WO1996014590A1 - Verfahren zum erzeugen einer frequenzrampe für eine laufzeitmessung von rf-signalen - Google Patents

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ramp
circuit
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Bo A. Fredrikson
Roland Küng
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Tagix Ag
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    • H03C2200/0058—Quadrature arrangements

Definitions

  • inverters To measure runtimes on SAW elements are inverters. known in the time domain and in the frequency domain.
  • the methods of the second type which are of interest here use a frequency ramp, i. H. a periodic signal with high
  • BEST ⁇ GUNGSKOP-F Frequency change per time interval (sweep). Mixing the transmit signal with the delayed echo signal results in a low-frequency signal with a frequency proportional to the transit time, depending on the transit time.
  • the transmission signal has a constant and - due to the continuous transmission during a certain measuring time - a high transmission energy. The bandwidth is limited by the start and end frequency of the ramp.
  • the coding is e.g. B. in defined phase or Zeit ⁇ shifts or in amplitude modulations.
  • z. B. an interrogation signal with a periodically repeating frequency ramp is used. With such an interrogation signal, the superimposition of the response signal components leads to differential oscillations which are detected by the interrogation station.
  • a system of this type is e.g. B. from US 4,737,790 or US 4,625,207.
  • the object of the invention is to provide a method and a circuit arrangement for the precise, inexpensive and age-free generation of frequency ramps in the RF range (namely in the GHz range).
  • the invention is intended to be particularly suitable for use in the identification of delay-time and / or phase-coded SAW elements.
  • a method according to the invention for generating a frequency ramp for a transit time measurement of RF signals has the following steps:
  • a direct baseband signal is generated with a frequency that increases linearly at least in parts by direct digital synthesis; b) the baseband signal is mixed in a mixer with a carrier signal of constant RF frequency and filtered to extract the frequency ramp (single sideband filter).
  • step b) the baseband signal is given as a reference frequency in a phase comparator of a PLL circuit which generates the RF signal.
  • step a) in a digital memory, respectively.
  • Register temporarily stores an instantaneous value of the frequency for a predetermined step interval and increases or periodically. degraded.
  • the step size is kept so small that (within the scope of the application-specific circumstances) the best possible approximation of the theoretically continuous or constant ramp slope (ie the step-like frequency curve is so fine that it essentially does not affect the running time measurement).
  • phase accumulator In a phase accumulator, a phase of the baseband signal is generated or accumulated at a predetermined clock rate in accordance with the instantaneous value of the frequency.
  • the phase accumulator allows a frequency jump to be carried out without a phase jump. That is, The phase can also be tracked without problems even over sudden frequency changes or signal interruptions.
  • phase is subsequently used as an address for a memory which contains the amplitude values of the corresponding smus and cosine function.
  • stored digital amplitude values are then converted in a D A converter to the analog signal value of the frequency ramp.
  • a sign (cos) or sign (s ⁇ n) amplitude value (sign bit) is stored in a memory corresponding to the generated phase.
  • the square-wave signal generated in this way can be fed as a baseband signal into the mixer or. be given the phase discriminator. In principle, therefore, only the sign of the sine or cosine function is generated and not the exact course of the oscillation. A complex D / A converter is therefore unnecessary.
  • the circuit according to the invention can be implemented completely digitally.
  • a control by very high clock rates makes it possible to interpolate the inaccuracy of the instantaneous frequency caused by the sign function (oversampling).
  • An appropriately designed integrated circuit is preferably used to generate the baseband signal.
  • a function does not require a complex digital / analog part and can therefore be operated at very high clock rates to achieve large bandwidths.
  • An interrogation station which can be used in such an identification system is characterized, for. B. from a transmitter circuit that generates an interrogation signal with at least two, offset by a frequency jump, but phase coherent or with a fixed phase jump to each other ⁇ subsequent linear frequency ramps.
  • the phase adjusting transition allows measurement or Beob ⁇ respectful intervals without enlarging the bandwidth lengthen to ver ⁇ or frequency bands with strong Storern aus ⁇ targeted zublenden.
  • Another possibility for generating different interrogation signals is to provide a control circuit for generating different, in particular pseudo-random, time intervals between the frequency ramps. Interference between query signals and deliberately introduced interference from third parties can be eliminated or minimized in this way.
  • At least two frequency ramps are created immediately after one another.
  • the frequency ramps do not have to be the same length.
  • a longer ramp tui the transponder identification can be a smaller one for setting the AGC (automatic gain control) of the interrogation station be upstream.
  • the two frequency ramps preferably have the same starting requirements and the same slopes.
  • a transmitter circuit is such that an interrogation signal is generated from stucco-linear, phase coherently adjoining frequency ramps, the individual sections having different steepness.
  • an interrogation signal is generated from stucco-linear, phase coherently adjoining frequency ramps, the individual sections having different steepness.
  • two interrogation stations can work simultaneously in the same local and frequency-based transmission range.
  • the interrogation signals belonging to different interrogation stations have different ramp profiles, they can distinguish the RF echo signals reflected by a particular passive transponder. Different ramp steepnesses lead to different differential frequencies. It is also the case that an echo signal whose ramp steepness is not the same of the transmission signal matches, cannot lead to a usable detection signal in the interrogation station after mixing.
  • the choice of the rack parts can thus be used to introduce a type of coding
  • the same result can also be achieved if the start times of a plurality of successive frequency ramps are read device-specific according to a pseudo-random principle, or if pseudo-random transmission pauses take place within a ramp.
  • the phase coherence allows the reader to correctly assemble the signal components if it knows the random sequence itself.
  • a further embodiment of an interrogation station according to the invention is characterized in that a circuit arrangement is provided for detecting a free frequency range and that the starting frequency is placed in the free frequency range found. That is, the identification system does not work with a predetermined signal in a predetermined frequency band, but with flexible variables. This is particularly advantageous if several interrogation stations are arranged in locally partially or completely overlapping transmission areas, which do not necessarily all have to be active at the same time. That is, the RF areas available can be better resp. be used more efficiently. Coexistence with existing narrowband services of other frequency band users is also possible.
  • the object of the invention is to provide a method for generating a linear frequency ramp which can be implemented in a circuit-simple and technically efficient manner.
  • the required precision should be able to be achieved at low cost.
  • the solution is that an integrator of a PLL circuit is optionally supplied with a constant control signal instead of with a phase error.
  • the PLL circuit is initially run as a closed control loop in order to run at a precisely defined starting frequency in accordance with a reference frequency. Only then - to generate the frequency ramp - is the control loop opened and the integrator controlled with the constant control signal.
  • the length of time that elapses between opening the PLL circuit and reaching a stop frequency can be determined (the steepness corresponds to the frequency range passed through per time unit)
  • the constant control signal is increased or decreased in the next cycle. Strictly speaking, the control signal is only constant during a single cycle. However, if the circuit has settled, the control signal will generally only change insignificantly.
  • the PLL circuit is equipped with a switch in front of the integrator in order to open the PLL circuit and to be able to apply the constant error signal to the integrator.
  • An integration constant generator with an adjustable, constant control signal can be electrically connected to the integrator by means of the switch.
  • the circuit arrangement preferably also has a stop frequency detector and a time measurement circuit in order to be able to measure the steepness of the frequency ramp.
  • An automatic correction circuit is preferably provided in order to convert the integration constant generator (constant voltage source, RC element) in accordance with the deviation of the measured ramp steepness to be corrected for the given correction.
  • a manual setting option potentiometer
  • the user can be shown whether the slope is too large or too small
  • a control circuit which controls the switch and a polarity of the integration constant generator so that the output signal of the PLL circuit runs at a constant frequency for a predetermined time, then a first frequency ramp and immediately afterwards a second one Frequency ramp runs through to finally end at the constant frequency mentioned.
  • the signal runs z. B. for a certain time on the start frequency, then increases linearly to the stop frequency and decreases with the opposite steepness to the start frequency.
  • the ascending frequency ramp can be used to detect the code and the descending one to adjust the amplifier (AGC or the like).
  • the increasing and the decreasing frequency ramp do not necessarily have to have the same slope in terms of magnitude. Conversely, the same slopes are circuit-technical and advantageous for the detection of the response signal.
  • a method for detecting a target frequency is used for a signal with a range of increasing or decreasing signal frequency, which is characterized in that the signal is mixed with a predetermined reference frequency in order to generate a differential frequency that by a predetermined small amount df over or; is below the target frequency and that a detection sign is generated as soon as the difference frequency generated is less than the predetermined amount df.
  • the desired target frequency can be easily and technically efficiently detected in terms of circuitry.
  • the method allows the required precision to be achieved at low cost.
  • the reference frequency is not identical to the target frequency, but rather by a precisely defined amount larger (for detecting the target frequency with an increasing frequency ramp) or smaller (im Case of a negative frequency ramp) is selected.
  • the difference frequency between the frequency ramp and the reference frequency will thus initially be very large, but will always become smaller until it has approached the reference frequency by the amount df. At this point in time it is the same size as the specified target requirement.
  • the detection signal therefore shows exactly when the target frequency has been reached or exceeded.
  • the amount df is very small (e.g. 10 - 10 times smaller) than the signal frequency.
  • a counter with a number range of at least N is preferably used.
  • the amount df should correspond to the Nth part of a control requirement f of a control signal.
  • the payer is incremented by the control signal m.
  • the counter is also periodically reset with the difference frequency.
  • the control signal is preferably also used as a reference of a PLL circuit for generating a mixed frequency.
  • the counter is preferably a commercially available, integrated circuit with at least n stages. The number of stages n uss must be at least so large that 2> N. With a counter with n "stages, n"> n, the detection signal can thus be tapped at the nth output.
  • the method is used in particular to control or monitor a signal in the GHz range (e.g. 500 MHz up to a few GHz).
  • the reference frequency is therefore also in this range. If the interrogation signal of a remote identification system moves, for example, in the range from 905 to 925 MHz, the reference frequency is slightly above 925 MHz.
  • the invention is thus used to control or monitor very high signal frequencies.
  • the control frequency is considerably below the signal frequency. Usually it will be below 100 MHz, but will not fall below 100 KHz. A preferred range is between 1 and 20 MHz. Conventional clock signal generators can therefore be used to generate them.
  • df is much smaller than the signal requirement.
  • df will be more than 100 times smaller than the reference frequency.
  • a circuit arrangement with a reference frequency oscillator, a mixer which mixes the signal with the reference frequency for generating the difference frequency, and a detector which generates a detection signal will be required as soon as the difference requirement falls below the defined amount df .
  • the detection of a predefined frequency preferred according to the invention is not limited to the detection of the stop frequency of a frequency ramp. In the case of a linear frequency ramp in the GHz range, as already mentioned, the slope can be determined very precisely by using the invention. (The slope results from the start and end frequency as well as the time required to reach the end frequency.)
  • Another aspect of the invention is a method for contactless interrogation of a passive mobile transponder, wherein an interrogation signal transmitted by an interrogation station is coded back by the transponder as a response signal and is detected by the interrogation station.
  • decoding carried out in the interrogation station and automatic amplifier setting are carried out at separate time intervals. This method is suitable for detecting response signals in the GHz range. It enables the reliable extraction of identification codes from response signals that vary widely in level.
  • a measurement process is thus carried out with a constant measurement gain during a first frequency ramp and the measurement gain is reset (by the AGC) during a second frequency ramp.
  • An interrogation signal is preferably generated, which comprises an ascending and a descending frequency ramp.
  • the interrogation signal is decoded in the course of the one, preferably the ascending, frequency ramp, and the amplifier is adjusted in the course of the other, preferably the, falling frequency ramp.
  • the interrogation signal typically has a cyclical character, ie the rising and falling frequency ramps follow one another alternately.
  • the frequency ramps should be as linear as possible for decoding and for level or amplifier adjustment. However, it is not imperative that the interrogation signal only consist of linear frequency ramps. In particular, e.g. B. after a linearly decreasing frequency ramp, a signal section with a constant frequency is provided. (A transponder that generates the coding with the aid of phase shifts or transit time differences does not lead to a detectable difference signal in the section of constant frequency.)
  • Rising and falling frequency ramps are advantageously of the same size and of the same magnitude in terms of amount (simpler coding or setting of the amplifier). Different curve shapes are, however, not excluded in principle. Differences of 20% with respect to the slope in terms of amount are quite feasible
  • a level detector can continuously process the received and downmixed signal and generate a compensation value which is sampled by a sample-and-hold circuit in the interval reserved for the amplifier setting and temporarily stored for controlling the amplifier for a certain time. In principle, it is a control loop that is periodically spaced (namely during the amplifier setting interval j- is closed. The gain value is kept constant in the decoding intervals, so that no transients can arise.
  • the decoding includes e.g. B. a Fourier transform of the audio signal. This determines code-specific difference frequencies. Keeping the gain value constant in the decoding interval prevents falsification of these difference frequencies by amplitude modulation.
  • the transponder preferably has a SAW unit for coding the signal. In this way, a large number of response signal components with defined relative time delays can be generated from the interrogation signal.
  • a circuit arrangement for carrying out the method has a controllable audio signal amplifier, a downstream decoding circuit and a control circuit which alternately adjusts the amplifier according to the detected level and activates the decoding circuit.
  • the control circuit is driven in accordance with the query signal (synchronous timing).
  • the amplifier setting is therefore always permitted when e.g. B. the linearly descending frequency ramp is generated.
  • An interrogation signal according to the invention for identifying a mobile passive transponder which generates a response signal with time-delayed response signal components, is characterized by a repetitive sequence of frequency ramps that increase and decrease linearly to a comparable extent.
  • a cycle of the signal is preferably divided into a first time range with an increasing and a second time range with a falling frequency. quenzrampe and a subsequent third area with constant frequency.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a digital synthesizer according to the invention
  • FIG. 2 shows a block diagram for generating an RF frequency ramp based on the principle of SSB modulation
  • FIG. 3 shows a block diagram of a circuit for generating an RF frequency ramp according to the principle of a PLL circuit
  • FIG. 4 shows a schematic illustration of a system for the contactless scanning of a SAW transponder
  • FIG. 5 shows a schematic illustration of the temporal frequency profile of an interrogation signal with an upstream measuring ramp
  • FIG. 6 shows a schematic representation of the temporal frequency profile of an interrogation signal with the frequency range hidden
  • FIG. 7 shows a schematic illustration of the temporal frequency profile of an interrogation signal with different piecewise linear ramp sections.
  • FIG. 9 is a block diagram representation of a circuit for detecting a response signal of a mobile transponder
  • FIG. 10 shows a block diagram of a circuit arrangement for generating an interrogation signal with a circuit arrangement according to FIG. 9;
  • FIG. 11 shows a schematic illustration of a circuit for generating a linear frequency ramp
  • Fig. 12 is a schematic representation of a circuit for detecting the target frequency.
  • FIG. 1 shows a preferred embodiment of a digital synthesizer 1. It is preferably an integrated module (IC circuit).
  • IC circuit integrated module
  • An external arithmetic and control circuit can load a current frequency value f into a data register 2 in series or in parallel. At a point in time precisely controlled by a command circuit 7, the content of the data register 2 is loaded into a frequency register 3.
  • a phase accumulator 4 increments the phase in accordance with the value contained in the frequency register 3, specifically in the rhythm specified by a clock signal at the clock signal input 8.
