aperturradars hoher Auflösung und bei Zielidentifikations- und Zielzählmoden in Multimode- Luft-Luft-Radars. Diese Radars benötigen im allgemeinen breitbandige Mikrowellensignale, um Bereichsprofile von interessierenden und zur Verfügung stehenden Zielen messen zu können. Beispielsweise (und ungeachtet des Wellenform-Modulationsformates) benötigt eine Bereichs­ auflösung R eine übertragene Bandbreite B von wenigstens B=aC/2R, wobei C die Fortpflanzungsgeschwindigkeit von Licht ist und a eine Konstante (für gewöhnlich 1,0 bis 1,2) ist und der Signalprozeß-Gewichtung zugehörig ist. Weiterhin verwenden Radarsysteme mit großen Signalband­ breiten, oft "Stretch"-Wellenformen, wie sie von W. Ca­ puti in "Stretch: A Time Transformation Technique" aus IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Vol. AES-7, März 1971, beschrieben ist. Stretch-Wellen­ formen können Zwischenfrequenzen und Signalprozeßbandbreiten durch Übertragungs­ wellenformen mit einer Zeitdauer länger als die Be­ reichsabtastzeit reduzieren. Stretch-Radarsysteme benö­ tigen typischerweise Wellenformen mit einer Bandbreite von 300 MHz und einer Zeitdauer von 500 ms auf einer Trägerfrequenz, die typischerweise im X-Band in der Größenordnung von 10 GHz liegt. Für ein derartiges Ra­ darsystem ist das Bandbreiten-Zeit-Produkt BT 150 000 und die Wellenformneigung K ist 6×10 Hz/s. LFM-Wellenformen erfüllen diese Bedingungen.

Eine weitere Anforderung an LFM-Wellenformen, die manch­ mal bei bestimmten Radaranwendungen gestellt wird ist, daß der übertragene Impuls oder die LFM-Wellenform in ihrer Bandbreite und Dauer variabel sein sollte, um an die funktionalen Anforderungen der bestimmten Betriebs­ art angepaßt werden zu können. Ein signalverarbeitendes angepaßtes Filter, das benötigt wird, um diese Variabi­ lität zu erhalten, wird häufig in Form eines digitalen Signalprozessors realisiert. Ein digitaler Signalpro­ zessor ist in der Lage, Signale in einem weiten Bereich von Bandbreite/Zeit, BT, Produkten etc. zu verarbeiten. Weiterhin muß der Generator bestimmter Radarsysteme eben­ falls flexibel sein, was wiederum zu einer Flexibilität von digitalen Wellenformerzeugungstechniken führt.

Eine weitere Anforderung an LFM-Wellenformen - zusätz­ lich zu dem benötigten BT-Produkt und der benötigten Flexibilität in der Erzeugung von sowohl B als auch T - ist, daß Erzeugungsfehler sehr klein sein sollten. Dies deshalb, weil Seitenkeulen von großen Zielechos nicht schwächere Zielechos überdecken sollen. Eine Amplitu­ dengewichtung der empfangenen Radarechosignale zur Ver­ ringerung der Seitenkeulen auf weniger als -35 dB wird häufig in Radarsystemen verwendet. Somit müssen die Fehler bei der LFM-Wellenformerzeugung kleiner als -35 dB sein.

Eine erste bekannte Möglichkeit zur Erzeugung einer LFM-Wellenform ist das Überstreichen der Frequenz eines X-Bandträgers-Wellenradarsignals in einem spannungsge­ steuerten Oszillator (VCO=voltage controlled oszillator). Diese Annäherung ist unter dem Begriff "linearized swept-VCO approach" bekannt. Diese Annäherung benötigt komplexe Fehlerkorrekturschleifen, um hohe Genauigkeit und geringe Verzerrung in den LFM-Wellenformen sicher­ zustellen. Die Fehlerkorrekturschleifen beruhen auf ei­ nem verzögerten Abtasten des VCO-Ausgangssignals, um die Frequenzlinearität zu bestimmen. Absolut- oder feste externe Referenzen werden nicht verwendet. Somit ver­ bleibt ein Potential für Restfehler in dieser Näherung.

Eine zweite Möglichkeit zur Erzeugung von LFM-Wellenfor­ men ist in der US-PS 4,160,958 beschrieben. Hierbei wird eine stabile Frequenzquelle eines Trägersignals verwen­ det, welche von einem binären Phasenschieber phasen­ justiert wird. Ein abgestimmter VCO ist mit der einju­ stierten Phasenquelle über eine abgetastete PLL (phase locked loop) gekoppelt. Die Abtastung findet bei Mikro­ wellenfrequenzen statt. Die momentane Phase der ge­ wünschten LFM-Wellenform wird von einem Differenzdaten­ analysierer (DDA), der ein übliches digitales Computer­ bauelement ist, berechnet. Der DDA treibt den Phasen­ schieber durch den gewünschten Fortschritt. Ein balan­ cierter Mixer vergleicht die Phase des VCO mit der Pha­ se, die digital erzeugt wurde. Die Differenz wird auf­ genommen und bildet ein Fehlersignal für den breitban­ digen PLL. Der VCO wirkt als Glättungsfilter und erzeugt die gewünschte Wellenform. Die Berechnung in dem DDA wird durchgeführt und die Phasenschiebersteuerung wird erneuert mit einer Rate von typischerweise 30 MHz. Da es wünschenswert ist, LFM-Wellenformen mit einer Bandbreite von typischerweise 900 MHz zu erzeugen, muß die Abtast­ apertur unter 200 Picosekunden liegen. Ein Phasendetek­ tor zur Abtastung von Mikrowellen mit einer derart kleinen Abtastapertur verursacht hohe Kosten und ist eine Komponente mit hohem Ausfallrisiko. Weiterhin hat der Phasenschieber oder der digital gesteuerte Pha­ senschieber nur eine begrenzte Auflösung und Genau­ igkeit bei Mikrowellenfrequenzen und setzt somit eine Grenze bei der letztendlichen Betriebsfähigkeit, die hierdurch erhaltbar ist. Da die Phasenverschiebung nor­ malerweise quadratisch ist, wird dieser zweite beschrie­ bene Versuch auch "direct quadratic phase shifting at microwave frequency" genannt und ist in dem Aufsatz "Digital Generation of Wide Band Linear FM Waveforms" aus IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest (1980) beschrieben.

Vor Beschreibung einer dritten Version des Standes der Technik kann es sinnvoll sein, die Verwendung des Aus­ druckes "LFM-Wellenform" zu betrachten, insbesondere in der Verwendung des nachfolgend beschriebenen Standes der Technik und in der vorliegenden Erfindung. Eine "breit­ bandige" LFM-Wellenform bezieht sich auf Mikrowellen­ frequenz-Wellenform in Form eines linear frequenzmodulierten Trägersignals mit einer Bandbreite des 10- oder 100fachen von MHz. "Grundband­ breiten"-LFM-Wellenform betrifft eine Wellenform mit viel geringerer Frequenz (10faches von MHz) mit viel geringerer Bandbreite (MHz). Grundbandbreiten-LFM-Wel­ lenformen werden nach einer Frequenzmultiplikation und Bandbreitenausdehnung verwendet, um eine lineare Fre­ quenzmodulation des Mikrowellenfrequenz-Trägersignales durchzuführen zur Erzeugung des "Breitband"-LFM-Wellen­ formsignals. Somit haben bei LFMs sowohl die modulierten als auch die modulierenden Signale verwirrend ähnliche Namen, da die Abkürzung LFM in beiden Fällen angewendet wird.

Eine dritte bekannte Möglichkeit zur Erzeugung von breitbandigen LFM-Wellenformen verwendet die direkte digitale Synthese an der Grundbandbreite gefolgt von einer Modulation auf einen Träger und darauffolgend ei­ ner Frequenzmultiplikation. Diese Annäherung ist in dem Aufsatz "Digital Generation of Wide Band LFM Wave Forms" aus IEEE International Radar Conference, Seite 120 ff. (1975), beschrieben. Wie im Falle der vorliegenden Er­ findung wird die Verwendung einer digitalen Erzeugung einer LFM-Wellenform bei dieser Annäherung erkannt. Die Erzeugung einer LFM-Wellenform ist sowohl beim Stand der Technik, als auch bei der vorliegenden Erfindung bei einer Grundbandbreite nötig, d. h. bei einer Frequenz, die viel kleiner ist als die Mikrowellenfrequenz, bei der das Radarsignal übertragen wird. Eine digital er­ zeugte LFM-Wellenform kann nicht direkt bei Mikrowel­ lenfrequenzen erzeugt werden, da die digitalen Bauele­ mente hierbei an ihre Betriebsgrenzen stoßen. Die dritte Möglichkeit gemäß des Standes der Technik erzeugt die LFM-Wellenform der Grundbandbreite gemittet auf DC. Da­ nach wird die LFM-Wellenform auf einen Träger aufmodu­ liert. Erst nach einer derartigen Modulation wird die zusammengesetzte modulierte Wellenform in Mikrowellen­ frequenz mittels direkter Frequenzmultiplikation umge­ setzt. Diese Annäherung benötigt In-Phasen und Quadratur (I und Q) Kanäle im Grundbandbreitenbereich des Wellen­ formgenerators. Unbalanciertheiten zwischen den Kanälen I und Q sind Fehlerquellen und die beiden Kanäle ver­ doppeln den benötigten Hardwareaufwand in dem Bereich des Wellenformgenerators, in dem diese Signale erzeugt werden. Die benötigte Modulation ist "single side band", was unerwünschte Bildfrequenzen und Trägersignallecks erzeugt, die beide ausgefüllt werden müssen.

Jede der beschriebenen Möglichkeiten gemäß des Standes der Technik weist Fehlerquellen auf, die letztendlich dazu führen, daß die übertragene LFM-Mikrowellenfre­ quenzwellenform in ihrer Modulation Phasen- und/oder Frequenzfehler aufweist. Quadratische Frequenzfehler niederer Ordnung verschlechtern die Bereichsauflösung durch Verbreiterung der Hauptkeule des bereichskompri­ mierten Radarechos über eine Anzahl von Bereichszellen. Multi-Ripple-Nichtlinearitäten höherer Ordnung in der LFM-Wellenform führen zu unerwünschten Seitenkeulen in starken Radarechos.

Für gewöhnlich bewirken diese Fehlerquellen, daß Fehler in allen Bereichen der LFM-Signalerzeugung entstehen, insbesondere im Mikrowellenbereich. Da sowohl bei dem ersten linearisierten "swept VCO"-Versuch und im zweiten direkten quadratischen Phasenverschiebungs-Versuch bei Mikrowellenfrequenz die lineare Frequenzmodulation "be­ rechnet" wird im gleichen Frequenzspektrum, in dem das Mikrowellen-Trägersignal moduliert wird, ist es offen­ sichtlich, daß Fehler in der Berechnung der richtigen Modulation auch in dem übertragenen Signal entstehen. Die dritte Möglichkeit gemäß des Standes der Technik bringt Fehler in der Erzeugung des LFM-Signals an der Grundbandbreite (zumeist durch Einschleppen durch die direkte Digitalsynthese) ein. Derartige Fehler bei der dritten Möglichkeit pflanzen sich bei der direkten Fre­ quenzmultiplikation fort sowie in Unbalanciertheiten zwischen den I- und Q-Kanälen an den Grundbandbreiten. Derartige Fehlerquellen sind bei der Erzeugung einer breitbandigen LFM-Wellenform gemäß der vorliegenden Er­ findung nicht vorhanden.