  • the phase value generated in this way is output (either directly or via a phase correction element 5) to two ROMs 6a, 6b, which store the signal values cos (2 ⁇ ft) and s ⁇ n (2 ⁇ ft) with a resolution in the amplitude of N bits.
  • the outputs of the two ROMs 6a, 6b are each passed to a D / A converter 9a, 9b in order to generate analog signal values I, Q.
  • the values sign (cos (2 ⁇ ft)) and sign (sin (2nft)) can be output directly as I and Q values at the corresponding outputs. That is, the D / A converter 9a, 9b can be omitted.
  • Data and frequency register 2 respectively. 3 are e.g. B. 32 bit registers that are reloaded for each frequency step of the digital frequency ramp. Alternatively, it is possible to provide several registers in order to store the starting frequency on the one hand and one or more frequency steps on the other hand.
  • a multiplexer connected between the frequency registers and the phase accumulator 4 then forwards the respectively correct frequency value to the phase accumulator 4.
  • the (optional) phase correction element 5 comprises an adder 5a which sums the output of the phase accumulator 4 with a memory content of a register 5b. In this way, the current phase value can be corrected by a constant if necessary.
  • a phase correction can e.g. B. may be necessary to achieve a coherent detection in the echo signal detector.
  • the phase accumulator 4 preferably has a smaller word width at the output than at the input. That is, the 32-bit value read (for example) from the frequency register 3 is, for. B. reduced to a 12 bit value. This is then used to control the two ROMs 6a, 6b.
  • the word width M on the output side of the phase accumulator 4 is of course determined by the desired precision in the zero crossing (maximum phase jitter). For the digital synthesizer 1, a zero crossing can only take place synchronously with the clock signal.
  • An RF oscillator 10 generates in-phase (cos) and quadrature components (sin) of a carrier oscillation of z. B. 2.5 GHz.
  • Two passive diode mixers 11a, 11b which at their local oscillator input with in-phase and quadrature components I and. Q of the digital synthesizer 1 are applied, the corresponding signal components of the carrier vibration modulate. Due to the strongly non-linear characteristic curve of the diodes, the diode mixers 11a, 11b behave practically like an ideal switch mixer.
  • the square-wave signal s ⁇ gn (s ⁇ n) or s ⁇ gn (cos) according to the invention is therefore completely sufficient as a baseband signal for controlling the mixer. (Of course, other baseband signals are also possible.)
  • I and Q components are combined on the output side of the diode mixer 11a, 11b with a sum ierglled 12 and subsequently amplified in the amplifier 13.
  • a bandpass filter 14 filters out the desired frequency range with the frequency ramp for subsequent radiation via an antenna 15.
  • the digital synthesizer delivers a baseband signal in the range of z. B. 40-60 MHz.
  • FIG. 3 shows another possibility of how the RF frequency ramp can be generated with the digital synthesizer 1 already described.
  • the digital synthesizer 1 is in a (relatively low) frequency range from z. B. operated 10-15 MHz.
  • the Q component is compared in a phase discriminator 16 with the signal supplied by a mixer 23 and filtered into a loop filter 17.
  • a VCO 18 is driven with the control signal generated in this way. This generates an output signal in the range of z. B. 2.44-2.46 GHz.
  • the output signal mentioned is fed to an antenna 21 via an amplifier 19 and a bandpass filter 20. But it is also to a prescaler 22, which the frequency z. B. reduced to a quarter, and then mixed in the mixer 23 already mentioned with the signal of a reference oscillator 24 from the intermediate band to the baseband.
  • the reference oscillator 24 operates at 600 MHz.
  • the phase discriminator 16 consists of an EXOR element.
  • the PLL circuit follows the direl-t digitally synthesized frequency ramp precisely and in phase.
  • the signal s ⁇ gn (cos) is applied to the EXOR element, the loop filter 17 takes over the interpolation of the zero crossings, the accuracy of which is determined by the clock signal (jitter).
  • the D / A converter 9a, 9b in the synthesizer 1 according to FIG. 1) can therefore be dispensed with.
  • the frequency ramp is generated by a direct digital synthesis.
  • a digital synthesis with subsequent D A converter is necessary for interpolation of the sample value, or its sign can only be used if the oversampling is correspondingly large.
  • the free programmability of the starting frequency and the ramp steepness permits a versatile application, in particular in contactless interrogation systems with SAW transponders.
  • Fig. 4 illustrates the principle. Under the control of a reading control 26, a reading device 25 generates an interrogation signal which is emitted via an antenna 31.
  • a transponder 32 located nearby receives the interrogation signal with its antenna part 33 and couples it into a SAW element 34. There the signal is implemented code divided into several echo signal components. These are decoupled again from the SAW element 34 and sent back to the reader 25 via the antenna part 33.
  • the signal generated by an interrogation signal generator 28 is not only emitted via hybrid circuit 30 and antenna 31, but is also fed into a mixer 29.
  • the interrogation signal and echo signal are mixed there.
  • a system computer 27 allows the programming of certain interrogation signal variables (for example start frequency, stop frequency, steepness etc.).
  • tag identification systems are explained, which are preferably based on frequency ramps generated according to the invention.
  • tag identification systems mentioned can also be used in a different way, i. H. can be implemented independently of the direct digital synthesis according to the invention.
  • the large frequency ramp Sa. z- rises linearly within an interval I- from a start frequency f n to a stop frequency f.
  • the small frequency ramp S likewise begins at the start frequency f-, but runs, for example, only up to half the stop frequency f / 2.
  • the slopes of the two frequency ramps SS ? are preferably the same size (e.g. 1.25 GHz / s).
  • the interval I. of the small frequency ramp Sa.i is thus half as large as the interval I 2 in the present case.
  • the two frequency ramps adjoin one another, but are separated by a frequency jump. According to the invention z. B.
  • the interval L is the detection interval, ie the echo signals are mixed and analyzed in it with the transmission signal.
  • the setting of the AGC and the interference-sensitive detection can be separated from one another in this way without the bandwidth having to be increased.
  • the interval I- can be set to the same duration as L and the two frequency frames can be connected to one another in a phase-coherent manner. This achieves twice the detection time without the need to increase the bandwidth.
  • a longer interval with a constant frequency can be inserted between the intervals I 2 and I (ie after the detection phase).
  • this interval of constant frequency there is no difference frequency between the transmission signal and the interrogation signal.
  • the frequency ramp starts on an external trigger signal, the receiver input must settle for the sudden level change, with considerable shock response transients occurring.
  • the automatic gain control AGC
  • the system can be provided with an easily metered dose. Accuracy losses due to errors in the starting frequency do not occur. Since the receiver signal processing, the trigger signal and the clock the direct digital synthesis are derived from the same clock signal, the time and frequency of the ramp can be determined or predicted exactly at any time.
  • the observation period for the signal evaluation and transponder identification can easily be extended to several, immediately successive frequency ramps. Due to the exact knowledge of the phase of the transmission signal (the phase is stored in the phase accumulator at all times) at the end of the frequency ramp, it is possible to jump back to the starting frequency in the correct phase and to run through the ramp again. This extends the observation time and thus the temporal resolution of the measurement while the bandwidth of the transmission signal remains the same.
  • the interval for settling is conceptually preceded by the detection interval I 2 .
  • the receiver regulation phase to the detection phase and to freeze the amplification factors between the measurement phases (in particular at intervals of constant frequency and during detection).
  • the interrogation signal S In contrast to the interrogation signal Sa according to FIG. 5, the interrogation signal S, according to FIG. 6, has two frequency ramps S,, and S, - which do not overlap in terms of frequency.
  • the lower frequency ramp S,. is separated from the upper S, - by a frequency band f, f.
  • the frequency hopping takes place in a phase-coherent manner.
  • the frequency band f to f is thus specifically hidden from the echo signal. This represents a possibility in order to be able to selectively hide narrow-band storers or frequency bands that have already been occupied.
  • Wanrend in 6 the intervals, I. directly adjoining one another with the corresponding frequency ramps S, m, S, 2 , time intervals with constant frequency (or without signal amplitude) can also be easily inserted (as in connection with FIG. 5 explained).
  • Frequency ramp S, - (which runs from frequency f to stop frequency f) is equally steep. However, this is not imperative, as the following explanations show.
  • adjusting or changing the ramp slope can also be used to increase the runtime resolution for specific measurements.
  • the steeper the frequency ramp the greater the difference frequency for a given transit time.
  • the observation time specified by a frequency ramp is greater (and therefore the temporal resolution of the measurement is all the better) the lower the slope (as already mentioned, the observation time can be obtained by referring to several frequency ramps can also be extended regardless of the slope of the ramp. )
  • the ramps of the various interrogation stations may be expedient to start the ramps of the various interrogation stations synchronously with one another but precisely with a slight offset (of, for example, 10 KHz).
  • the offset must be greater than the maximum interesting difference frequency (which is, for example, a few kHz).
  • a further variant for differentiating echo signals from different interrogation stations could consist in that the different interrogation stations are operated with suitably differently selected ramp steepnesses.
  • a preferred embodiment is characterized in that the pause intervals of different interrogation stations are of different lengths.
  • the duration of the intervals between successive frequency ramps is e.g. B. determined by pseudo-random codes. That is, Each polling station has its own pseudo random code generator, which defines the length of the intervals mentioned.
  • an interrogation station can in principle also determine a free transmission channel itself and use a frequency occupy the quenzrampe. In this way, a channel-oriented multiple use of a frequency range available can be realized without having to change the hardware. Such a concept is of particular interest if a certain territory can potentially be queried from several locations and if there is always a certain probability that some query stations are inactive.
  • FIG. 8 shows the chronological announcement of the signals relevant for the preferred exemplary embodiment.
  • a stationary interrogation station sends a signal s. which is received by a nearby mobile transponder (tag), is delayed in a defined, code-specific manner and is radiated back. The interrogation station detects the answer signal
  • the interrogation signal s is in accordance with a preferred embodiment. rungsfor the invention periodically Each period is divided into ⁇ divided into three time intervals T .., T. ,, T--.
  • the interrogation signal s has a constant frequency f_.
  • the subsequent second interval T 2 there follows a linear frequency ramp, at the end of which the interrogation signal s. a target frequency f. reached.
  • the subsequent third interval T-. there follows a negative linear frequency ramp, ie the frequency drops from f. on f-. Now the interval T- of the next cycle follows again, etc.
  • the frequency f is z. B. 905 MHz; f is then z. B. at 925 MHz.
  • the rate of increase is typically in the order of 1 GHz / s (eg 1.25 GHz / s).
  • the rising and the falling frequency ramp in the intervals T are the same slope in terms of amount.
  • the interval T is at least as large as the sum of the two intervals T- and T, or is an integer multiple thereof.
  • a preferred working range is also in the range of 2.45 GHz.
  • the response signal s D essentially corresponds to a plurality of differently delayed interrogation signals s ⁇ . This is indicated in FIG. 8 by the dashed lines parallel to the signal s ⁇ .
  • the time delays are e.g. B. in a range of 1 - 10 ⁇ s. That is, , the first component of the response signal appears e.g. B. after about 1.2 ⁇ s, the second after about 1, 3 ⁇ s etc.
  • the code-specific delay is z. B. in the defined deviation from the mentioned 0.1 ⁇ s grid.
  • FIG. 11 shows a ramp generator 120 according to the invention.
  • a reference frequency fref is compared in a phase difference detector 121 with a feedback signal.
  • the circuit according to FIG. 9 works like a conventional PLL circuit.
  • the interrogation signal s runs at a constant frequency.
  • the integrator 124 has a constant control voltage V instead of the phase error signal.
  • V the frequency of the output signal s ⁇ increases linearly.
  • the slope is determined by the size of the control voltage or. by the value of the time constant, which is formed by the RC element of the integrator 124.
  • FIG. 10 shows a schematic illustration of a circuit for generating the interrogation signal s shown in FIG. 8.
  • a reference oscillator 130 supplies the frequency f - f required to control the PLL circuit.
  • the output signal s D is amplified (amplifier 131) on the one hand and emitted via an antenna 102 and on the other hand sent to a stop frequency detector 128. This generates a pulse or an edge as the frequency ramp has reached a predetermined stop frequency.
  • the stop frequency can frequency of the rising frequency ramp or the descending frequency ramp.
  • a control circuit 129 controls the ramp generator 120 as follows:
  • the switch 123 (cf. FIG. 11) is set such that the PLL circuit is closed and the interrogation signal s has a constant frequency f ". After the interval T., the switch 123 is changed over. The interrogation signal s increases linearly, as shown in FIG. 8. As soon as the stop frequency (f.) Is reached, the polarity of the constant control voltage is inverted. The increasing frequency ramp in the interval T is immediately followed by a decreasing frequency ramp T with the same, but negative, slope.
  • the interval T- is the same as the interval T-.
  • the frequency f r is again. of the PLL circuit reached.
  • Switch 123 is switched back to input Ea. switched and the cycle can start again.
  • the control circuit 129 communicates with a superordinate control of the interrogation station in order to match the receiver side to the interrogation signal s n shown in FIG. 8.
  • the special design of the query signal s. is used in an advantageous manner on the receiver side.
  • the response signal s D generated by the transponder is decoded. This is illustrated by the control signal S in FIG. 8.
  • the amplifier setting takes place in the falling frequency ramp, that is to say in the interval T- (for example with an AGC circuit). This is illustrated by the signal S .. in Fig. 8, which goes high only in the interval T-.
  • the aforementioned implementation of the amplifier setting and decoding at two different intervals has the advantage that transients which arise during the amplifier setting are kept away from the decoding interval.
  • the invention is of course not limited to the exemplary embodiments explained.
  • the circuit according to the invention can be used wherever a linear frequency ramp with a precise starting frequency has to be generated with little effort.
  • the integration constant can vary the slope of the frequency ramp. be corrected.
  • the time is measured which elapses before the frequency of the interrogation signal s ⁇ from the starting frequency f 'to the target frequency f. has risen.
  • the measured time is compared with a specified time range. Depending on whether the measured time is too short or too long, the integration constant is increased or decreased accordingly.
  • the error can be displayed to the user (e.g. via LEDs) so that he can adjust the integration constant manually (e.g. by adjusting a potentiometer). If an automatic control is desired, z. B. a PI controller can be used.
  • the accuracy of the start frequency and the measurement accuracy of the rise time depend on the accuracy of the reference oscillator 130 of the PLL circuit. It is possible to limit the frequency fluctuations in the entire temperature range of the oscillator to less than 1.5 ppm. The accuracy of the stop frequency naturally depends on the accuracy of the frequency detector. At signal frequencies in the GHz range (e.g. 905 MHz or 2.45 GHz), the error is typically less than ⁇ 10 - ⁇ 20 KHz. It follows from this that the maximum relative error of the average slope of the frequency ramp can be kept at ⁇ 0.1-0.2% in the entire temperature range.
  • the average signal level detected by the interrogation station fluctuates greatly.
  • the envelope of the signal to be detected is not constant and is like a noise-like signal.
  • the time constant of the detector must be smaller than T-.
  • the mean value also fluctuates.
  • the S + H circuit ensures that a current mean value is frozen and remains constant for the duration T-.
  • FIG. 9 A block diagram of a switching arrangement for detecting the response signal s will now be explained with reference to FIG. 9.
  • the interrogation station is designated by 101. It comprises an interrogation signal generator 104, which generates the interrogation signal s shown in FIG. 8.
  • the interrogation signal s ft is emitted via an antenna 102.
  • a mobile transponder (SAW tag), not shown in detail, reflects a coded response word signal s R. This is received by an antenna 103 and fed to a front-end circuit 106 known per se.
  • a mixer 107 mixes the received signal with the aid of a local oscillator LO into a baseband in the audio signal range.
  • the downmixed signal is filtered in a manner known per se using a bandpass filter 108 and amplified by an amplifier 109.
  • a third amplifier 111 generates the output signal suitable for decoding (decoding circuit 115).
  • a level detector 112 which is connected upstream of an integrator 113, also hangs at the output of the amplifier 111.
  • the mean signal level of the audio signal determined in this way is used to control the amplifier 110.
  • the control circuit 105 also controls the decoding circuit 115 and the interrogation signal generator 104.
  • the signal S for controlling the S + H circuit 114 remains in the intervals T. and T 2 to low and is only in the interval T-. (Set to high, in particular in a time-centered partial area from TM. Accordingly, the stored value, in particular during the interval T ?, is held (H). Only in the interval T is a new value read in (S).
  • the decoding circuit 115 is only activated in the interval T 1.
  • the signal S is therefore only in the interval T ? set to high.
  • the ACCORDANCE OF INVENTION ⁇ the signal decoding and Verstarkereingnagnagnagnagnagnagnagna in two different intervals performed.
  • the invention is of course not limited to the exemplary embodiments described.
  • the circuit arrangement according to FIG. 9 can be expanded or modified in various ways.
  • the query signal shown in FIG. 8 does have two mirror-image frequency ramps, but this is not a mandatory feature.
  • the frequency ramps can be of different steepness or generally have a different course (exponential sinusoidal etc.).
  • both the decoding and the amplification take place within a "frequency sweep". It is important that the two functions are separated in such a way that transients can interfere with the decoding due to the amplifier setting. Furthermore, the amplifier setting should not be separated from the decoding too much in terms of time
  • FIG. 12 shows a block diagram of a preferred embodiment of a stop frequency detector 128.
  • the interrogation signal s A at the output of the ramp generator 120 is passed to a mixer 142 on the input side via a voltage follower 141.
  • a low-pass filter 143 at the output of the mixer 142 filters the sought-after difference frequency f.
  • a subsequent trigger circuit 144 generates a square-wave signal which is given to a RESET input 148 of a payer 145.
  • a clock signal input 149 is supplied with a control signal of the frequency f of a clock signal generator 147.
  • the detection signal 7 is tapped at an output Q corresponding to the nth stages of the counter 145. It changes its state if the target frequency has never been reached
  • the Ab raqesignal s A is mixed with a reference frequency fr, which is generated by a PLL circuit 146 This is controlled by the control signal with the frequency f of the clock signal generator 147.
  • the frequency of the interrogation signal s begins at a start frequency f and rises linearly against the stop or target frequency.
  • the task of the stop frequency detector 128 is to determine when the target frequency f .. has been reached.
  • the reference frequency f is determined as follows:
  • df 312.5 KHz
  • f 1 is z. B. 925 MHz and the start frequency z. B. 905 MHz.
  • the difference frequencies f is thus a maximum of 20.3125 MHz and decreases as the frequency ramp rises to 312.5 KHz.
  • the difference signal and the control signal do not run synchronously, there is an area of uncertainty in practice.
  • n in the range 4-9 is recommended for the signal parameters given as examples.
  • f 12.8 MHz z.
  • B. has (with a ramp c

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Abstract

Zur Erzeugung einer linearen Frequenzrampe bei der Identifikation von passiven mobilen SAW-Transpondern wird durch direkte digitale Synthese (1) ein Basisbandsignal mit linear ansteigender Frequenz erzeugt. Dieses Signal wird danach mit Hilfe von RF-Oszillatoren und Mischern einer Trägerfrequenz im GHz-Bereich aufmoduliert. Vorzugsweise wird mit einem Phasenakkumulator entsprechend einem momentanen Frequenzwert eine Phase bestimmt, auf deren Basis das Vorzeichen einer Sinus- oder Cosinusfunktion ausgespeichert wird. Das resultierende Rechtecksignal stellt das Basisbandsignal dar. Eine erfindungsgemässe Abfragestation erzeugt Abfragesignale, die aus mehreren phasenkohärent oder mit vordefinierten Phasensprüngen aneinander anschliessenden, aber u.U. durch Frequenzsprünge getrennte Frequenzrampen bestehen.

Description

Verfahren zum Erzeugen einer Frequenzra pe für eine LaufZeitmessung von RF-Signalen
Stand der Technik
Zur Messung von Laufzeiten an SAW-Elementen sind Verfanrer. im Zeitbereich und im Frequenzbereich bekannt. Die hier in¬ teressierenden Verfahren der zweitgenannten Art benutzen ei¬ ne Frequenzrampe, d. h. ein periodisches Signal mit hoher
BESTÄϊϊGUNGSKOP-F Frequenzanderung pro Zeitintervall (sweep) . Durch Mischen des Sendesignals mit dem verzögerten Echosignal ergibt sich je nach Laufzeit ein niederfrequentes Signal mit zur Lauf¬ zeit proportionaler Frequenz. Das Sendesignal weist eine konstante und - infolge der dauernden Aussendung wahrend ei¬ ner gewissen Messzeit - eine hohe Sendeenergie auf. Die Bandbreite ist durch Anfangs- und Endfrequenz der Rampe ex¬ akt begrenzt.
Die Verfahren mit Frequenzrampen werden namentlich zur Iden¬ tifikation von sog. tags, die mit SAW-Elementen bestuckt sind, eingesetzt (vgl. US-4, 734 , 698 , GB-2 165 411 oder US-4, 737, 790) .
Ein Problem der Frequenzbereichsmethode stellt die Erzeugung von exakt linearen Frequenzrampen über eine vorgegebene Bandbreite dar. Die an sich bekannten VCOs erreichen zwar ohne weiteres die notwendige Bandbreite von einigen 10 MHz. Die Linearitat ist aber in praktischen Schaltungen auf etwa 10 % beschrankt. Dieser Fehler in der Linearitat bewirkt nun aber, dass die niederfrequenten Differenzfrequenzen (die sich nach dem Mischen des Sendesignals mit dem Echosignal ergeben) trotz konstanter Laufzeit nicht mehr konstant sind. Die Messung busst dadurch an Genauigkeit ein. Zusatzlich tragen Ungenauigkeit in der Start- und Endfrequenz sowie Al- terungserscheinungen zu weiteren Unsicherheiten bei.
Es ist bekannt, für die Fernidentifikation passive mobile Transponder einzusetzen, welche ein empfangenes Hochfre¬ quenzsignal mit Hilfe eines SAW-Elements { SAW = surface- acoustic-wave ) codieren. Eine Abfragestation detektiert das reflektierte und codierte Signal, um z. B. die Identität des mit diesem Transponder versehenen Gegenstandes zu erkennen. - 3
Die Codierung liegt z. B. in definierten Phasen- bzw. Zeit¬ verschiebungen oder in Amplitudenmodulationen. Um diese Co¬ dierungen zu ermitteln, wird z. B. ein Abfragesignal mit ei¬ ner periodisch sich wiederholenden Frequenzrampe eingesetzt. Die Ueberlagerung der Antwortsignalkomponenten führt bei ei¬ nem solchen Abfragesignal zu Differenzschwingungen, die von der Abfragestation detektiert werden. Ein System dieser Art ist z. B. aus der US 4,737,790 oder der US 4,625,207 be¬ kannt .
Zwei für die Decodierung wichtige Parameter sind die Stei¬ gung der Frequenzrampe und die Startfrequenz. Damit die Dif¬ ferenzfrequenzen im ppm-Bereich aufgelöst werden können, muss die Rampensteilheit genau und reproduzierbar sein.
Darstellung der Erfindung
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Schal¬ tungsanordnung zur präzisen, kostengünstigen und alterungs¬ freien Erzeugung von Frequenzrampen im RF-Bereich (nament¬ lich im GHz-Bereich) anzugeben. Die Erfindung soll sich ins¬ besondere für die Anwendung bei der Identifikation von lauf- zeit- und/oder phasencodierten SAW-Elementen eignen.
Ein erfindungsgemässes Verfahren zum Erzeugen einer Fre¬ quenzrampe für eine LaufZeitmessung von RF-Signalen weist folgende Schritte auf:
a) In einem Basisband wird durch direkte digitale Synthese ein Basisbandsignai mit zumindest stuckweise linear an¬ steigender Frequenz erzeugt; b) das Basisbandsignal wird in einem Mischer mit einem Trä¬ gersignal konstanter RF-Frequenz gemischt und zur Extrak¬ tion der Frequenzrampe gefiltert (Einseitenbandfilter) .
Eine Alternative besteht darin, dass anstelle des Schrittes b) das Basisbandsignal als Referenzfrequenz in einen Phasen- vergleicher eines PLL-Schaltkreises gegeben wird, welcher das RF-Signal erzeugt.
Vorzugsweise wird für den Schritt a) in einem digitalen Speicher resp. Register ein Momentanwert der Frequenz für ein vorgegebenes Schrittintervall zwischengespeichert und periodisch erhöht bzv;. erniedrigt. Die Schrittweite wird so klein gehalten, dass (im Rahmen der anwendungsspezifischen Gegebenheiten) eine möglichst gute Annäherung der theore¬ tisch kontinuierlichen resp. konstanten Rampensteigung vor¬ liegt (d. h. der treppenartige Frequenzverlauf ist so fein- stufig, dass die LaufZeitmessung von ihm im wesentlichen nicht beeinträchtigt wird).
In einem Phasenakkumulator wird entsprechend dem Momentan¬ wert der Frequenz eine Phase des Basisbandsignals mit einer vorgegebenen Taktrate generiert bzw. akkumuliert. Der Pha¬ senakkumulator erlaubt es, einen Frequenzsprung ohne Phasen¬ sprung durchzufuhren. D. h. auch über plötzliche Frequenz¬ änderungen oder Signalunterbrüche hinweg kann die Phase pro¬ blemlos nachgefuhrt werden.
Die Phasen werden im weiteren als Adresse für einen Spei¬ cher, welcher die Amplitudenwerte der entsprechenden Smus- und Cosinusfunktion enthalt, benutzt. Die ausgespeicherten digitalen Amplitudenwerte werden danach in einem D A-Wandler zum analogen Signalwert der Frequenzrampe umgewandelt. - _ -
Gemäss einer besonders bevorzugten Ausführungsform wird aus einem Speicher entsprechend der generierten Phase ein sign(cos) bzw. sign(sιn) Amplitudenwert (Vorzeichenbit) aus¬ gespeichert. Das derart erzeugte Rechtecksignal kann als Ba¬ sisbandsignal in den Mischer resp. den Phasendiskriminator gegeben werden. Im Prinzip wird also nur das Vorzeichen der Sinus- bzw. Cosinusfunktion und nicht der genaue Schwin¬ gungsverlauf generiert. Ein aufwendiger D/A-Konverter erüb¬ rigt sich somit. Die erfindungsgemässe Schaltung wird da¬ durch vollständig digital realisierbar. Eine Ansteuerung durch sehr hohe Taktraten erlaubt es, die durch die sign- Funktion entstandene Ungenauigkeit der Momentanfrequenz zu interpolieren (Ueberabtastung) .
Zum Generieren des Basisbandsignals wird vorzugsweise ein entsprechend ausgeführter integrierter Schaltkreis einge¬ setzt. Ein solcher kommt im Fall der sιgn(sιn) und sιgn(cos) Funktionen ohne aufwendigen Digital/Analogteil aus und kann daher mit sehr hohen Taktraten zur Erreichung grosser Band¬ breiten betrieben werden.
Mit erfindungsgemässen Schaltkreisen lassen sich vorzugswei¬ se Systeme zum berührungslosen Abfragen von SAW-Transpondern realisieren. Eine in einem solchen Identi ikationssystem einsetzbare Abfragestation zeichnet sich z. B. durch einen Senderschaltkreis aus, der ein Abfragesignal mit mindestens zwei, durch einen Frequenzsprung abgesetzte, aber phasenko¬ härent bzw. mit einem fest vorgegebenen Phasensprung anein¬ ander anschliessende lineare Frequenzrampen erzeugt. Der phasenkontrollierende Uebergang erlaubt es, Mess- bzw. Beob¬ achtungsintervalle ohne Vergrösserung der Bandbreite zu ver¬ längern oder Frequenzbänder mit starken Storern gezielt aus¬ zublenden . Eine weitere Möglichkeit, um unterschiedliche Abfragesignale zu erzeugen, besteht darin, dass eine Steuerschaltung zur Erzeugung von unterschiedlichen, insbesondere pseudozufalii¬ gen zeitlichen Abstanden zwischen den Frequenzrampen vorge¬ sehen ist. Störungen zwischen Abfragesignalen und bewusst eingeführte Störungen von Dritten können auf diese Weise eliminiert bzw. minimiert werden.
Zur Vergrosserung der Mess- und/oder Beobachtungszeit werden mindestens zwei Frequenzrampen unmittelbar aneinander an- schliessend erzeugt Die Frequenzramper brauchen nicht gleich lang zu sein Einer längeren Rampe tui die Transpon- deridentifikation kann eine kleinere für die Einstellung des AGC (automatic gain control) der Abfragestation vorgelagert sein. Vorzugsweise haben die beiden Frequenzrampen die glei¬ chen Start requenzen und die gleichen Steigungen.
Eine weitere bevorzugte Ausfuhrungsform eines Senderschalt- kreises ist dergestalt, dass ein Abfragesignal aus stuckwei¬ se linearen, phasenkoharent aneinander anschliessenden Fre¬ quenzrampen erzeugt wird, wobei die einzelnen Abschnitte un¬ terschiedliche Steilheit haben. Auf diese Weise können zwei Abfragestationen im selben lokalen und frequenzmassigen Sen¬ debereich gleichzeitig arbeiten. Indem die zu verschiedenen Abfragestationen gehörenden Abfragesignale unterschiedliche Rampenverlaufe aufweisen, können sie die von einem bestimm¬ ten passiven Transponder 1eflektierten RF-Echosignale unter¬ scheiden Unterschiedliche Rampensteilheiten fuhren nämlich zu unterschiedlichen Differenzfrequenzen Weiter ist es auch so, dass ein Echosignal, dessen Rampensteilheit nicht mit derjenigen des Sendesignals übereinstimmt, in der Abfrage¬ station nach dem Mischen nicht zu einem brauchbaren Detek- tionssignal fuhren kann Durch die Wahl der Ra pensteilhei- ten kann also eine Art Codierung eingeführt werden Dasselbe Resultat kann auch erreicht werden, wenn die Start¬ zeiten mehrerer aufeinanderfolgender Frequenzrampen lesege¬ rätspezifisch nach einem Pseudozufallsprinzip erfolgen, oder pseudozufällige Sendepausen innerhalb einer Rampe stattfin¬ den. Die Phasenkohärenz erlaubt dem Lesegerät ein korrektes Zusammenfügen der Signalanteile, sofern es die Zufallsfolge selbst kennt.
Eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemassen Abfra¬ gestation zeichnet sich dadurch aus, dass eine Schaltungsan¬ ordnung zum Detektieren eines freien Frequenzbereichs vorge¬ sehen ist und dass die Startfrequenz in den gefundenen frei¬ en Frequenzbereich gelegt wird. D. h. das Identifikationssy¬ stem arbeitet nicht mit einem fest vorgegebenen Signal in einem fest vorgegebenen Frequenzband, sondern mit flexiblen Grossen. Dies ist insbesondere dann von Vorteil, wenn in örtlich teilweise oder ganz überlappenden Sendebereichen mehrere Abfragestationen angeordnet sind, die nicht zwingend alle zur gleichen Zeit aktiv sein müssen. D. h. die zur Ver¬ fügung stehenden RF-Bereiche können besser resp. effizienter genutzt werden. Die Koexistenz mit existierenden Schmalband- diensten anderer Frequenzbandbenutzer ist ebenso möglich.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren zur Erzeugung einer linearen Frequenzrampe anzugeben, das sich schaltungs¬ massig einfach und technisch effizient verwirklichen lasst. Die erforderliche Präzision soll sich mit geringem Kosten¬ aufwand erreichen lassen.
Erfindungsgemass besteht die Losung darin, dass ein Inte¬ grator eines PLL-Kreises wahlweise statt mit einem Phasen¬ fehler mit einem konstanten Steuersignal gespeist wird. Vorzugsweise wird der PLL-Kreis zu Beginn als geschlossener Regelkreis laufengelassen, um entsprechend einer Referenz¬ frequenz auf einer exakt definierten Startfrequenz zu lau¬ fen. Erst dann wird - zum Erzeugen der Frequenzrampe - der Regelkreis geöffnet und der Integrator mit dem konstanten Steuersignal angesteuert .
Um eine Steilheit der Frequenzrampe zu messen, kann die Zeitdauer bestimmt werden, die zwischen dem Oeffnen des PLL- Kreises und dem Erreichen einer Stoppfrequenz verstreicht (Die Steilheit entspricht dem pro Zeiteinheit durchlaufenen Frequenzbereich )
Je nach Abweichung zwischen der gemessenen und der geforder¬ ten Steilheit wird das konstante Steuersignal im nächsten Zyklus erhöht oder erniedrigt. Streng genommen ist das Steu¬ ersignal also nur wahrend eines einzelnen Zyklus konstant. Ist die Schaltung jedoch eingeschwungen, wird sich das Steu¬ ersignal in der Regel nur unwesentlich andern.
Bei einer Schaltungsanordnung zur Durchfuhrung des Verfah¬ rens ist der PLL-Schaltkreis mit einem Schalter vor dem In¬ tegrator ausgerüstet, um den PLL-Kreis zu offnen und den In¬ tegrator mit dem konstanten Fehlersignal beaufschlagen zu können. Ein Integrationskonstantengenerator mit einstellba¬ rem, konstantem Steuersignal ist durch den Schalter elek¬ trisch mit dem Integrator verbindbar Weiter verfugt die Schaltungsanordnung vorzugsweise über einen Stoppfrequenz¬ detektor und eine Zeitmessschaltung , um die Steilheit der Frequenzrampe messen zu können.
Vorzugsweise ist eine automatische Korrekturschaltung vorge¬ sehen, um den Integrationskonstantengenerator (Konstantspan- nungsquelle, RC-Glied) entsprechend der Abweichung der ge- messenen Rampensteilheit zur vorgegeben korrigierend anzu¬ steuern. Denkbar ist jedoch auch eine manuelle Einstellmog- lichkeit (Potentiometer). Mit Leuchtdioden kann dem Benutzer angezeigt werden, ob die Steilheit zu gross oder zu klein
Gemass einer besonders bevorzugten Ausfuhrungsform ist eine Steuerschaltung vorgesehen, welche den Schalter und eine Po¬ larität des Integrationskonstantengenerators so steuert, dass das Ausgangssignal des PLL-Kreises für eine vorgegebene Zeit auf konstanter Frequenz lauft, dann eine erste Fre¬ quenzrampe und unmittelbar anschliessend eine zweite Fre¬ quenzrampe durchlauft, um schliesslich bei der genannten konstanten Frequenz zu enden. Das Signal lauft also z. B. für eine bestimmte Zeit auf der Startfrequenz, steigt dann linear bis zur Stoppfrequenz an und sinkt mit umgekehrter Steilheit zur Startfrequenz ab. Die aufsteigende Frequenz¬ rampe kann zur Detektierung des Codes und die absteigende zur Verstarkereinstellung (AGC oder dgl.) verwendet werden. Die ansteigende und die absteigende Frequenzrampe brauchen nicht zwingend betragsmassig die gleiche Steilheit zu haben Umgekehrt gleiche Steilheiten sind jedoch schaltungstech¬ nisch und für die Detektion des Antwortsignals vorteilhaft.
Gemass einer weiteren bevorzugten Ausfuhrungsform der Erfin¬ dung wird ein Verfahren zum Detektieren einer Zielfrequenz bei einem Signal mit einem Bereich steigender bzw. fallender Signalfrequenz angewendet, das sich dadurch auszeichnet, dass das Signal - zwecks Erzeugung einer Differenzfrequenz - mit einer fest vorgegebenen Referenzfrequenz gemischt wird, die um einen vorgegebenen kleinen Betrag df über bzv;. unter der Zielfrequenz liegt und dass ein Detektionssigncil erzeugt wird, sobald die erzeugte Differenzfrequenz kleiner als der vorgegebene Betrag df ist. Auf diese Weise lasst sich schaltungsmassig einfach und technisch effizient die gewünschte Zielfrequenz detektieren. Ferner erlaubt das Verfahren die erforderliche Präzision mit geringem Kostenaufwand zu erreichen.
Ein wesentlicher Aspekt dieses (im Prinzip selbständig ein¬ setzbaren) Gedankens liegt also darin, dass die Referenzfre¬ quenz nicht identisch mit der Zielfrequenz ist, sondern um einen genau definierten Betrag grosser (zum Detektieren der Zielfrequenz bei einer ansteigenden Frequenzrampe) oder kleiner (im Fall einer negativen Frequenzrampe) gewählt ist. Die Differenzfrequenz zwischen Frequenzrampe und Referenz¬ frequenz wird somit zunächst sehr gross sein, dann aber im¬ mer kleiner werden, bis sie sich auf den Betrag df an die Referenzfrequenz angenähert hat. Zu diesem Zeitpunkt ist sie gleich gross wie die vorgegebene Ziel requenz. Das Detek- tionssignal zeigt also genau an, wann die Zielfrequenz er¬ reicht bzw. überschritten worden ist. Der Betrag df ist sehr vviieell kklleeiiner (z. B. 10 - 10 Mal kleiner) als die Signal- frequenz .
Um zu detektieren, ob die Differenzfrequenz den Betrag df unterschreitet, wird vorzugsweise ein Zahler mit einem Zahl- bereich von mindestens N verwendet. Der Betrag df soll dem N-ten Teil einer Kontroll requenz f eines Kontrollsignals entsprechen. Der Zahler wird durch das Kontrollsignal mkre- mentiert. Mit der Differenzfrequenz wird der Zahler ferner periodisch zurückgesetzt Beim Erreichen bzw Ueberschreiten des vorgegebenen Zahlbereichs N wird das Erreichen der Ziel¬ frequenz signalisiert
Vorzugsweise wird das Kontrollsignαl auch als Referenz eines PLL-Schaltkreises zur Erzeugung einer Mischfrequenz verwen¬ det. Der Zähler ist vorzugsweise eine handelsübliche, integrierte Schaltung mit mindestens n Stufen. Die Zahl der Stufen n uss mindestens so gross sein, dass 2 > N. Bei einem Zähler mit n„ Stufen, n„ > n, kann das Detektionssignal somit am n-ten Ausgang abgegriffen werden.
Das Verfahren wird insbesondere zum Steuern bzw. Ueberwachen eines Signals im GHz-Bereich (z. B. 500 MHz bis zu einigen GHz) eingesetzt. Die Referenzfrequenz liegt somit ebenfalls in diesem Bereich. Bewegt sich das Abfragesignal eines Fern- ldentifikationssystems beispielsweise im Bereich von 905 - 925 MHz, so liegt die Referenzfrequenz geringfügig über 925 MHz. Die Erfindung wird somit zur Steuerung bzw. Ueberwachung sehr hoher Signalfrequenzen eingesetzt.
Die Kontrollfrequenz liegt betrachtlich unter der Signal¬ frequenz. Normalerweise wird sie unter 100 MHz liegen, 100 KHz jedoch nicht unterschreiten. Ein bevorzugter Bereich liegt zwischen 1 und 20 MHz. Zu deren Erzeugung können also konventionelle Taktsignalgeneratoren eingesetzt werden.
Aus dem Vorangegangenen ergibt sich, dass der Betrag df sehr viel kleiner als die Signal requenz ist. In aller Regel wird df mehr als 100 mal kleiner als die Referenzfrequenz sein.
Zur Durchfuhrung des erfmdungsgemassen Verfahrens wird eine Schaltungsanordnung mit einem Referenzfrequenzoszillator, einem Mischer, welcher das Signal mit der Referenzfrequenz zur Erzeugung der Differenzfrequenz mischt, und ein Detektor erforderlich sein, welcher ein Detektionssignal erzeugt, so¬ bald die Differenz requenz unter den definierten Betrag df fallt. Die erfindungsgemäss bevorzugte Detektion einer vordefinier- ten Frequenz beschränkt sich nicht auf das Erkennen der Stoppfrequenz einer Frequenzrampe. Bei einer linearen Fre¬ quenzrampe im GHz-Bereich lässt sich durch Anwendung der Er¬ findung - wie bereits erwähnt - die Steilheit sehr präzise feststellen. (Die Steilheit ergibt sich aus Anfangs- und Endfrequenz sowie aus der benötigten Zeit zum Erreichen der Endfrequenz . )
Ein weiterer Aspekt der Erfindung stellt ein Verfahren zum berührungslosen Abfragen eines passiven mobilen Transponders dar, wobei ein von einer Abfragestation ausgesendetes Abfra¬ gesignal vom Transponder codiert als Antwortsignal zurückge¬ strahlt und von der Abfragestation detektiert wird. Im Rah¬ men der Erfindung werden eine in der Abfragestation durchge¬ führte Decodierung und eine automatische Verstärkereinstel¬ lung in getrennten Zeitintervallen durchgeführt. Dieses Ver¬ fahren eignet sich zum Detektieren von Antwortsignalen im GHz-Bereich. Es erlaubt die zuverlässige Extraktion von Identifikationscodes aus regelmässig im Pegel stark variie¬ renden Antwortsignalen.
Auf diese Weise können störende Transienten, die im Zusam¬ menhang mit der Verstarkerregelung entstehen können, vom "Messintervall" (in welchem die Decodierung durcngefuhrt werden muss) ferngehalten werden. Die Verstarkereinstellung wird schrittweise nachgefuhrt. Wahrend des Messintervalls bleibt die Verstärkung konstant.
Es wird also während einer ersten Frequenzrampe ein Messvor¬ gang mit konstant gehaltener Messverstarkung durchgeführt und wahrend einer zweiten Frequenzrampe die Messverstarkung (durch den AGC) neu eingestellt. Vorzugsweise wird ein Abfragesignal erzeugt, das eine auf¬ steigende und eine abfallende Frequenzrampe umfasst. Im Ver¬ lauf der einen, vorzugsweise der aufsteigenden Frequenzrampe wird das Abfragesignal decodiert und im Verlauf der anderen, vorzugsweise der abfallenden Frequenzrampe erfolgt die Ver¬ starkereinstellung. Das Abfragesignal hat typischerweise zy¬ klischen Charakter, d. h., dass aufsteigende und abfallende Frequenzrampen abwechselnd aufeinander folgen.
Zur Decodierung und zur Pegel- bzw. Verstarkereinstellung sollten die Frequenzrampen so linear wie möglich sein. Es ist jedoch nicht zwingend, dass das Abfragesignal nur aus linearen Frequenzrampen besteht. Insbesondere ist z. B. nach einer linear abfallenden Frequenzrampe ein Signalabschnitt mit konstanter Frequenz vorgesehen. (Ein Transponder, der die Codierung mit Hilfe von Phasenverschiebungen bzw. Lauf¬ zeitunterschieden erzeugt, fuhrt im Abschnitt konstanter Frequenz zu keinem detektierbaren Differenzsignal. )
Ansteigende und abfallende Frequenzrampen sind mit Vorteil gleich gross und betragsmassig gleich steil (einfachere Co¬ dierung bzw. Verstarkereinstellung). Unterschiedliche Kur¬ venformen sind jedoch nicht prinzipiell ausgeschlossen. Un¬ terschiede von 20 % bezüglich der betragsmassigen Steigung sind durchaus gangbar
Ein Pegeldetektor kann das empfangene und heruntergemischte Signal kontinuierlich verarbeiten und einen Kompensations¬ wert erzeugen, welcher von einer Sample-and-Hold-Schaltung in dem für die Verstarkereinstellung reservierten Intervall abgetastet und zur Steuerung des Verstärkers für eine be¬ stimmte Zeit zwischengespeichert wird. Im Prinzip handelt es sich um eine Regelschleife, die in periodische Abstanden (nämlich wahrend des Verstarkereinstellungsmtervalls j ge- schlossen wird. In den Decodierungsintervallen wird der Ver¬ stärkungswert konstant gehalten, so dass keine Transienten entstehen können.
Die Decodierung umfasst z. B. eine Fouriertransformation des Audiosignals. Diese ermittelt codespezifische Differenzfre¬ quenzen. Das Konstanthalten des Verstärkungswertes im Deco- dierungsintervall verhindert eine Verfälschung dieser Diffe¬ renzfrequenzen durch Amplitudenmodulation.
Vorzugsweise verfugt der Transponder über eine SAW-Emheit zur Codierung des Signais. Auf diese Weise können aus dem Abfragesignal eine Menrzahl von Antwortsignalkomponenten mit definierten relativen zeitlichen Verzogerungen erzeugt wer¬ den.
Eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens verfügt über einen steuerbaren Audiosignalverstärker, eine nachgeordnete Decodierschaltung und eine Steuerschaltung, welche abwechslungsweise den Verstärker entsprechend dem detektierten Pegel einstellt und die Decodierschaltung ak¬ tiviert. Die Steuerschaltung ist entsprechend dem Abfrage¬ signal angesteuert (synchrones Timing). Die Verstarkerein¬ stellung wird also immer dann zugelassen, wenn z. B. die linear absteigende Frequenzrampe erzeugt wird.
Ein erfindungsgemasses Abfragesignal zum Identifizieren ei¬ nes mobilen passiven Transponders, welche- ein An wortsignal mit zeitlich definiert verzögerten Antwo tsign lko ponenten erzeugt, zeichnet sich durch eine repetitive Abfolge von in vergleichbarem Mass linear ansteigenden und abfallenden Fre¬ quenzrampen aus. Vorzugsweise gliedert sich ein Zyklus des Signals in einen ersten Zeitbereich mit einer aufsteigenden und einen zweiten Zeitbereich mit einer abfallenden Fre- quenzrampe sowie einen anschliessenden dritten Bereich mit konstanter Frequenz .