Weiterhin und wesentlich besteht ein Problem hinsicht­ lich der verschiedenen Fehlerquellen, welche bei jeder Möglichkeit des Standes der Technik bei der Erzeugung der LFM-Signale vorhanden sind. Dieses Problem bedeutet, daß der Radarsender selbst Phasenfehler aufweisen wird. Die Möglichkeiten gemäß des Standes der Technik und insbe­ sondere die dritte Möglichkeit erlauben nicht die Erken­ nung und das Entfernen von Phasenfehlern, welche in der abschließenden Übertragerstufe eingebracht sind. Bei der vorliegenden Erfindung ist die Entfernung dieser Über­ trager-induzierten Phasenfehler möglich.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Vorrichtung zur Erzeugung eines breitbandigen Hochfrequenz-LMF-Signals zu schaffen, wobei das erzeugte breitbandige Hochfrequenz-LMF-Signal lediglich minimale Phasenfehler aufweist.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt durch die Merkmale des Anspruchs 1.

Die vorliegende Erfindung beschreibt eine Vorrichtung zur Erzeugung breitbandiger Signale mit linearer Frequenzmodulation (LFM-Signale). Die LFM-Si­ gnale zeigen ein sehr hohes Bandbreiten/Zeitprodukt (BT) bei einer Anzahl von auswählbaren B/T-Kurven. Ein breit­ bandiges LFM-Signal ist typischerweise bei Radaranlagen hoher Auflösung mit synthetischer Apertur anwendbar und ebenfalls bei Multimode-Radaranlagen, welche nominal in der X-Band- oder K-Bandfrequenz (nominal in der Größen­ ordnung von 8-18 GHz) arbeiten.

Demgemäß umfaßt eine Vorrichtung zur Erzeugung eines breitbandigen linear frequenzmodulierten Trägersignals (LFM) hoher Frequenz einen Generator zur Erzeugung eines Grundbandbreiten-LFM-Signals niederer Frequenz und niederer Bandbreite und eine phasengekoppelte Schleife mit variablem Offset zum (1) Empfang eines Grundbandbreiten-LFM-Signals und eines Referenzsignals fester Frequenz im Band eines Trägersignals, (2) Hochkonvertieren der Frequenz und Expandieren der Bandbreite des empfangenen Grundbandbreiten- LFM-Signals.

Eine bevorzugte Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Erzeugung eines breitbandigen LFM-Si­ gnals umfaßt einen Generator für ein Grundbandbrei­ ten-LFM-Signal niederer Frequenz und niederer Bandbreite (d. h. nicht für das letztendliche breitbandige LFM-Si­ gnal). Dieser Generator ist vorzugsweise ein direkter digitaler Synthesizer. Die Vorrichtung umfaßt weiterhin eine phasengekoppelte Schleife mit multiplizierendem Offset (MOPLL=multiplying offset phase-locked loop). Komponenten innerhalb dieser Schleife empfangen das Grundbandbreiten-LFM-Signal niederer Frequenz und nie­ derer Bandbreite und weiterhin ein Festfrequenz-Refe­ renzsignal in dem Band des Trägersignals (nominal K-Band oder X-Band). Der MOPLL führt gleichzeitig die folgenden Abläufe durch: (1) Hochkonvertieren in Frequenz und (2) Expandieren in Bandbreite des empfangenen Grundband­ breiten-LFM-Signals niederer Frequenz und niederer Bandbreite, um (3) ein breitbandiges Hochfrequenz-LFM- Signal durch Modulation eines Mikrowellenträgersignals zu erzeugen.

Von dem MOPLL liegen zwei grundsätzliche Ausführungen vor, wobei die Ausführungsformen entweder einen digita­ len oder einen analogen Phasendetektor umfassen. Es liegen zwei entsprechende Ausführungsformen des direkten digitalen Synthesizers des Grundbandbreiten-LFM-Signals vor, welche den Phasendetektor entweder mit einem ana­ logen oder einem digitalen Signal versorgen. Jede Aus­ führungsform des MOPLL umfaßt einen VCO (voltage con­ trolled oscillator=spannungsgesteuerter Oszillator) der durch eine Steuerspannung derart steuerbar ist, daß er ein Mikrowellen-Trägersignal frequenzmoduliert. Ein Teil dieses frequenzmodulierten Mikrowellenträgersignals, das von dem VCO erzeugt wird, wird in einem Mischer mit einem Festfrequenz-Referenzsignal (im gleichen Band wie das Trägersignal) gemischt, um ein Differenzsignal zu er­ zeugen. Ein Frequenzteilerschaltkreis reduziert die Frequenz dieses Differenzsignals auf den niederen Fre­ quenzbereich des Grundbandbreiten-LFM-Signals. Dieses in der Frequenz reduzierte Differenzsignal wird als ein Eingangssignal einem Phasendetektor zugeführt, der an seinem anderen Eingang das Grundbandbreiten-LFM-Signal direkt von dem Digitalsynthesizer dieses Signals empfängt.