Aus der nachfolgenden Detailbeschreibung und der Gesamtheit der Patentansprüche ergeben sich weitere vorteilhafte Merk¬ male und Merkmalskombinationen der Erfindung.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die zur Erläuterung der Ausfuhrungsbeispiele verwendeten Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 Ein Blockschaltbild eines erfindungsgemässen digi¬ talen Synthesizers;
Fig. 2 ein BlockschaltDild zur Erzeugung einer RF-Fre- quenzrampe nach dem Prinzip der SSB-Modulation;
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Erzeugung einer RF-Frequenzrampe nach dem Prinzip eines PLL- Kreises;
Fig. 4 eine schematische Darstellung eines Systems für die berührungslose Abtastung eines SAW-Transponders;
Fig. 5 eine schematische Darstellung des zeitlichen Fre¬ quenzverlaufs eines Abfragesignals mit vorgeschal¬ teter Messrampe; Fig. 6 eine schematische Darstellung des zeitlichen Fre¬ quenzverlaufs eines Abfragesignals mit ausgeblende¬ tem Frequenzbereich;
Fig. 7 eine schematische Darstellung des zeitlichen Fre¬ quenzverlaufs eines Abfragesignals mit verschiede¬ nen stückweise linearen Rampenabschnitten.
Fig. 8 eine schematische Darstellung des zeitlichen Ver¬ laufs der Frequenz des Abfragesignals;
Fig. 9 eine Blockschaltbilddarsteilung einer Schaltung zum Detektieren eines Antwortsignals eines mobilen Transponders;
Fig. 10 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Abfragesignals mit einer Schal¬ tungsanordnung gemass Fig. 9 ;
Fig. 11 eine schematische Darstellung einer Schaltung zur Erzeugung einer linearen Frequenzrampe;
Fig. 12 eine schematische Darstellung einer Schaltung zur Detektierung der Zielfrequenz.
Grundsätzlich sind in den Figuren gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. Wege zur Ausführung der Erfindung
Fig. 1 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform eines digitalen Synthesizers 1. Es handelt sich dabei vorzugsweise um einen integrierten Baustein (IC-Schaltung).
In ein Datenregister 2 kann von einer externen Rechen- und Steuerschaltung seriell oder parallel ein momentaner Fre¬ quenzwert f geladen werden. Zu einem von einer Command- Schaltung 7 genau kontrollierten Zeitpunkt wird der Inhalt des Datenregisters 2 in ein Frequenzregister 3 geladen. Ein Phasenakkumulator 4 inkrementiert die Phase entsprechend dem im Frequenzregister 3 enthaltenen Wert und zwar in dem von einem Clock-Signal am Taktsignaleingang 8 vorgegebenen Rhythmus. Der auf diese Weise generierte Phasenwert wird (entweder direkt oder über ein Phasenkorrekturglied 5) an zwei ROMs 6a, 6b abgegeben, welche die Signalwerte cos(2πft) und sιn(2πft) mit einer Auflösung in der Amplitude von N Bit ausspeichern.
Die Ausgänge der beidem ROMs 6a, 6b werden auf je einen D/A¬ Wandler 9a, 9b gegeben, um analoge Signalwerte I , Q zu er¬ zeugen. Im Sinn einer bevorzugten Ausführungsform können in den ROMs 6a, 6b anstelle der Cosinus- und Sinusfunktions- werte nur die Vorzeichenwerte dieser Funktionen d. h. sιgn(cos ( 2πft ) ) und sign( sin( 2πft ) ) abgespeichert werden (dies entspricht einer Auflosung der Amplitude mit N = 1 Bit) . Die Werte sign ( cos( 2πft ) ) und sign (sin( 2nft ) ) können in diesem Fall direkt als I- und Q-Werte an entsprechenden Ausgängen abgegeben werden. D. h. die D/A-Wandler 9a, 9b können entfallen. Die Präzision im Nulldurchgang hangt für N = 1 direkt von der Taktfrequenz des Synthesizers 1 ab und erfordert eine Ueberabtastung , welche die Nyquistfrequenz deutlich übersteigt (z. B. um das 16-fache oder mehr).
Daten- und Frequenzregister 2 resp. 3 sind z. B. 32 Bit-Re¬ gister, die für jeden Frequenzschritt der digitalen Fre¬ quenzrampe neu geladen werden. Alternativ ist es möglich, mehrere Register vorzusehen, um einerseits die Startfrequenz und andererseits ein oder mehrere Frequenzschritte abzuspei¬ chern. Ein zwischen die Frequenzregister und den Phasenakku¬ mulator 4 geschalteter Multiplexer leitet dann den jeweils richtigen Frequenzwert an den Phasenakkumulator 4 weiter.
Das (optionale) Phasenkorrekturglied 5 umfasst einen Addie¬ rer 5a, welcher den Ausgang des Phasenakkumulators 4 mit ei¬ nem Speicherinhalt eines Registers 5b summiert. Auf diese Weise kann im Bedarfsfall der momentane Phasenwert um eine Konstante korrigiert werden. Eine solche Phasenkorrektur kann z. B. zur Erzielung einer kohärenten Detektion im Echo- signaldetektor erforderlich sein.
Der Phasenakkumulator 4 hat vorzugsweise am Ausgang eine niedrigere Wortbreite als am Eingang. D. h. der aus dem Fre¬ quenzregister 3 herausgelesene (beispielsweise genannte) 32 Bit-Wert wird z. B. auf einen 12 Bit-Wert reduziert. Die¬ ser wird dann zur Ansteuerung der beiden ROMs 6a, 6b verwen¬ det. Die Wortbreite M ausgangsseitig des Phasenakkumulators 4 ist natürlich durch die angestrebte Präzision im Null¬ durchgang bestimmt (maximaler Phasenjltter ) . Für den digita¬ len Synthesizer 1 kann ein Nulldurchgang nämlich nur syn¬ chron zum Taktsignal erfolgen.
Bei einer Wortbreite M = 12 am Ausgang des Phasenakkumula¬ tors 4 beschrankt sich er findungsgemass die Grosse der ROMs 6a, 6b auf jeweils 2'" N ist die Anzahl Bit αes A pli- tudenwerts (AmDlltudenwortbreite ) der Ausgange I und Q. Es versteht sich, dass je nach gewählter Modulationsart auf ei¬ nes der beiden ROMs 6a, 6b verzichtet werden kann (nämlich wenn für die Modulation nur eine der beiden Signalkomponen¬ ten I oder Q benötigt wird).
Da die Frequenzrampe bei tiefen Frequenzen (z. B. im MHz-Be¬ reich) erzeugt wird, muss sie nachher mit einer Trägerfre¬ quenz (von z. B. 2,45 GHz) ins RF-Band gemischt werden. Dazu können in an sich bekannter Weise passive Mischer, Filter und RF-Oszillatoren eingesetzt werden. Dies soll am Beispiel einer SSB-Modulation (SSB = Single side band) gemass Fig. 2 erläutert werden.
Ein RF-Oszillator 10 erzeugt Inphasen- (cos) und Quadratur¬ komponente (sin) einer Trägerschwingung von z. B. 2,5 GHz. Zwei passive Diodenmischer 11a, 11b, die an ihrem Lokalos¬ zillatoreingang mit Inphasen- und Quadraturkomponente I resp. Q des digitalen Synthesizers 1 beaufschlagt werden, modulieren die entsprechenden Signalkomponenten der Träger¬ schwingung. Die Diodenmischer 11a, 11b verhalten sich auf¬ grund der stark nicht-linearen Kennlinie der Dioden prak¬ tisch wie ein idealer Schaltermischer. Das erfindungsgemässe Rechtecksignal sιgn(sιn) bzw. sιgn(cos) genügt daher voll¬ ständig als Basisbandsignal zur Ansteuerung der Mischer. (Andere Basisbandsignale sind natürlich auch möglich.)
I- und Q-Komponenten werden ausgangsseitig der Diodenmischer 11a, 11b mit einem Sum ierglled 12 vereinigt und nachfolgend im Verstärker 13 verstärkt. Ein BandpassfIlter 14 filtert den gewünschten Frequenzbereich mit der Frequenzrampe heraus zur nachfolgenden Abstrahlung über eine Antenne 15.
Der digitale Synthesizer liefert ein Basisbandsignal im Be¬ reich von z. B. 40-60 MHz. Bei der Festlegung der Start- und Stoppfrequenzen f„ bzw. f ist darauf zu achten, dass die ungeraden Vielfachen der Startfrequenz ffi hoher liegen im
Spektrum als die Stoppfrequenz f der Rampe, z. B. fn =
Figure imgf000022_0001
Fig. 3 zeigt eine andere Möglichkeit, wie mit dem bereits beschriebenen digitalen Synthesizer 1 die RF-Frequenzrampe erzeugt werden kann. Der digitale Synthesizer 1 wird dabei in einem (verhaltnismassig tiefen) Frequenzbereich von z. B. 10-15 MHz betrieben. Die Q-Komponente wird in einem Phasen¬ diskriminator 16 mit dem von einem Mischer 23 gelieferten Signal verglichen und in eine Schleifen ilter 17 ( loop fil- ter ) gefiltert. Mit dem derart erzeugten Steuersignal wird ein VCO 18 angesteuert. Dieser erzeugt ein Ausgangssignal im Bereich von z. B. 2,44-2,46 GHz. Das genannte Ausgangssignal wird wie bereits anhand von Fig. 2 erläutert über einen Ver¬ stärker 19 und ein Bandpassfilter 20 einer Antenne 21 zuge¬ führt. Es wird aber auch an einen Vorteiler 22, welcher die Frequenz z. B. auf einen Viertel reduziert, abgegeben und dann im bereits erwähnten Mischer 23 mit dem Signal eines Referenzoszillators 24 vom Zwischenband ins Basisband ge¬ mischt. Im vorliegenden Beispiel arbeitet der Referenzoszil¬ lator 24 bei 600 MHz.
Der Phasendiskriminator 16 besteht gemass einer besonders einfachen Ausfuhrungsform aus einem EXOR-Element . Der PLL- Kreis folgt präzise und phasentreu der direl-t digital syn¬ thetisierten Frequenzrampe. Entsprechend der vorgesehenen Bandbreite im RF-Band ist die digital synthetisierte Rampe im Basisband um den Teilerfaktor (im vorliegenden Fall = 4) des Vorteilers 22 weniger breitbandig eingestellt. Dank der hohen Auflosung des Phasenakkumulators (z. B. Wortbreite M = 32 Bit) bleibt die Präzision im RF-Bereich aber gewähr¬ leistet . Wird das Signal sιgn(cos) auf das EXOR-Element gegeben, so übernimmt das Schleifenfilter 17 die Interpolation der Null¬ durchgänge, welche durch das Taktsignal in ihrer Genauigkeit bestimmt sind (Jitter). Auf die D/A-Wandler 9a, 9b (im Syn¬ thesizer 1 gemass Fig. 1 ) kann also verzichtet werden.
Für eine möglichst jitterarme Ausfuhrung ist es vorteilhaft, den Phasenvergleich auf einer möglichst hohen Frequenz durchzufuhren. Betragt die Bandbreite der Rampe z. B. 24 MHz bei einer Tragerschwingung von 1 GHz, kann mit einem Fre¬ quenzteiler 8 und einer direkten digitalen Synthese der Ram¬ pe im Basisband von 125-128 MHz gearbeitet werden. Auf das Heruntermischen (23, 24) gemass Fig. 3 wird dann verzichtet.
Die Erfindung beschrankt sich nicht auf die beiden erläuter¬ ten Ausfuhrungsbeispiele. Andere Schaltungsanordnungen sind durchaus denkbar. Gemeinsam ist allen erfmdungsgemassen Ausführungsarten, dass die Frequenzrampe durch eine direkte digitale Synthese erzeugt wird. Je nach Ausfuhrungsart ist eine digitale Synthese mit nachfolgendem D A-Wandler zur In¬ terpolation des Abtastwerts notwendig, oder es kann nur de¬ ren Vorzeichen verwertet werden, wenn die Ueberabtastung entsprechend gross ist.
Die freie Programmierbarkeit der Startfrequenz und der Ram- pensteilheit erlaubt eine vielseitige Anwendung, insbesonde¬ re in beruhrungslosen Abfragesystemen mit SAW-Transpondern.
Fig. 4 veranschaulicht das Prinzip. Ein Lesegerat 25 erzeugt unter der Kontrolle einer Lesesteuerung 26 ein Abfragesig¬ nal, welches über eine Antenne 31 ausgestrahlt wird. Ein in der Nahe befindlicher Transponder 32 empfangt das Abfrage¬ signal mit seinem Antennenteil 33 und koppelt es in ein SAW- Element 34 ein. Dort wird das Signal entsprechend einem im- plementierten Code in mehrere Echosignalkomponenten aufge¬ teilt. Diese werden aus dem SAW-Ele ent 34 wieder ausgekop¬ pelt und über den Antennenteil 33 an das Lesegerat 25 zu¬ rückgeschickt.
Im Lesegerat 25 wird das von einem Abfragesignalgenerator 28 erzeugte Signal nicht nur via Gabelschaltung 30 und Antenne 31 abgestrahlt, sondern auch in einen Mischer 29 gefuhrt. Dort werden Abfragesignal und Echosignal gemischt. Je nach Laufzeit entsteht zwischen Abfragesignal und Echosignal ein bestimmter Frequenzunterschied. Dieser wird in der Lese¬ steuerung 26 analysiert und als Code identifiziert.
Ein Systemrechner 27 erlaubt die Programmierung gewisser Ab- fragesignalvariablen (z. B. Startfrequenz, Stoppfrequenz, Ra pensteilheit etc. ).
Im folgenden werden Abfragesignale für tag-Identiflkations- systeme erläutert, die vorzugsweise auf er mdungsgemass ge¬ nerierten Frequenzrampen basieren. Es ist jedoch zu betonen, dass sich die genannten tag-Identifikationssysteme im Prin¬ zip auch in anderer Weise, d. h. unabhängig von der erfin- dungsgemassen direkten digitalen Synthese verwirklichen las¬ sen.
Fig. 5 zeigt ein Frequenz/Zeit-Diagramm eines Abfragesignals
S . Es ist periodisch und besteht aus zwei unterschiedlich a langen Frequenzrampen Sa,ι , Sa Δ-.. Die grosse Frequenzrampe Sa. z-, steigt innerhalb eines Intervalls I-, linear an von einer Startfrequenz fn zu einer Stoppfrequenz f . Die kleine Fre- quenzrampe S beginnt im vorliegenden Beispiel ebenfalls bei der Startfrequenz f-, lauft beispielsweise jedoch nur bis zur halben Stoppfrequenz f /2. Die Steigungen der beiden Frequenzrampen S S ? sind vorzugsweise gleich gross (z. B. 1,25 GHz/s). Das Intervall I. der kleinen Frequenz¬ rampe Sa.i ist im vorliegenden Fall somit halb so gross wie das Intervall I2. Die beiden Frequenzrampen schliessen an¬ einander an, sind jedoch durch einen Frequenzsprung ge¬ trennt. Gemass der Erfindung wird z. B. im ersten Intervall I- der AGC der Empfangerschaltung der Abfragestation einge¬ stellt. Das Intervall L ist das Detektionsintervall , d. h. in ihm werden die Echosignale mit dem Sendesignal gemischt und analysiert. Das Einstellen des AGC und die storempfind- liche Detektion können auf diese Weise voneinander getrennt werden, ohne dass eine Vergrosserung der Bandbreite erfor¬ derlich ist.
In gleicher Weise kann das Intervall I- auf die gleiche Dauer wie L eingestellt werden und die beiden Frequenzram¬ pen phasenkoharent aneinander angeschlossen werden. Man er¬ reicht damit die doppelte Detektionsdauer, ohne dass eine Vergrosserung der Bandbreite erforderlich ist.