Bei dem Phasendetektor in der analogen Ausführungsform wird dann die dividierte Frequenz tiefpaßgefiltert, um ein entsprechendes Sinuswellensignal zu erzeugen. Es ist dann dieses gefilterte Signal, das als Eingangssignal dem Phasendetektor zugeführt wird. Wenn der Phasendetektor digital arbeitet, empfängt er direkt das frequenzredu­ zierte Signal von dem Frequenzteilerschaltkreis. Ob nun der Phasendetektor analog oder digital ist, er erzeugt in jedem Fall eine Steuerspannung entsprechend der er­ faßten Phasendifferenz zwischen dem frequenzreduzierten Differenzsignal, das von dem Frequenzteiler empfangen wird und des Grundbandbreiten-LFM-Signals niederer Fre­ quenz und geringer Bandbreite, welches von dem direkten Digitalsynthesizer empfangen wird. Diese Steuerspannung wird verwendet, um den VCO derart zu steuern, daß er das Trägersignal frequenzmoduliert.

Die Frequenz-Hochkonversion und die Bandbreiten-Expan­ sion des Grundbandbreiten-LFM-Signals niederer Frequenz und niederer Bandbreite und die Modulation eines Trägers gleichzeitig innerhalb eines einzigen MOPLL ist sowohl effizient als auch wirksam. Während des Teils eines je­ den Zeitintervalls, in dem der Radarübertrager ein ver­ stärktes breitbandiges Hochfrequenz-LFM-Signal über­ trägt, kann ein "Muster" des übertragenen Signals dem Mischer anstelle des unverstärkten "Musters" des glei­ chen Signals übertragen werden, das von dem VCO erzeugt wird. Dies hat zur Folge, daß eine phasengekoppelte Schleife (phase locked loop) um den Radarsystem-Trans­ mitter geschlossen wird und Phasenfehler entfernt wer­ den, die von dem Transmitter in das Radarsignal einge­ bracht werden können.

Es ist somit ein erstes wesentliches Merkmal der vor­ liegenden Erfindung, daß ein Grundbandbreiten-LFM-Signal niederer Frequenz und niederer Bandbreite durch direkte digitale Synthese erzeugt wird. Die direkte digitale Synthese, die vorzugsweise durchgeführt wird, erzeugt ein linear frequenzmoduliertes Wellenform- oder Chirp- Signal (quadratisch phasenmoduliert).

Ein weiteres wesentliches Merkmal der vorliegenden Er­ findung ist, daß ein LFM-Signal großer Bandbreite und hoher Frequenz wirksam und effektiv entsprechend dem digital synthetisierten Grundbandbreiten-LFM-Signal niederer Frequenz und niederer Bandbreite erzeugt wird. Die Erzeugung des breitbandigen LFM-codierten Mikrowellenausgangssignals wird in einer PLL durchgeführt, die eine Frequenzhochkonvertierung und Bandbreitenexpandierung des Grundbandbreiten-LFM-Signals niederer Frequenz und geringer Bandbreite von dem di­ rekt digitalen Synthesizer durchführt und gleichzeitig ein Mikrowellen-Trägersignal moduliert.

Ein weiteres wesentliches Merkmal der vorliegenden Er­ findung ist, daß das erzeugte breitbandige Hochfre­ quenz-LFM-Signal minimale Phasenfehler aufweist.

Schließlich ist es noch ein wesentliches Merkmal der vorliegenden Erfindung, daß jeglicher Phasenfehler, der während Verstärkung und Übertragung des breitbandigen Hochfrequenz-LFM-Signals durch den Transmitter einge­ bracht wird, während der Übertragung eines derartigen Signals kompensiert oder korrigiert wird.

Weitere Einzelheiten, Aspekte und Vorteile der vorlie­ genden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Be­ schreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung.

Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer ersten Variante einer vorzugsweisen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zur Erzeugung breitbandiger LFM-Signa­ le; und

Fig. 2 ein Blockdiagramm einer zweiten Variante einer vorzugsweisen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zur Erzeugung breitbandiger LFM-Signa­ le.

Die vorliegende Erfindung richtet sich auf die Erzeugung von breitbandigen linear frequenzmodulierten Signalen (LFM-Signalen), die typischerweise (aber nicht notwendi­ gerweise) in Radarsystemen mit synthetischer Apertur anwendbar sind. Einer der wesentlichen Aspekte der vor­ liegenden Erfindung ist die Einfachheit, mittels der diese Signale erzeugbar sind. Insbesondere wird ein Grundbandbreiten-LFM-Signal niederer Frequenz und ge­ ringer Bandbreite durch direkte digitale Synthese er­ zeugt. Dieses Grundbandbreitensignal und ein Konstant­ frequenz-Referenzsignal im Mikrowellenband werden inner­ halb einer MOPLL (multiplying offset phase locked loop= phasengekoppelte Schleife mit multiplizierendem Offset) verwendet, um ein breitbandiges LFM-Signal zu erzeugen. Insbesondere wird das Grundbandbreiten-LFM-Signal gleichzeitig frequenz-hochkonvertiert und bandbreiten­ multipliziert derart, daß die PLL ein Mikrowellenfre­ quenzträgersignal moduliert, um das breitbandige LFM-Ausgangssignal zu erzeugen.

Die vorliegende Erfindung zeichnet sich weiterhin da­ durch aus, daß die gleichzeitige Hochkonversion, Band­ breitenmultiplikation und Trägermodulation mit geringem Phasenfehler durchgeführt wird.

Weiterhin zeichnet sich die vorliegende Erfindung da­ durch aus, daß die phasengekoppelte Schleife (PLL) um den Transmitter des verstärkten breitbandigen LFM-Si­ gnals geschlossen werden kann, so daß es möglich wird, durch den Transmitter eingebrachte Phasenfehler aus dem System zu entfernen. Diese und andere Aspekte der vor­ liegenden Erfindung sollten vergegenwärtigt bleiben, während der Gesamtumfang der vorliegenden Erfindung sich nun aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen anhand der Zeichnung näher erschließen wird.