Zwischen den Intervallen I2 und I. (d. h. nach der Detek- tionsphase) kann ein längeres Intervall mit konstanter Fre¬ quenz eingeschoben werden In diesem Intervall konstanter Frequenz besteht keine Differenzfrequenz zwischen Sendesig¬ nal und Abfragesignal. Beim Start der Frequenzrampe auf ein externes Triggersignal muss der Empfangereingang deshalb auf den plötzlichen Pegelwechsel einschwingen, wobei erhebliche Stossantworttransienten auftreten. Zudem muss die automati¬ sche Verstarkungskontrolle (AGC) die jeweilige Empfangssig¬ nalstarke auf einen konstanten Ausgangswert regeln, was zu weiteren Transienten fuhrt. Durch das Vorschalten einer kur¬ zen Rampe S , kann dem System eine eκal- t dosierbare Em- ^ a1 schwmgzeit bereitgestellt werden. Genauigkeitsverluste we¬ gen Fehlern in der Startfrequenz treten keine auf. Da die Empfangersignalverarbeitung, das Triggersignal und der Takt der direkten digitalen Synthese vom selben Clock-Signal ab¬ geleitet sind, können Zeitpunkt und Frequenz der Rampe je¬ derzeit exakt ermittelt bzw. vorausgesagt werden.
Aufgrund der Phasenkohärenz kann der Beobachtungszeitraum für die Signalauswertung und Transponderidentifikation ohne weiteres auf mehrere, unmittelbar aufeinanderfolgende Fre¬ quenzrampen erstreckt werden. Durch die exakte Kenntnis der Phase des Sendesignals (die Phase ist zu jedem Zeitpunkt im Phasenakkumulator gespeichert) am Ende der Frequenzrampe ist es möglich, phasenrichtig auf die Startfrequenz zurückzu¬ springen und die Rampe erneut zu durchlaufen. Dies verlän¬ gert die Beobachtungszeit und damit die zeitliche Auflösung der Messung bei gleichbleibender Bandbreite des Sendesig¬ nals .
Bei der Ausführungsform gemass Fig. 5 ist das Intervall zum Einschwingen konzeptionell dem Detektionsmtervall I2 vorge¬ schaltet. Es ist jedoch auch denkbar, die Empfängerregulier- phase an die Detektionsphase quasi anzuhängen und die Ver¬ stärkungsfaktoren zwischen den Messphasen ( insbesondere in Intervallen konstanter Frequenz und während der Detektion) einzufrieren.
Fig. 6 zeigt eine weitere Variante eines Abfragesignals. Im
Unterschied zum Abfragesignal Sa gemass Fig. 5 sind beim Ab- fragesignal S, gemass Fig. 6 zwei frequenzmässig nicht über¬ lappende Frequenzrampen S, , und S, - vorgesehen. Die untere Frequenzrampe S, . ist von der oberen S, -, durch ein Frequenz¬ band f , f getrennt. Wiederum erfolgt der Frequenzsprung in phasenkohärenter Weise. Das Freguenzband f bis f wird aus dem Echosignal also gezielt ausgeblendet. Dies stellt eine Möglichkeit dar, um schmalbandige Storer oder bereits beleg¬ te Frequenzbänder gezielt ausblenden zu können. Wanrend in Fig. 6 die Intervalle , I. mit den entsprechenden Fre¬ quenzrampen S, m , S, 2 unmittelbar aneinander anschliessen, können ohne weiteres auch Zeitintervalle mit konstanter Fre¬ quenz (oder ohne Signalamplitude) eingeschoben werden (wie im Zusammenhang m t Fig. 5 erläutert).
In der Ausfuhrungsform gemass Fig. 6 sind die untere Fre¬ quenzrampe Sb, i- (welche von f0„ bis fI lauft) und die obere
Frequenzrampe S, - (welche von der Frequenz f bis zur Stopp¬ frequenz f lauft) gleich steil. Dies ist jedoch nicht zwin¬ gend, wie die nachfolgenden Ausfuhrungen zeigen.
Fig. 7 veranschaulicht ein Ausfuhrungsbeispiel, bei welchem die Rampensteilheit abschnittsweise variiert. Gemass Fig. 7 ist im kürzeren Intervall I D, die Freq^uenzramp^e Sc.l steiler als im grosseren nachfolgenden Intervall I, (Frequenzrampe
Sc2-,) . Auf diese Weise lasst sich eine Verschlüsselung der
Senderampe in Identifikationssystemen mit SAW-Reflektoren durchfuhren. D. h. unterschiedliche Abfragestationen haben unterschiedliche (ev. sog. programmierbare) Rampenverlaufe. Dies bedingt natürlich eine direkte Verknüpfung von momenta¬ ner Frequenz und Systemtakt des Ab ragesignalgenerators und des Signaldetektors Dies ist aber bei den Abfragesystemen gemass Fig. 4 der Fall
Das Anpassen bzw. Verandern der Rampensteilheit kann im Prinzip auch für eine messspezifische Erhöhung der Laufzeit- auflosung verwendet werden. Je steiler die Frequenzrampe, desto grosser die Differenzfrequenz bei vorgegebener Lauf¬ zeit. Andererseits ist bei gegebener Bandbreite die durch eine Frequenzrampe vorgegebene Beobachtungszeit umso grosser (und damit die zeitlicne Auflosung der Messung umso besser) je geringer die Steilneit ist (Wie bereits erwähnt, kanr die Beobachtungszeit durch den Embezug mehrerer Frequenz- rampen auch unabhängig von der Rampensteilheit verlängert werden. )
Unterschiedliche Rampensteilheiten können auch bei den Ab¬ fragesignalen Sa, S,D gemass Fig. 5 und 6 angewendet werden,
Durch eine fortlaufende Veränderung der Steilheit kann eine nur der generierenden Lesestation bekannte Codierung des Ab¬ fragevorganges stattfinden, so dass eine Tauschung des Sy¬ stems von aussen erschwert wird.
Insbesondere kann es zur Unterscheidung von Abfragestationen mit (zumindest teilweiser) Ueberlappung des lokalen Sendebe¬ reichs sinnvoll sein, die Rampen der verschiedenen Abfrage¬ stationen synchron zueinander aber präzise mit einem gerin¬ gen Offset (von z. B. 10 KHz) zu starten. Der Offset muss dabei grosser als die maximal interessierende Differenz re¬ quenz (welche z. B. einige KHz betragt) sein.
Eine weitere Variante zur Unterscheidung von Echosignalen verschiedener Abfragestationen konnte darin bestehen, dass die verschiedenen Ab ragestationen mit geeignet unterschied¬ lich gewählten Rampensteilheiten betrieben werden.
Eine bevorzugte Ausfuhrungsform zeichnet sich dadurch aus, dass die Pausenintervalle verschiedener Abfragestationen un¬ terschiedlich lang sind. Die Dauer der Intervalle zwischen aufeinanderfolgenden Frequenzrampen wird z. B. durch Pseudo- zufallscodes bestimmt. D. h. jede Ab ragestation hat ihren eigenen Pseudozufallscodegenerator, der die Lange der ge¬ nannten Intervalle festlegt.
Durch die genaue Kenntnis und rogrammierbari-eit der Start- und Stoppfrequenzen kann eine Abfragestation im Prinzip auch einen freien Sendekanal selbst bestimmen und mit einer Fre- quenzrampe belegen. Dadurch lasst sich eine kanalorientierte Mehrfachbenutzung eines zur Verfugung stehenden Frequenzbe¬ reichs verwirklichen, ohne die Hardware andern zu müssen. Ein derartiges Konzept ist insbesondere dann von Interesse, wenn ein bestimmtes Territorium potentiell von mehreren Or¬ ten aus abgefragt werden kann, und wenn mit einer gewissen Wahrscheinlichkeit immer einige Abfragestationen inaktiv sind.
Es ist offensichtlich, dass die im Zusammenhang mit den Fig. 5 bis 7 erläuterten Merkmale (unterschiedliche Rampenlangen und -Steilheiten, Signal- und Frequenzunterbruche, stuckwei¬ se lineare Frequenzrampen etc. ) ohne weiteres in unter¬ schiedlichster Weise kombiniert werden können
Zusammenfassend ist festzustellen, dass die Anwendung der direkten digitalen Synthese zur Erzeugung von Abfragesigna¬ len m Identifikationssystemen mit codierten Transpondern ausserst vielseitige Systemlosungen zulasst. Ferner hat die digitale Signalverarbeitung den Vorteil, dass Alterungsef¬ fekte, Temperatur- und Spannungsabgleiche weitgehend entfal¬ len.
Fig. 8 zeigt den zeitlichen Verlaut der für das bevorzugte Ausfuhrungsbeispiel relevanten Signale. Eine ortsfeste Ab¬ fragestation sendet ein Signal s. aus, das von einem in der Nahe befindlichen mobilen Transponder (tag) empfangen, in definierter, codespezifischer Weise verzögert und ruckabge¬ strahlt wird. Die Abfragestation detektiert das Antwortsig¬
Figure imgf000029_0001
Das Abfragesignal s ist gemass einer bevorzugten Ausfuh- r. rungsfor der Erfindung periodisch Jede Periode ist auf¬ geteilt in drei Zeitintervalle T.. , T.,, T--. Im Intervall T. hat das Abfragesignal s eine konstante Frequenz f_. Im an¬ schliessenden zweiten Intervall T2 folgt eine lineare Fre¬ quenzrampe, am Ende welcher das Abfragesignal s. eine Ziel- frequenz f . erreicht. Im anschliessenden dritten Intervall T-. folgt eine negative lineare Frequenzrampe, d. h. die Fre¬ quenz fällt ab von f. auf f-. Nun folgt wieder das Intervall T- des nächsten Zyklus usw.
Die Frequenz f„ betragt z. B. 905 MHz; f liegt dann z. B. bei 925 MHz. Die Anstiegsgeschwindigkeit liegt typischerwei¬ se in der Grössenordnung von 1 GHz/s (z. B. 1.25 GHz/s).
Vorzugsweise haben die ansteigende und die abfallende Fre¬ quenzrampe in den Intervallen T-, resp. T, betragsmassig die gleiche Steilheit. Das Intervall T ist mindestens so gross wie die Summe der beiden Intervalle T-, und T, oder beträgt ein ganzzahliges Vielfaches davon. Ein bevorzugter Arbeits¬ bereich liegt auch im Bereich von 2,45 GHz.
Das Antwortsignal sD entspricht im wesentlichen einer Mehr- zahl von unterschiedlich verzögerten Abfragesignalen sΔ. Dies ist in Fig. 8 mit den gestrichelten Linien parallel zum Signal sΔ angedeutet. Die zeitlichen Verzogerungen liegen z. B. in einem Bereich von 1 - 10 μs . D. h. , die erste Kom¬ ponente des Antwortsignals erscheint z. B. nach etwa 1,2 μs, die zweite nach etwa 1 ,3 μs etc. Die codespezi ische Verzö¬ gerung liegt z. B. in der definierten Abweichung gegenüber dem erwähnten 0.1 μs-Raster.
Fig. 11 zeigt einen erfindungsgemässen Rampengenerator 120.
Eine Referenzfreq ^uenz fref, wird in einem Phasendi fferenzde- tektor 121 mit einem Ruckkopplungssignal verglichen. Ein re¬ sultierendes Differenzsignal wird uDer einen Widerstand 122 an einen Eingang E. eines Schalters 123 gegeben. Ist der a Eingang Ea mit dem Ausgang Ec verbunden, so wird das Diffe- renzsignal auf einen Integrator 124 gegeben. Dieser steuert einen VCO 125 an (VCO = Voltage controlled Oszillator). Am Ausgang des VCO 125 liegt das gewünschte, über eine Antenne abzustrahlende, Abfragesignal s. vor. Es wird über einen Frequenzteiler 126 (Rückkopplungspfad) auf den Phasendiffe- renzdetektor 121 gegeben.
Wenn der Schalter 123 den Eingang Ea und den Ausgang Ec ver- bindet, dann arbeitet die Schaltung gemass Fig. 9 also wie ein konventioneller PLL-Schaltkreis . Das Abfragesignal s läuft auf einer konstanten Frequenz.
Wird der Schalter 123 auf einen einstellbaren Widerstand 127 am Eingang E, umgestellt, so wirkt auf den Integrator 124 anstelle des Phasenfehlersignals eine konstante Steuerspan¬ nung V . Die Frequenz des Ausgangssignals sΔ steigt infolge- dessen linear an. Die Steilheit ist bestimmt durch die Gros¬ se der Steuerspannung resp. durch den Wert der Zeitkonstan¬ te, welche durch das RC-Glied des Integrators 124 gebildet wird.
Wird die Polarität der Steuerspannung V invertiert, ent¬ steht eine linear abfallende Frequenzrampe.
Fig. 10 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltung zur Erzeugung des in Fig. 8 gezeigten Abfragesignals s . Ein Referenzoszillator 130 liefert die zur Steuerung des PLL- Schaltkreises erforderliche Frequenz f -f- Das Ausgangssig- nal sD wird einerseits verstärkt (Verstärker 131 ) und über eine Antenne 102 abgestrahlt und andererseits auf einen Stoppfrequenzdetektor 128 gegeben. Dieser erzeugt einen Puls oder eine Flanke, socald die Frequenzrampe eine vorgegebene Stoppf equenz erreicπt hat. Die Stoppfrequenz kann die End- frequenz der ansteigenden Frequenzrampe oder der absteigen¬ den Frequenzrampe sein. Eine Steuerschaltung 129 steuert den Rampengenerator 120 wie folgt an:
Zu Beginn eines Intervalls T. wird der Schalter 123 (vgl. Fig. 11 ) so eingestellt, dass der PLL-Schaltkreis geschlos¬ sen ist und das Abfragesignal s eine konstante Frequenz f„ hat. Nach Ablauf des Intervalls T. wird der Schalter 123 um¬ gestellt. Das Abfragesignal s steigt linear an, wie in Fig. 8 dargestellt. Sobald die Stoppfrequenz (f. ) erreicht ist, wird die Polarität der konstanten Steuerspannung invertiert. Auf die ansteigende Frequenzrampe im Intervall T, folgt also unverzüglich eine abfallende Frequen∑rampe T, mit betrags- mässig gleicher, aber negativer Steilheit.
Das Intervall T-, ist gleich gross wie das Intervall T-,. Nach einer vorgegebenen Zeitdauer ist somit wieder die Frequenz f r. des PLL-Schaltkreises erreicht. Der Schalter 123 wird wieder auf den Eingang Ea. umgeschaltet und der Zyklus kann von vorne beginnen.
Die Steuerschaltung 129 kommuniziert mit einer übergeordne¬ ten Steuerung der Abfragestation, um die Empfängerseite auf das in Fig. 8 gezeigte Abfragesignal sn abzustimmen. Die be- sondere Gestaltung des Abfragesignals s. wird nämlich emp- fängerseitig in vorteilhafter Weise ausgenutzt. Im Intervall T, (und nur dort) erfolgt die Decodierung des vom Transpon¬ der erzeugten Antwortsignals sD. Dies ist veranschaulicht durch das Steuersignal S in Fig. 8. In der abfallenden Fre¬ quenzrampe, also im Intervall T-, findet die Verstärkerein¬ stellung statt (z. B. mit einer AGC-Schaltung ) . Dies ist durch das Signal S.. in Fig. 8 veranschaulicht, welches nur im Intervall T-, hoch geht. Die erwähnte Durchführung der Verstärkereinstellung und der Decodierung in zwei verschiedenen Intervallen hat den Vor¬ teil, dass Transienten, welche bei der Verstärkereinstellung entstehen, vom Decodierintervall ferngehalten werden.
Die Erfindung beschränkt sich natürlich nicht auf die erläu¬ terten Ausführungsbeispiele. Die erfindungsgemässe Schaltung kann überall dort eingesetzt werden, wo mit geringem Aufwand eine lineare Frequenzrampe mit präziser Startfrequenz er¬ zeugt werden muss. Durch geeignete Festlegung des Werts der konstanten Steuerspannung resp. der Integrationskonstante kann die Steilheit der Frequenzrampe variiert resp. korri¬ giert werden.
Zur Bestimmung der (durchschnittlichen) Steilheit wird die Zeit gemessen, die verstreicht, bis die Frequenz des Abfra¬ gesignals sÄ von der Startfrequenz f« auf die Zielfrequenz f. angestiegen ist. Die gemessene Zeit wird mit einem vorge¬ gebenen Zeitbereich verglichen. Je nachdem, ob die gemessene Zeit zu kurz oder zu lang ist, wird die Integrationskonstan¬ te entsprechend erhöht bzw. erniedrigt.
Der Fehler kann dem Benutzer angezeigt werden (z. B. via Leuchtdioden), so dass er die Integrationskonstante manuell anpassen kann (z. B. durch Verstellen eines Potentiometers). Ist eine automatische Kontrolle gewünscht, so kann z. B. ein PI-Regler eingesetzt werden.
Die Genauigkeit der Startfrequenz und die Messgenauigkeit der Anstiegszeit hangen von der Genauigkeit des Referenzos¬ zillators 130 des PLL-Schaltkreises ab. Es ist möglich, die Frequenzschwankungen im ganzen Temperaturbereich des Oszil¬ lators auf weniger als 1,5 ppm zu begrenzen. Die Genauigkeit der Stoppfrequenz hängt natürlich von der Genauigkeit des Frequenzdetektors ab. Bei Signalfrequenzen im GHz-Bereich (z. B. 905 MHz oder 2,45 GHz) beträgt der Fehler typischerweise weniger als ± 10 - ± 20 KHz. Daraus ergibt sich, dass der maximale relative Fehler der durch¬ schnittlichen Steilheit der Frequenzrampe bei ± 0,1 - ± 0,2 % im gesamten Temperaturbereich gehalten wer¬ den kann.
Bedingt durch den sich ändernden Abstand des Transponders und ein zeit- und/oder frequenzselektives Fading schwankt der von der Abfragestation detektierte mittlere Signalpegel stark .
Da zudem das Audio-Signal aus der Summe von verzögerten Sig¬ nalen verschiedener Frequenz besteht, ist die Umhüllende des zu detektierenden Signals nicht konstant und gleicht einem rauschförmigen Signal. Um während einem einzigen Intervall T-. das Audio-Signal regeln zu können, muss die Zeitkonstante des Detektors kleiner sein als T-,. Als Folge des rauschför- migen Signals schwankt deshalb der Mittelwert zusätzlich. Die S+H-Schaltung sorgt dafür, dass ein momentaner Mittel¬ wert eingefroren wird und während der Dauer T-, konstant bleibt.
Unter Bezugnahme auf Fig. 9 wird nun ein Blockschaltbild ei¬ ner Schaltanordnung zum Detektieren des Antwortsignals s erläutert .
Mit 101 ist die Abfragestation bezeichnet. Sie umfasst einen Abfragesignalgenerator 104, welcher das in Fig. 8 gezeigte Abfragesignal s erzeugt. Das Abfragesignal sft wird über ei¬ ne Antenne 102 abgestrahlt. Ein nicht naher dargestellter, mobiler Transponder (SAW-tag) reflektiert ein codiertes Ant- wortsignal sR. Dieses wird von einer Antenne 103 empfangen und einer an sich bekannten Front-End-Schaltung 106 zuge¬ führt. Ein Mischer 107 mischt das empfangene Signal mit Hil¬ fe eines lokalen Oszillators LO in ein Basisband im Audio- signalbereich. Das heruntergemischte Signal wird in an sich bekannter Weise mit einem Bandpassfilter 108 gefiltert und einem Verstärker 109 verstärkt. Als nächstes folgt ein er- findungsgemäss angesteuerter Verstärker 110. Ein dritter Verstärker 111 erzeugt das zur Decodierung geeignete Aus- gangssignal (Decodierschaltung 115).
Am Ausgang des Verstärkers 111 hangt auch ein Pegeldetektor 112, welcher einem Integrator 113 vorgeschaltet ist. Der auf diese Weise bestimmte mittlere Signalpegel des Audiosignals wird zur Steuerung des Verstärkers 110 herangezogen. Eine S+H-Schaltung 114 (S+H = Sample and Hold) ist von einer Steuerschaltung 105 angesteuert. Die Steuerschaltung 105 kontrolliert im übrigen auch die Decodierschaltung 115 und den Abfragesignalgenerator 104.
Wie aus Fig. 8 zu entnehmen ist, bleibt das Signal S zur Steuerung der S+H-Schaltung 114 in den Intervallen T . und T2 auf low und wird nur im Intervall T-. (insbesondere in einem zeitlich zentrierten Teilbereich von T-M auf high gesetzt. Entsprechend wird der abgespeicherte Wert, insbesondere wäh¬ rend des Intervalls T?, gehalten (H). Nur im Intervall T, wird jeweils ein neuer Wert eingelesen (S).
Die Decodierschaltung 115 wird gemass der Erfindung immer nur im Intervall T, aktiviert. Das Signal S ist also nur im Intervall T? auf high gesetzt. Somit wird gemass der Erfin¬ dung die Signaldecodierung und die Verstarkereinstellung in zwei voneinander verschiedenen Intervallen durchgeführt. Die Erfindung beschrankt sich naturlich nicht auf die be¬ schriebenen Ausfuhrungsbeispiele. Insbesondere die Schal¬ tungsanordnung gemass Fig. 9 lasst sich in verschiedenen Ar¬ ten erweitern bzw. abändern. Das in Fig. 8 gezeigte Abfrage¬ signal weist zwar zwei spiegelbildliche Frequenzrampen auf, was jedoch kein zwingendes Merkmal ist. Die Frequenzrampen können unterschiedlich steil sein oder ganz allgemein einen unterschiedlichen Verlauf haben (exponentiell sinusartig etc.). Denkbar ist auch, dass innerhalb eines "Frequenz- sweeps" sowohl die Decodierung als auch die Verstärkung er¬ folgt. Wichtig ist, dass die beiden Funktionen derart ge¬ trennt sind, dass Transienten aufgrund der Verstarkerein¬ stellung die Decodierung stören können Ferner sollte die Verstarkereinstellung zeitlich nicht allzu stark von der De¬ codierung getrennt sein
Fig. 12 zeigt ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausfuh¬ rungsform eines Stoppfrequenzdetektors 128. Das Abfragesig¬ nal sA am Ausgang des Rampengenerators 120 wird eingangssei- tig über einen Spannungsfolger 141 an einen Mischer 142 ge¬ geben. Ein Tiefpassfilter 143 am Ausgang des Mischers 142 filtert die gesuchte Differenzfrequenz f - aus Eine an- schliessende Triggerschaltung 144 erzeugt ein Rechtecksig- nal, welches auf einen RESET-Emgang 148 eines Zahlers 145 gegeben wird. Ein Taktsignaleingang 149 ist mit einem Kon- trollsignal der Frequenz f eines Taktsignalgenerators 147 beaufschlagt .
Das Detektionssignal 7 wird an einem der n-ten Stufen des Zahlers 145 entsprechenden Ausgang Q abgegriffen Es ändert seinen Zustand, wenn nie Zielfrequenz erreicht worden ist
Das Ab raqesignal s A, wird mit einer Referenzfrequenz fr ge- mischt, welche von einem PLL-Schaltkreis 146 erzeugt wird Dieser wird vom Kontrollsignal mit der Frequenz f des Takt- signalgenerators 147 kontrolliert.
Die Frequenz des Abfragesignals s beginnt bei einer Start¬ frequenz f und steigt linear gegen die Stopp- bzw. Zielfre¬ quenz - an. Aufgabe des Stoppfrequenzdetektors 128 ist es festzustellen, wann die Zielfrequenz f.. erreicht ist.
Gemass der Erfindung wird die Referenzfrequenz f wie folgt festgelegt:
-■ df
df = f (II
Ist z.B. fc = 5 MHz und n = 4 (d. h. N = 2n = 16), so ergibt sich df = 312,5 KHz. f1 betragt z. B. 925 MHz und die Start¬ frequenz z. B. 905 MHz. Die Differenzfrequen∑ f , beträgt al¬ so maximal 20,3125 MHz und verringert sich mit dem Ansteigen der Frequenzrampe gegen 312,5 KHz.
Schaltungsmassig lauft nun folgendes ab. Zu Beginn (d. h. wenn die Frequenz des Abfragesignals s bei f- = 905 MHz startet) ist die Differenzfrequenz f - sehr gross. Der Zahler
145 wird also etwa mit der 4-fachen Rate zurückgesetzt, wie er durch das Kontrollsignal mkrementiert wird. Am Ausgang
0 kann sich daher nichts tun. Je hoher die Frequenz des Ab- ^n fragesignals sΔ ansteigt, desto geringer ist die Differenz- frequenz f ,. So lange jedoch nicht die Zielfrequenz f^ er¬ reicht ist, wird der Zahler stets zurückgeset , bevor er auf N mkrementiert ist. Sobald jedoch die Difterenzfrequenz f - < df ist, verbleibt dem Zahler zwischen den RESET-Pulsen genügend Zeit, um auf N zu mkrementieren. Am Ausgang Qn an- dert sich daher der Zustand. Dies kann zur Steuerung des Rampengenerators 120 benutzt werden. Im Ausfuhrungsbeispiel gemass Fig. 8 wird durch dieses Signal der Beginn der abfal¬ lenden Rampe eingeleitet.
Idealerweise ändert der Ausgang Q seinen Zustand gerade dann, wenn f , = df. Da das Differenzsignal und das Kontroll¬ signal jedoch nicht synchron laufen, gibt es in der Praxis einen Unsicherheitsbereich.
fc fc
_f = III)
,n
Aus Formel III ergibt sich somit eine Grenze für die Detek- tionsgenauigkeit . Sie hangt ab von der Grosse von n. όf nimmt im wesentlichen quadratisch zu N = 2 ab. Es ist nun aber nicht so, dass im Gesamtzusammenhang der Detektlonsfeh- ler beliebig klein gemacht werden kann Nimmt n zu, so steig3t auch die Messzeit tm = 1/df. Entsprechend der Steil- heit der Rampe ändert sich natürlich die Frequenz des Ab¬
Figure imgf000038_0001
sA. innerhalb der Messzeit t . Aufgrund der er- läuterten gegenläufigen Bedingungen (n möglichst gross und t möglichst klein) lasst sich je nach Rampensteilheit und sonstigen vorgegebenen Parametern ein optimales n bestimmen.
Für die beispielhaft angegebenen Signalparameter empfiehlt sich ein Wert n im Bereich 4-9. Für eine Kontrollfrequenz fc im Bereich von 1 - 20 MHz empfiehlt s ch n < 8, insbesondere n = 5-8. Für f = 12.8 MHz z. B. hat sich (bei einer Rampen- c
Steilheit von 1.25 GHz) der Wert n = 8 als besonders gut er¬ wiesen . Zusammenfassend ist festzuhalten, dass durch Oeffnen und Schliessen eines PLL-Schaltkreises mit geringem technischem Aufwand lineare Frequenzrampen erzeugt werden können. Es lassen sich auf diese Weise insbesondere Signale zum berüh¬ rungslosen Abfragen von mobilen Transpondern im GHz-Bereich erzeugen.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Erzeugen einer Frequenzrampe für eine LaufZeitmessung von RF-Signalen mit folgenden Schritten:
a) In einem Basisband wird durch direkte digitale Syn¬ these (1 ) ein Basisbandsignal mit zumindest stuckwei¬ se linear ansteigender Frequenz erzeugt;
b) das Basisbandsignal wird in einem Mischer (11a, 11b) mit einem Tragersignal konstanter RF-Frequenz ge¬ mischt und zur Extraktion der Frequenzrampe gefiltert (14) .
2. Verfahren zum Erzeugen einer Frequenzrampe für eine Lau Zeitmessung von RF-Signalen mit folgenden Schritten:
a) In einem Basisband wird durcn direkte digitale Syn¬ these (1 ) ein Basisbandsignal mit linear ansteigender Frequenz erzeugt;
b) das Basisbandsignal wird als Referenzfrequenz in ei¬ nen Phasendiskriminator (16) eines PLL-Schaltkreises (16, 17, 18, 22, 23, 24) gegeben, welcher das RF-Sig- nal erzeugt (19, 20) .
3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch ge¬ kennzeichnet, dass in einem ersten digitalen Speicher (3) ein Momentanwert der Frequenz zwischengespeichert und periodisch erhöht bzv;. erniedrigt wird, um auf des¬ sen Grundlaqe das Basisbandsignal zu erzeugen.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass mit einem Phasenakkumulator (4) entsprechend dem Momen¬ tanwert der Frequenz eine Phase des Basisbandsignals mit einer vorgegebenen Taktrate generiert wird.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass entsprechend der generierten Phase aus einem Speicher (6a, 6b) ein Cosinus- bzw. Sinus-Amplitudenwert ausge¬ speichert wird und dass ein anschliessend durch D/A¬ Wandlung (9a, 9b) erzeugtes Signal als Basisbandsignal in den Mischer (11a, 11b) resp. den Phasendiskriminator (16) gegeben wird.
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass entsprechend der Phase lediglich ein sιgn(cos) und/oder ein sιgn(sιn) Amplitudenwert als I- und Q-Komponente ausgespeichert wird bzw. werden, insbesondere um im Rah¬ men einer SSB-Modulation (10, 11a, 11b, 12) dem Trager¬ signal aufmoduliert oder auf den Phasendiskriminator (16) gegeben zu werden.
Schaltungsanordnung zur Durchfuhrung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 6 mit einem Speicher (3) für einen momentanen Frequenzwert im Basisband, einem Pha¬ senakkumulator (4) zum taktgesteuerten Nachfuhren einer Phase und mindestens einem, vom Phasenakkumulator (4) angesteuerten Festwertspeicher (6a, 6b), enthaltend die Funktionswerte sιgn(cos) resp. sιgn(sιn).
Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekenn¬ zeichnet, dass mindestens ein Mischer (11a, 11b) vorge¬ sehen ist, wobei ein erster Eingang desselben mit einem Ausgang des Festwertspeichers (6a, 6b) oder mit einem Ausgang eines dem Festwertspeicher (6a, 6b) nachgeschal¬ teten D/A-Wandlers (9a, 9b) und ein zweiter Eingang mit einem Ausgang eines RF-Signalgenerators (10) verbunden ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekenn¬ zeichnet, dass ein PLL-Schaltkreis (16, 17, 18, 22, 23, 24) mit einem Phasendiskriminator (16) vorgesehen ist, wobei der Phasendiskriminator (16) von einem Ausgang des Festwertspeichers (6a) oder von einem Ausgang eines dem Festwertspeicher (6a) nachgeschalteten D/A-Wandlers (9a) gesteuert ist.