Eine erste bevorzugte Ausführungsform einer erfindungs­ gemäßen Vorrichtung ist in Fig. 1 dargestellt und eine zweite bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Er­ findung ist in Fig. 2 dargestellt.

Eine jede Ausführungsform verwendet einen direkten di­ gitalen Synthesizer eines Grundbandbreiten-LFM-Wellen­ formsignals und weiterhin einen PLL-Schaltkreis mit multiplizierendem Offset (MOPLL).

Die erste Ausführungsform gemäß Fig. 1 verwendet einen analogen Phasendetektor 210 (beispielsweise das Modell M6A von Watkins-Johnson) mit analogen Signaleingängen einschließlich des Grundbandbreiten-LFM-Wellenformsi­ gnals von einem direkten digitalen Synthesizer 100 für eine Grundbandbreiten-LFM-Wellenform. Die zweite bevor­ zugte Ausführungsform gemäß Fig. 2 weist statt dessen einen Digitalphasen/Frequenzdetektor 212 auf, der digi­ tale Signale empfängt einschließlich des Grundbandbrei­ ten-LFM-Wellenformsignals von einem direkten Digital­ synthesizer 102 der Grundbandbreiten-LFM-Wellenform. Zur Realisierung der Funktionen eines Digitalphasen/Fre­ quenzdetektors 212 kann der Typ MC12540 von Motorola verwendet werden. Der Unterschied zwischen der ersten und zweiten Ausführungsform liegt nicht nur in der Ana­ log-gegen-Digitalerkennung der Phase und der Entwicklung von Signalen, welche diese Detektion anzeigen, sondern auch in der Bandbreite, welche mit der entsprechenden Richtung realisierbar ist. Im allgemeinen arbeiten die beiden Ausführungsformen praktisch gleich. Spezielle Frequenzen, Bitbreiten etc. im Rahmen der nachfolgenden Erläuterung sollten darüber hinaus rein exemplarisch verstanden werden und sollen nicht (solange nicht aus­ drücklich betont) irgendwelche Unterschiede zwischen den beiden Ausführungsformen darstellen oder gar Einschrän­ kungen der vorliegenden Erfindung sein.

Bei der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfin­ dung bzw. deren elektronischem Blockschaltbild gemäß Fig. 1 wird ein Grundbandbreiten-LFM-Wellenformsignal in Form einer 5-9 MHz Chirp-Sinuswelle 101 in dem di­ rekten digitalen Synthesizer 100 für die Grundbandbrei­ ten-Wellenform erzeugt. Ein LFM-Signal entweder im Grundbandbereich oder breitbandig ist ein Signal, dessen Frequenz mit der Zeit linear ansteigt (oder absinkt). Die Phase eines derartigen Signals ist quadratisch in der Zeit. Um ein derartiges Signal zu erhalten, erzeugt ein stabiler Oszillator 110 einen Takt mit einer Takt­ frequenz von 60 MHz; für den Oszillator 110 kann ein Schwingkristall-Oszillator verwendet werden, der aus diskreten Bauelementen oder schnellen Logikgattern ge­ bildet sein kann. Dieses Taktsignal wird einem digitalen quadratischen Phasengenerator 120 zugeführt, der im we­ sentlichen aus Doppel-Akkumulatoren 122 und 124 besteht. Zur Realisierung der Funktionen der Akkumulatoren 122 und 124 können Akkumulatoren des Typs SN744281 der Firma Texas Instruments verwendet werden. Die von dem Phasen­ generator 120 erzeugten Nummern werden verwendet, um eine Sinusfunktion-Look-Up-Tabelle 130, ein ROM oder ein RAM zu adressieren, wo die digitalen Phasenwerte in Punkte auf einer Sinus-Wellenform (noch in digitaler Form) konvertiert werden. Zur Realisierung der Look- Up-Tabelle 130 kann ein ROM des Typs TBP28S166 der Firma Texas Instruments verwendet werden. Gemäß Fig. 1 wird vorgeschlagen, daß das Sinus-Wellenform-Ausgangssignal 131 in digitaler Form 12 Bits umfaßt, obwohl dies im wesentlichen beliebig ist.

Das 12-Bit-Ausgangssignal 131 von der Look-Up-Tabelle 130 wird in einem 12-Bit-Digital/Analog-Wandler 140 in Analogsignale umgesetzt (beispielsweise in dem Modell SP9770 von Plessey) und erlangt hierbei eine abgestufte Annäherung eines linear frequenzmodulierten LFM-Sinus- Wellenformsignals. Nach dem Digital/Analog-Wandler 140 ist ein Tiefpaßfilter TPF 150 vorgesehen, das bei einer Eckfrequenz von nominal 10 MHz arbeitet und eine weich schwingende sinusförmige LFM-Wellenform ausgibt. Ein Chebyshev-Tiefpaßfilter mit 0,1 dB Ripple und 10 MHz Eckfrequenz kann verwendet werden, um das Tiefpaßfilter 150 zu realisieren. Das Ausgangssignal, nämlich das 5-9 MHz Chirp-Sinuswellensignal 101 wird als Referenzsignal in einer phasengekoppelten Schleife 200 mit multipli­ zierendem Offset (multiplying offset phase-locked-loop= MOPLL) verwendet.

Die digitale Erzeugung einer LFM-Wellenform auf der Grundbandbreite, wie eben beschrieben, kann in jeder her­ kömmlichen Art und Weise erfolgen. Die mathematische Basis einer LFM-Wellenform (ob nun grundbandbreitig oder breitbandig) und einer Wellenform, deren Phase quadra­ tisch zu der Zeit ist, ist für den Durchschnittsfachmann allgemein bekannt. Die digitale Erzeugung einer quadra­ tischen Progression in Zweifach-Akkumulatoren und die Verwendung dieser digitalen Erzeugung, um mittels einer Datenfeldtabelle eines Sinus (oder Cosinus) ein LFM-Ana­ logsignal zu konvertieren, ist ebenfalls allgemein be­ kannt. Es sei hier nur beispielhaft auf "Digital Gene­ ration of Wide Band LFM Wave Forms" Symposium Procee­ dings of IEEE International Radar Conference, Seite 170 ff. (1975), hingewiesen.