10. Abfragestation (25) für ein System zum berührungslosen Identifizieren von elektromagnetisch abfragbaren mobilen Transpondern (32), gekennzeichnet durch einen Sender- schaltkreis (28) mit einer Schaltungsanordnung nach ei¬ nem der Ansprüche 7 bis 9, der ein Abfragesignal (Sa,
S, , S ) mit mindestens zwei, durch einen Frequenzsprung abgesetzte, aber phasenkohärent bzw. mit einem fest vor¬ gegebenen Phasensprung aneinander anschliessende lineare Frequenzrampen (S -, S_2; S, .. , S, -,; S , , S 2) erzeugt.
11. Abfragestation nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass eine Steuerschaltung zur Erzeugung von unterschied¬ lichen, insbesondere pseudozufälligen zeitlichen Abstän¬ de vorgesehen ist, um mehrere Frequenzrampen in zueman- PCMB95/00981
- 41
der unterschiedlichen, insbesondere durch einen Pseudo- zufallscode bestimmten zeitlichen Abständen zu erzeugen.
12. Abfragestation nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die mindestens zwei Frequenzrampen (Sa,l , Sa2_,; S,b,l,
Sb, - ; Scl, Sc- ) unmittelbar aneinander anschliessen.
13. Abfragestation nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die mindestens zwei Frequenzrampen (Sa.l , S -, ; S ',bl
S, -. ) die gleic :hhee SSttaarrttffrreeqquueenn:: und die gleiche
Steilheit haben
14. Abfragestation nach einem der Ansprüche 10 bis 13, da¬ durch gekennzeichnet, dass - zum Identifizieren des Transponders - eine Schaltungsanordnung zum Detektieren eines Echosignals derart mit der Schaltungsanordnung zur Erzeugung des Abfragesignals synchronisiert ist, dass das Echosignal über mehrere Frequenzrampen hinweg kohä¬ rent detektiert werden kann.
15. Abfragestation für ein System zum berührungslosen Iden¬ tifizieren von elektromagnetisch abfragbaren mobilen Transpondern, gekennzeichnet durch einen Senderschalt¬ kreis (28), der ein Abfragesignal (Sd_, Sb, ,' Sc ) aus stückweise linearen, phasenkoharent aneinander an¬ schliessenden Frequenzrampen (s cl ' 5 2 ^ unterschiedli¬ cher Steilheit erzeugt.
16. Abfragestation nach einem der Ansprüche 10 bis 15, da¬ durch gekennzeichnet, dass eine Schaltungsanordnung zum Detektieren eines freien Frequenzbandes vorgesehen ist, um die Startfrequenz (-M) in das gefundene freie Fre¬ quenzband zu legen.
17. Anlage, mit mehreren Abfragestationen nach einem der An¬ sprüche 10 bis 16, bei welcher die Startfrequenzen (fn) der Abf agesignale verschiedener Abfragestationen syn¬ chronisiert, aber um einen kleinen Betrag frequenzmassig gegeneinander versetzt sind.
18. Anlage, mit mehreren Abfragestationen nach einem der An¬ sprüche 10 bis 16, bei welcher die Startzeitpunkte auf¬ einanderfolgender Abfragesignale jeder Abfragestation nach einem Pseudozufallscode bestimmt sind.
19. Anwendung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 6 in einem System zum beruhrungslosen Identifizieren von elektromagnetisch abfragbaren mobilen Transpondern (32)
20. Verfahren zur Erzeugung einer linearen Frequenzrampe, dadurch gekennzeichnet, dass ein Integrator (124) eines PLL-Schaltkreises wahlweise statt mit einem Phasenfehler mit einem konstanten Steuersignal gespeist wird
21. Verfanren nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass der PLL-Schaltkreis zu Beginn im geschlossenen Zustand laufengelassen wird und entsprechend einer Referenzfre¬ quenz (f ef) auf einer Startfrequenz (fn) läuft und dann - zum Erzeugen der Frequenzrampe - geöffnet wird, um entsprechend dem konstanten Steuersignal linear anzu¬ steigen.
22. Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass eine Zeitdauer bis zum Erreichen einer vorgegebenen Stoppfrequen∑ (f. ) gemessen wird, um eine Steilheit der Frequenzrampe zu bestimmen.
23. Verfahren nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass das konstante Steuersignal zum Erzeugen einer nächsten Frequenzrampe entsprechend der Abweichung der gemessenen Zeitdauer von einer vorgegebenen - zwecks Korrektur der Steilheit - erhöht bzw. erniedrigt wird.
24. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 20, gekennzeichnet durch einen PLL-Schaltkreis (121, 122, 124, 125, 126) mit einem Schalter (123) vor einem Integrator (124) des PLL-Schaltkreises (121 , 122,
124, 125, 126), um den PLL-Schaltkreis (121, 122, 124,
125, 126) zu öffnen und den Integrator (124) mit einem konstanten Steuersignal beaufschlagen zu können.
25. Schaltungsanordnung nach Anspruch 24, dadurch gekenn¬ zeichnet, dass ein einstellbarer Integrationskonstanten¬ generator vorgesehen ist, welcher durch den Schalter (123) elektrisch mit dem Integrator (124) verbindbar ist .
26. Schaltungsanordnung nach Anspruch 25, dadurch gekenn¬ zeichnet, dass ein Stoppfrequenzdetektor (128) und eine Zeitmessschaltung vorgesehen sind, um die Steilheit der Frequenzrampe zu bestimmen.
27. Schaltungsanordnung nach Anspruch 26, gekennzeichnet durch eine automatische Korrekturschaltung, um den Inte¬ grationskonstantengenerator entsprechend der Abweichung der gemessenen Rampensteilheit zu einer vorgegebenen korrigierend anzusteuern.
28. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 24 bis 27, gekennzeichnet durch eine Steuerschaltung (129), welche den Schalter (123) und eine Polarität des Integrations¬ konstantengenerators so steuert, dass das Ausgangssignal (sA) des PLL-Schaltkreises (121, 122, 124, 125, 126) für eine vorgegebene Zeit auf konstanter Frequenz Mfn) läuft, dann - im Sinne eines Dreiecksignais - eine erste Frequenzrampe und unmittelbar darauf eine zweite Fre¬ quenzrampe durchläuft, um schliesslich bei der konstan¬ ten Frequenz (fn) zu enden.
29. Schaltungsanordnung nach Anspruch 28, dadurch gekenn¬ zeichnet, dass die Steuerschaltung (129) den Integra¬ tionskonstantengenerator so steuert, dass die erste Fre¬ quenzrampe eine Steilheit hat, die umgekehrt gleich der Steilheit der zweiten Frequenzrampe ist.
30. Verfahren insbesondere nach Anspruch 20 zum Detektieren einer Zielfrequenz ( f, ) bei einem Signal (s. ) mit einem Bereich (T ) steigender bzw. fallender Signalfrequenz, dadurch gekennzeichnet,
a) dass das Signal .s. ) - zwecks Erzeugung einer Diffe¬ renzfrequenz (f.) - mit einer fest vergebenen Refe¬ renzfrequenz (f ) gemischt wird, die um einen vorge¬ gebenen kleinen Betrag (df) über bzw. unter der Ziel¬ frequenz ( f-, ) liegt und
b) dass ein Detektionssignal (Sz ) erzeugt wird, sobald die erzeugte Differenzfrequenz ( f , ) kleiner oder gleich dem vorgegebenen Betrag (df) ist.
31. Verfahren nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, dass zum Detektieren, ob die Differenzfrequenz ( f , ) den Be¬ trag (df) unterschreitet, ein Zahler (145) mit einem Zahlbereich von mindestens N verwendet wird und dass der Betrag (df) dem N-ten Teil einer Kontrollfrequenz eines Kontrollsignals entspricht.
32. Verfahren nach Anspruch 31 , dadurch gekennzeichnet, dass der Zahler (145) entsprechend der Kontrollfrequenz (f ) mkrementiert wird, dass der Zahler (145) entsprechend der Differenzfrequenz ( f , ) periodisch zurückgesetzt wird und dass beim Erreichen bzw. Ueberschreiten des Zahlbe- reichs N das Erreichen der Zielfrequenz signalisiert (S ) wird.
33. Verfahren nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, dass das Kontrollsignal zusatzlich als Referenzsignal eines PLL-Schaltkreises (146) zur Erzeugung der Referenzfre¬ quenz (f ) verwendet wird.
34. Verfahren nach einem der Ansprüche 31 bis 33, dadurch gekennzeichnet, dass N kleiner als etwa 1 ' 000 und vor¬ zugsweise grosser als etwa 10 ist.
35. Verfahren nach einem der Ansprüche 30 bis 34, dadurch ggeekkeennnnzzeeiicchhnneett,, ddaassss ddiiee RReeffeerre,nzfrequenz (f ) im Be- reich von 1 GHz oder hoher liegt
36. Verfahren nach einem der Ansprüche 31 bis 35, dadurch gekennzeichnet, dass die Kontrollfrequenz (f ) im Be¬ reich von 0, 1 100 MH: insbesondere zwischen 1 MHz und 20 MHz liegt.
37. Verfahren nach einem der Ansprüche 31 bis 36, dadurch gekennzeichnet, dass der genannte Betrag (df) mindestens 100 mal kleiner als die Referenzfrequenz (f ) ist.
38. Schaltungsanordnung zur Durchfuhrung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 30 bis 37, gekennzeichnet durch
a) einen Referenzfrequenzoszillator (146), welcher eine Referenzfrequenz (f ) erzeugt, die um einen definier¬ ten, geringfügigen Betrag (df) über DZW. unter der zu detektlerenden Zielfrequenz liegt, b) einen Mischer (142), welcher das Signal (s. ) mit der Referenzfrequenz (f ) zur Erzeugung einer Differenz¬ frequenz (f - ) mischt und
c) einen Detektor (145), welcher ein Detektionssignal (S ) erzeugt, sobald die Differenzfrequenz ( f ,) unter den definierten Betrag (df) fällt.
39. Schaltungsanordnung nach Anspruch 38, dadurch gekenn¬ zeichnet, dass der Detektor einen Zähler (145) mit einem Zählbereich von mindestens N umfasst, welcher einen mit der Differenzfrequenz ( f ,) beaufschlagten RESET-Eingang
(148) und einen mit einer Kontrollfrequenz (fc ) inkre- mentierten Takteingang (149) aufweist.
40. Schaltungsanordnung nach Anspruch 39, dadurch gekenn¬ zeichnet, dass der Zähler (145) mindestens n Stufen hat, wobei N und dass das Detektionssignal (S ) an der n-ten Stufe (Q ) abgegriffen ist.
41. Verfahren insbesondere nach Anspruch 20 oder 30 zum be¬ rührungslosen Abfragen eines passiven mobilen Transpon- ders, wobei ein von einer Abfragestation (101 ) ausgesen¬ detes Abfragesignal (sft) vom Transponder codiert als Antwortsignal (sD) zurückgestrahlt und von der Abfrage- Station {101 ) detektiert wird, dadurch gekennzeichnet, dass eine in der Abfragestation (101 ) durchgeführte De¬ codierung (115) und eine - der Decodierung vorgeordnete - automatische Verstarkereinstellung (114) in getrennten Zeitintervallen (T-, resp. T 3,) erfolgen.
42. Verfahren nach Anspruch 41, dadurch gekennzeichnet, dass das Abfragesignal (s.) eine aufsteigende und eine abfal¬ lende Frequenzrampe umfasst und dass im Verlauf der ei¬ nen - insbesondere der ansteigenden - Frequenzrampe de- codiert und im Verlauf der anderen - insbesondere der abfallenden - die Verstarkereinstellung durchgeführt wird.
43. Verfahren nach Anspruch 41 oder 42, dadurch gekennzeich¬ net, dass während einer ersten Frequenzrampe ein Mess¬ vorgang mit konstant gehaltener Messverstärkung statt¬ findet und während einer zweiten Frequenzrampe ohne De¬ codierung die Messverstärkung neu eingestellt wird.
44. Verfahren nach einem der Ansprüche 41 oder 43, dadurch gekennzeichnet, dass als Abfragesignal (s.) ein periodi¬ sches Signal mit einer linear ansteigenden und einer an¬ schliessenden, linear abfallenden Frequenzrampe und mit einem Abschnitt konstanter Frequenz erzeugt wird.
45. Verfahren nach einem der Ansprüche 41 bis 44, dadurch gekennzeichnet, dass zur Verstärkereinstellung eine Sample-and-Hold-Schaltung (114) zyklisch zur Abtastung und Zwischenspeicherung eines Kompensationswerts ange¬ steuert (Sv) wird.
46. Verfahren nach einem der Ansprüche 41 bis 45, dadurch gekennzeichnet, dass der Transponder das Ab ragesignal
(s,) durch Erzeugen von Antwortsignalen (sD) mit defi- A κ nierten zeitlichen Verzogerungen codiert.
47. Schaltungsanordnung zum Detektieren eines Codes in einem Antwortsignal (sD) eines passiven mobilen Transponders, umfassend einen steuerbaren Signalverstarker (110) zur Pegeleinstellung des zu decodierenden Signals und eine nachgeordnete Decodierschaltung (115) zum Detektieren des Codes, gekennzeichnet durch eine Steuerschaltung (105), welche abwechslungsweise den Signalverstärker (110) entsprechend dem detektierten Pegel einstellt und die Decodierschaltung (115) derart aktiviert, dass die Decodierung und die automatische Verstarkereinschaltung in getrennten Zeltintervallen ( T - resp. T,) erfolgen.
48. Schaltungsanordnung nach Anspruch 47, dadurch gekenn¬ zeichnet, dass ein Steuerungseingang des Signalverstar- kers (114) an einen Ausgang einer Sample-and-Hold-Schal¬ tung (114) angeschlossen ist, welche den im Zeitinter- vall (T-,) zur Verstarkereinstellung ermittelten Verstar- kungswert zwischenspeichert zur Ansteuerung des Signal- verstarkers (110) im nächstfolgenden Zeitintervall (T ' zur Decodierung.
49. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 47 bis 48, gekennzeichnet durch einen HF-Empfanger für das codierte Antwortsignal (sD), einen Mischer (107) zum herunter i- sehen des Antwortsignals (s ) in ein Basisband, in wel¬ chem der steuerbare Signalverstarker (110) einen Signal¬ pegel einstellt.
50. Abfragesignal zum Identifizieren eines mobilen passiven Transponders, welcher ein Antwortsignαl (sR) mit zeit¬ lich definiert verzögerten Antwortsignalkomponenten er- zeugt, gekennzeichnet durch eine repetitive Abfolge von in vergleichbarem Mass linear ansteigenden und linear abfallenden Frequenzrampen.
51. Abfragesignal nach Anspruch 50, dadurch gekennzeichnet, dass es im wesentlichen aus Intervallen konstanter Fre¬ quenz (T1 ) , linear ansteigender Frequenz (T und linear abfallender Frequenz (T.,) besteht.
PCT/IB1995/000981 1994-11-08 1995-11-08 Verfahren zum erzeugen einer frequenzrampe für eine laufzeitmessung von rf-signalen WO1996014590A1 (de)

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