Gemäß Fig. 1 ist ein funktionales Ele­ ment vorgesehen, welches die vorliegende Erfindung ganz erheblich von herkömmlichen Erzeugungsvorrichtungen für breitbandige LFM-Signale unterscheidet; dieses Element ist eine phasengekoppelte Schleife 200 mit multiplizie­ rendem Offset (multiplying offset of phase-locked loop= MOPLL). Wie bereits erwähnt, führt dieser PLL-Schalt­ kreis die Hochkonversion und Bandbreitenexpansion der LFM-Wellenform, sowie die Modulation eines Mikrowellen­ frequenzträgersignals gleichzeitig in einem einzigen Schritt durch. Dies ist sowohl ökonomisch hinsichtlich der nötigen Komponenten und effektiv zur Erzeugung eines breitbandigen LFM-Signals mit niedrigem Phasenfehler.

Innerhalb des MOPLL 200 erzeugt ein Mikrowellen X-Band VCO 220 (VCO=voltage controlled oscillator=span­ nungsgesteuerter Oszillator), wie beispielsweise das Modell VTO-8850 von Avantek, abhängig von einer Steuer­ spannung 271 ein breitbandiges LFM-Ausgangssignal mit der Bezeichnung X-Band LFM-Ausgang 160 MHz BW mit dem Bezugszeichen 221. Dieses Signal und die anderen Signale sind in Fig. 1 und 2 hinreichend genau beschriftet, um es dem Fachmann zu erleichtern, die vorliegende Erfin­ dung durch bloße Betrachtung der Zeichnung schnell ver­ stehen zu können. Selbstverständlich ist die vorliegende Erfindung nicht auf X-Band beschränkt und auch nicht auf eine Bandbreite von 160 MHz; diese angegebenen Parameter sind nur illustrativ. Das X-Band LFM-Signal 221 wird über nicht dargestellte Gatter geführt und einem eben­ falls nicht dargestellten Transmitter zugeführt, wo es als Treibersignal für ein Radarsystem dient. Dieses Si­ gnal wird durch ein erstes Zwischenfrequenzsignal IF einem Offset (nicht dargestellt) unterworfen, um das lokale Empfängeroszillatorsignal (LO) zu erzeugen, wel­ ches ebenfalls nicht dargestellt ist.

Weder der Transmiter, noch der LO-Offset, noch der Emp­ fänger sind Teile der vorliegenden Erfindung und sind daher nicht in den Figuren dargestellt.

Ein "Muster" des Ausgangssignals 221 wird als ein Signal 223 über einen Schalter 230 beispielsweise des Typs MACOM MA-8430-230 zurückgeführt und mit einem Referenz­ signal fester Frequenz, dem nominalen X-Band CW Refe­ renzsignal 241 in einem Mischer 240 gemischt. Der Mi­ scher 240 läßt sich mit dem Modell M31A von Watkins- Johnson realisieren. Die benötigten Charakteristiken des X-Band CW-Referenzsignals 241 sollten eine stabile Festfrequenz sein und daß es im Band des Trägersignals liegt das von dem VCO 220 erzeugt wird. Der Mischer 240 erzeugt ein Differenzsignal, das mit dem Bezugszeichen 243 versehen ist und im Bereich von 200-360 MHz liegt. Es sei hier festgehalten, daß dieses Differenzsignal eine beachtlich größere Frequenz hat als die Chirp-Si­ nuswelle 101. Es ist die sich verändernde Frequenz die­ ses Differenzsignals, das die Differenz zwischen dem X- Band CW-Referenzsignal 241 und dem X-Band LFM-Ausgangs­ signal 221 darstellt. Aufgrund der relativ hohen Fre­ quenz wird das Differenzsignal 243 einem Frequenztei­ lerschaltkreis 250 zugeführt, in welchem es nominal durch 40 dividiert wird, um es in den gleichen Fre­ quenzbereich hinein zu reduzieren, indem das digital synthetisierte LFM-Grundbandbreitensignal liegt. Zur Realisierung des Frequenzteilers 250 läßt sich bei­ spielsweise ein Baustein des Typs SP8716 von Plessey verwenden. Die verringerte Frequenz, die von dem Teiler ausgegeben wird, ist mit dem Bezugszeichen 251 bezeichnet und liegt typischerweise bei 5-9 MHz. Der Teiler 250 verringert den Schleifenverstärkungsfaktor (loop gain), so daß vorzugsweise das kleinstmögliche Teilverhältnis verwendet werden sollte. Das Frequenzdifferenzsignal 251 enthält harmonische Anteile und wird demzufolge mittels eines Tiefpaßfilters 260 gefiltert, der eine nominale Eckfrequenz von 10 MHz hat, um alle harmonischen Anteile oberhalb und einschließlich der dritten im wesentlichen auszuschließen. Zur Verwendung des Tiefpaßfilters 260 eignet sich ein Chebyshev-Tiefpaßfilter mit 0,1 dB Rip­ ple und 10 MHz Eckfrequenz. Da quadratische Wellen nur ungeradzahlige Harmonische beinhalten, erzeugt das Fil­ ter ein 5-9 MHz Sinuswellensignal 261.

Der Phasendetektor 210 empfängt das reduzierte Fre­ quenzdifferenzsignal 261 in Form der Sinuswelle mit 5-9 MHz und das Grundbandbreiten-LFM-Signal 101 in Form der Chirp-Sinuswelle von 5-9 MHz. Er erzeugt ein Fehler­ spannungsausgangssignal 211, welches proportional ist zur Zeitfehlausrichtung zwischen diesen beiden Signal­ wellenformen 261 und 101. Dieses Signal 211 wird in ei­ nem Schleifenfilter 270 einer Tiefpaßfilterung unter­ worfen, wobei der Schleifenfilter 270 einen allgemein bekannten Aufbau haben kann, um die Steuerspannung 271 zu erzeugen. Wie bereits erläutert, wird das Signal der Steuerspannung 271 dem spannungsgesteuerten X-Bandver­ stärker 220 zugeführt, um das breitbandige LFM-Signal zu erzeugen, das, nach einer entsprechenden Gatterung, als Treibersignal für den Transmitter des Radarsystems dient. Da die MOPLL 200 geschlossen ist, ist die Pha­ sengenauigkeit bei der Erzeugung des Ausgangssignals 221 mit 160 MHz im wesentlichen gleich der Phasengenauigkeit der beiden Signale, die von dem PLL 200 empfangen wer­ den, nämlich dem Referenzsignal 241 und der Sinuswelle 101.

Weiterhin kann während des Übertragungsintervalls an den Transmitter des Radarsystems (nicht dargestellt) ein "Muster" 231 des Transmitterausganges vom Schalter 230 anstelle des Signals 232 angewählt werden, welches ein Teil des X-Bandausgangssignals 221 mit 160 MHz ist. So­ mit kann die PLL um den nicht dargestellten Transmitter herum geschlossen werden, um Phasenfehler zu entfernen, die von dieser Einheit eingebracht werden können.

Eine zweite vorzugsweise Ausführungsform der vorliegen­ den Erfindung zur Erzeugung eines breitbandigen LFM-Si­ gnals ist in Fig. 2 dargestellt. Diese zweite Ausfüh­ rungsform unterscheidet sich von der ersten gemäß Fig. 1 im wesentlichen dadurch, daß anstelle des analogen Pha­ sendetektors 210 ein digitaler Phasenfrequenzdetektor 212 in dem MOPLL 202 verwendet wird. Der Detektor 212 verwendet Quadratwelleneingänge. Dementsprechend emp­ fängt er ein Quadratwellensignal direkt vom Frequenztei­ ler 250 in Form des 1-10 MHz Quadratwellensignals 251, ohne daß hierbei die Notwendigkeit besteht, ein derar­ tiges Signal in eine Sinuswelle zu filtern, was in der ersten Ausführungsform durch den Tiefpaßfilter 260 er­ folgt. Weiterhin erzeugt der direkte digitale Synthesi­ zer 102 ein digitales Quadratwellenausgangssignal 103 in Form einer 1-10 MHz Chirp-Quadratwelle. Der 12-Bit-D/A- Wandler 140 und das Tiefpaßfilter 150 der ersten Aus­ führungsform sind in der zweiten Ausführungsform nicht nötig. Weiterhin wird ein 12-Bit-Ausgangssignal von der Look- Up-Tabelle 130 nicht benötigt, da das Signum-Bit alleine (MSB=most significant bit) ausreichend ist, eine Qua­ dratwelle zu erzeugen.

Bei der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfin­ dung gemäß Fig. 2 wird die Betriebsfrequenz nicht da­ durch beschränkt, daß ein Filter nötig ist, um harmoni­ sche Anteile in einem Tiefpaßfilter von einem verrin­ gerten Frequenzsignal auszufiltern, das innerhalb der PLL zurückgekoppelt wurde. Es sei hier festgehalten, daß alle Phaseninformationen von dem Frequenzdetektor 212 erfaßt und wieder in eine Ausgangs-Fehlerspannung kon­ vertiert werden, die proportional zu der zeitlichen Fehlausrichtung zwischen den beiden empfangenen digita­ len Wellenformen ist. Die Phaseninformation wird in den Nulldurchgängen der synthetisierten Wellenform 103 in Form des 1-10 MHz Chirp-Signales getragen.

Es versteht sich, daß die Anzahl von Abtastungen pro Zyklus, die innerhalb des direkten digitalen Synthesi­ zers 102 für das Grundbandbreiten-LFM-Wellenformsignal erhaltbar ist, eine Funktion der Frequenzantwort der di­ gitalen Komponenten ist. Einfache digitale Komponenten innerhalb des Schaltkreises können für erhöhte Anforde­ rungen modifiziert werden. Eine bestimmte Technologie, beispielsweise auf der Basis von Gallium-Arsenid, schafft die Möglichkeit, digitale Grundbandbreiten-LFM-Wellen­ formen mit Frequenzen oberhalb von 10 MHz zu erzeugen. Eine Parallelverarbeitung oder ein Multiplexen in der direkten digitalen Synthese des Grundbandbreiten-LFM- Wellenformsignals kann die Systemleistungen ebenfalls verbessern.

Wie aus der obigen Beschreibung hervorgeht, betrifft die vorliegende Erfindung im weitesten Sinne eine Vorrich­ tung und ein Verfahren zur Erzeugung eines breitbandigen LFM-Signales. Die vorliegende Erfindung verwendet ins­ besondere eine phasengekoppelte Schleife mit multipli­ zierendem Offset (MOPLL), welche an einem empfangenen Grundbandbreiten-LFM-Signal gleichzeitig die Frequenz hochkonvertiert und die Bandbreite expandiert, wobei das Signal vorzugsweise digital synthetisiert ist und somit das breitbandige LFM-Signal bei Mikrowellenfrequenzen produziert. Der PLL-Schaltkreis kann hierbei zusätzlich um den Transmitter herum geschlossen sein, um Phasen­ fehler zu entfernen, die von dieser Einheit eingebracht werden können. Für einen Fachmann auf dem Gebiet von Radarsystemen ist es ein Einfaches, PLL-Schaltkreise im Mikrowellen-Frequenzbereich zu entwickeln, welche ver­ schiedene Elemente in unterschiedlichen Anordnungen verwenden. Somit soll der Umfang des MOPLL gemäß der vorliegenden Erfindung abhängig von der einzigartigen Funktion interpretiert werden, die von dieser bestimmten Schleife durchgeführt werden kann und nicht nur alleine abhängig von irgendeiner bestimmten Implementation, welche diese Funktion realisierbar macht. Weiterhin kann die direkte digitale Synthese des Grundbandbreiten-LFM- Wellenformsignals auf unterschiedliche Arten vor sich gehen. Bekannte digitale Signalerzeugungstechniken sind für die Zwecke der vorliegenden Erfindung voll anwend­ bar.

Claims (12)

1. Vorrichtung zur Erzeugung eines breitbandigen linear frequenzmodulierten Trägersignals (LFM) hoher Frequenz mit:
einem Generator zur Erzeugung eines Grundbandbrei­ ten-LFM-Signales niederer Frequenz und niederer Bandbreite; und
einer phasengekoppelten Schleife mit variablem Off­ set (200; 202) zum (1) Empfang des Grundbandbreiten-LFM-Signa­ les und eines Referenzsignales fester Frequenz im Band eines Trägersignales, (2) Hochkonvertieren der Frequenz und Expandieren der Bandbreite des empfan­ genen Grundbandbreiten-LFM-Signales.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die phasengekoppelte Schleife mit variablem Offset (200; 202) aufweist:
einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) (220), der derart steuerbar ist, daß er das Trägersignal ab­ hängig von einem Modulationssteuersignal moduliert;
einen Mischer (240) zum Mischen eines Teiles des modu­ lierten Trägerwellenausgangssignals von dem VCO mit dem Referenzsignal fester Frequenz, um ein Differenz­ signal zu erzeugen;
einen Frequenzteilerschaltkreis (250) zum Empfang des Differenzsignals von dem Mischer und zum Reduzieren dessen Frequenz in einen niederen Frequenzbereich des Grandbandbreiten-LFM-Signals; und
einen Phasendetektor (210; 212) zur Erzeugung des Modulations­ steuersignals abhängig von einer erfaßten Phasendifferenz zwischen dem in der Frequenz reduzierten Differenzsignal von dem Frequenzteilerschaltkreis und dem empfangenen LFM-Signal niederer Frequenz und niederer Bandbreite.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch einen Übertragungs-/Empfangs-Schalter (230), der innerhalb der phasengekoppelten Schleife (200; 202) angeordnet ist, wobei der Schalter (230) eine erste Stellung hat zur Kommunikation des Mischers (240) mit einem Teil eines Signalausganges von dem VCO (220) und eine zweite Stellung hat zur Kommu­ nikation des Mischers (240) mit einem Teil des modulierten Trägerwellenausgangssignals, das übertragen wird.

4. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die phasengekoppelte Schleife mit variablem Offset weiterhin aufweist:
ein Tiefpaßfilter (260) zwischen dem Frequenzteiler­ schaltkreis (250) und dem Phasendetektor (210; 212) zum er­ heblichen Ausfiltern von harmonischen Anteilen oberhalb und einschließlich der dritten Harmonischen aus dem Differenzsignal reduzierter Frequenz, das von dem Frequenteilerschaltkreis (250) erzeugt wird.

5. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die phasengekoppelte Schleife mit variablem Offset (200; 202) weiterhin aufweist:
ein Schleifenfilter (270) innerhalb der phasengekoppelten Schleife (200; 202) zwischen dem Phasendetektor (210; 212) und dem VCO (220).

6. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendetektor (210) ein analoger Schaltkreis ist und wobei das empfangene LFM-Signal sinusförmig ist.

7. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzteilerschaltkreis (250) und der Phasendetektor (212) digitale Schaltkreise sind und wobei das empfangene LFM-Signal eine quadratische Welle ist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Generator aufweist: einen direkten digitalen Synthesizer (100; 102).

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der direkte digitale Synthesizer (100; 102) aufweist:
einen Oszillator (110) zur Erzeugung von Taktsignalen;
einen digitalen quadratischen Phasengenerator (120) zum Empfang der Taktsignale und zur Erzeugung einer Serie von binären Nummern, welche die quadratische Progression anzeigen; und
einen Speicher zur Abspeicherung einer Sinus-Look-Up- Tabelle, welche von der Serie von binären Nummern adressiert wird, um digitale Datendarstellungen entsprechend den Punkten einer sinusförmigen Welle zu erzeugen.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der direkte digitale Synthesizer (100; 102) weiterhin aufweist:
einen Digital/ Analog-Wandler (140) zum Empfang der digitalen Daten­ darstellungen und zum Wandeln dieser in eine fortlaufende Frequenz-Sinusannäherung.

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der direkte digitale Synthesizer (100; 102) weiterhin aufweist: ein Tief­ paßfilter (150) zum Empfang der Sinusannäherung und zum Filtern der Frequenz der Taktsignale hiervon, um einen echten fortlaufenden sinusförmigen Frequenzverlauf zu erzeugen.

12. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die phasengekoppelte Schleife mit variablem Offset (200; 202) über den Schalter (230) an einen Transmitterschaltkreis anschließbar ist zur Modulation eines übertragenen Trägersignals in ein linear frequenzmoduliertes Signal (LFM) in Antwort auf das Modulationssteuersignal.